JP2009017707A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】３相モータの駆動に利用されるインバータの発熱を抑制するモータ制御装置を提供する。
【解決手段】３相モータ７の駆動に利用されるインバータ６を構成する半導体パワースイッチ素子の温度に応じて、３相モータ７の駆動を制御してインバータ６の発熱を抑制するモータ制御装置１００は、３相モータ７のロック時に３相モータ７が備える各相のコイルに流れるコイル電流に基づいて、各相の半導体パワースイッチ素子の温度推定値を演算する素子温度推定部１０と、温度推定値の中から最高温度値を抽出する最高温度抽出部１１と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、３相モータの駆動に利用されるインバータの発熱を抑制することが可能なモータ制御装置とそのようなモータ制御装置のためのプログラムに関する。

インバータは、直流を任意の周波数の交流に変換できることから、モータの回転速度を制御するための一般的なモータ駆動用制御装置として、広く利用されている。このインバータは、互いに対となる上下のスイッチング素子を一対または複数対備えるように構成されている。これらの上下対で構成されるスイッチング素子を例えばＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によって、順次、動作状態を切り替えることにより直流を交流に変換することができる。所謂ハイサイドのスイッチング素子は電源ラインに接続され、ローサイドのスイッチング素子はグランドに接地されるので、制御端子（スイッチング素子がＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）である場合にはゲート端子であり、バイポーラトランジスタである場合にはベース端子）に入力信号（スイッチング素子がＭＯＳ−ＦＥＴである場合には電源電圧であり、バイポーラトランジスタである場合には入力電流）を印加すればスイッチング素子を動作させることができる。

一対のスイッチング素子は、上記のように直列接続状態となるため、ハイサイドのスイッチング素子とローサイドのスイッチング素子とがＰＷＭ制御が行われることなく長時間同時にオン状態が続くと、電源とグランドとが短絡状態となってしまい、スイッチング素子に過電流が流れることとなる。したがって、当該過電流が流れたスイッチング素子は、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴであればオン抵抗と流れた電流値の２乗との積による電力損失、バイポーラトランジスタであればコレクタ−エミッタ間電圧と流れた電流との積による電力損失が発生し、発熱することとなる。

このようなインバータに生じる異常な発熱を抑制するための技術として、インバータに含まれる半導体パワースイッチ素子から離間して温度センサを設置し、その温度センサの検出値に従って熱保護制御を行うインバータ熱保護装置がある（例えば、特許文献１）。この特許文献１に係るインバータ熱保護装置は、温度センサにより半導体パワースイッチ素子の温度を間接的に検出し、検出誤差を補正するためにインバータの電流指令値に基づいてインバータに対する要求値に補正を加えて補正済み電流指令値を算出する。そして、この補正済み電流指令値をインバータの駆動回路に印加することによりインバータを熱保護している。

しかしながら、モータに外的負荷がかかっておりロータが回転できない状態等のモータロック状態においては、モータが回転していないため、任意の１相に電流が集中してしまう。このような状況を回避するためには、１相毎の半導体パワースイッチ素子の発熱を考慮する必要があることから、温度センサを各相毎に配設しなければならない。しかしながら、複数個の温度センサを配設すると、コストが高くなってしまう。また、低コスト化を図り、温度センサを１つとした場合には、各相毎に温度を検出することができないため、過保護、或いは保護不足の虞がある。更に、温度センサの応答性に比べ、モータが有するコイルに通電した際の半導体パワースイッチ素子の発熱速度が速いため、温度センサの出力値に基づいて、半導体パワースイッチ素子を過熱保護すると、温度センサの応答遅れに伴って過熱保護が遅れてしまい、半導体パワースイッチ素子が熱破壊を起こしてしまうといった問題があった。

特許第３４３０９０７号公報（段落番号０００８〜００１０等）

本発明の目的は、上記問題を鑑み、３相モータの駆動に利用されるインバータを構成する半導体パワースイッチ素子の温度に応じて、前記インバータの発熱を抑制することが可能なモータ制御装置を提供することにある。

上記目的を達成するための本発明に係るモータ制御装置の特徴は、３相モータの駆動に利用されるインバータを構成する半導体パワースイッチ素子の温度に応じて、前記３相モータの駆動を制御して前記インバータの発熱を抑制し、前記３相モータのロック時に前記３相モータが備える各相のコイルに流れるコイル電流に基づいて、各相の前記半導体パワースイッチ素子の温度推定値を演算する素子温度推定部と、前記温度推定値の中から最高温度値を抽出する最高温度抽出部と、を備える点にある。

このような構成とすれば、例えばモータロック時に、３相モータが備えるロータのコイルに流れるコイル電流から半導体パワースイッチ素子の発熱を瞬時に予測することが可能となる。したがって、半導体パワースイッチ素子が構成するインバータの発熱を抑制することができるため、熱破壊を未然に防止することが可能となる。

また、前記モータ制御装置は、前記最高温度値に対して、前記温度推定値と予め設定された温度閾値との差に応じて前記３相モータのトルク制限値を算出するトルク制限値算出部を備える構成とすると好適である。このような構成とすれば、半導体パワースイッチ素子の発熱量が多ければ、３相モータの駆動トルクを制限するため、モータが何らかの理由で回転していないにも拘らず、通電をし続けるといった制御を防止することができる。したがって、連続通電による発熱、更には発煙、発火等を未然に防止することが可能となる。

また、前記モータ制御装置は、前記温度推定値の演算が、前記インバータの温度を測定する温度センサから前記３相モータの回転前に出力されるセンサ信号を用いて行われると好適である。また、前記モータ制御装置は、前記温度推定値が、前記３相モータの回転前における前記インバータの温度と、前記コイル電流に基づいて算出された発熱量予測値とにより演算されると好適である。更に、前記モータ制御装置は、前記センサ信号が、前記温度推定値の演算に１回だけ用いられると好適である。

このような構成とすれば、３相モータの回転前における温度センサの出力を利用するため、都度、温度センサの出力をモニタする必要がなくなる。したがって、温度センサを制御する制御機能部の負担を低減させることが可能となる。また、回転前におけるインバータの温度と、インバータを回転した際におけるコイル電流に基づいて算出された発熱量予測値とに基づいて温度推定値の算出を行うため、都度、温度センサの出力をモニタする必要がなくなる。更に、温度センサが１つであっても３相分の半導体パワースイッチ素子の熱保護を行うことができるため、コストを抑えてモータ制御装置を構成することが可能となる。

〔本発明の第一実施形態〕
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。図１は、本発明のモータ制御装置１００の構成を示す概略図である。本モータ制御装置１００は、トルク制限値算出部１、トルク−電流変換部２、電流制御部３、逆座標変換部４、インバータ制御部５、インバータ６、３相モータ７、回転数演算部８、座標変換部９、素子温度推定部１０、最高温度抽出部１１を備えている（詳細は後述する）。

図２は、特に、インバータ制御部５とインバータ６と３相モータ７との構成を示した図である。３相モータ７は、図示はしないが、永久磁石を備えるロータと、当該ロータに回転力を与えるための磁界を発生させるステータとを備える。このステータは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のステータコイル７ｕ、７ｖ、７ｗを備える。各ステータコイルの一端は、電気的に中性な中性点で共通に接続され、Ｙ結線される。各ステータコイルの他端は、インバータ６に接続される。

インバータ６は、図２に示されるように、電源２０の正電圧側に接続されたハイサイドのトランジスタＱ１、Ｑ３、Ｑ５と、電源２０の負電圧側に接続されたローサイドのトランジスタＱ２、Ｑ４、Ｑ６と、の合計６つのトランジスタＱ１〜Ｑ６で構成される。例えば、トランジスタＱ１及びトランジスタＱ４のみを同時にオンさせると、電源２０から第１電源ライン２１、トランジスタＱ１、ステータコイル７ｖ、ステータコイル７ｗ、トランジスタＱ４を介して第２電源ライン２２に電流が流れる。一方、トランジスタＱ３及びトランジスタＱ２のみを同時にオンさせると、電源２０から第１電源ライン２１、トランジスタＱ３、ステータコイル７ｗ、ステータコイル７ｖ、トランジスタＱ２を介して第２電源ライン２２に電流が流れる。

このトランジスタＱ１及びトランジスタＱ４のみをオンさせた場合と、トランジスタＱ３及びトランジスタＱ２のみをオンさせた場合とでは、ステータコイル７ｖ及びステータコイル７ｗに流れる電流の方向が異なる。そのため、各ステータコイルには電流の流れる方向に応じた電磁力が働き、当該電磁力とロータが備える永久磁石との間で引力及び斥力が発生することとなる。したがって、トランジスタＱ１〜Ｑ６の中から選択されたハイサイドのトランジスタとローサイドのトランジスタとで形成される上下対トランジスタを順次オンさせることにより、ロータが回転力を得ることができる。

尚、トランジスタＱ１〜Ｑ６には、コレクタ端子にカソード端子が、またエミッタ端子にアノード端子が接続されるように夫々ダイオードＤ１〜Ｄ６が配設されている。ここで、各ステータコイルには、通電中にエネルギーが蓄えられるが、これらのダイオードＤ１〜Ｄ６は各ステータコイルの通電を停止した際に該エネルギーに起因して発生する逆起電力によって周辺部品に悪影響を及ぼさないようにするために配設されるものである。

このようなトランジスタＱ１〜Ｑ６に対する一連の制御は、インバータ制御部５により行われる。インバータ制御部５は、ＥＣＵ５ａとドライバ５ｂとから構成される。ＥＣＵ５ａは、トランジスタＱ１〜Ｑ６をＰＷＭ制御により動作させる。３相モータ７には、ロータの回転角を検出する位置センサ７ａが備えられている。位置センサ７ａは、ロータの回転角を電気角θに変換し、電気角θに応じた信号を出力する。回転数演算部８は、この出力された信号に基づいて３相モータ７の回転数（角速度ω）を検出する。ＥＣＵ５ａには、回転数演算部８が算出した回転数と、インバータ６及び各ステータコイルの間の電流とをモニタしている。ここで、ＥＣＵ５ａの駆動方式によっては、電流をモニタするのではなく、電圧をモニタする構成であっても良い。尚、３相モータ制御装置１００の全体構成から鑑みた場合には、上記モニタは、図１に示されるように各機能部を介して行われるが、閉ループであるためＰＷＭ制御に対して、何等問題が発生するものではない。

ＥＣＵ５ａは、例えば、２．５Ｖや３．３Ｖ等の低電圧で動作するマイクロコンピュータによって構成される。そのため、トランジスタＱ１〜Ｑ６に流れる電流やトランジスタＱ１〜Ｑ６の電気的特性によっては、トランジスタＱ１〜Ｑ６をオンさせるためのドライブ能力が不足する虞がある。したがって、ＥＣＵ５ａとインバータ６との間には、ＥＣＵ５ａのＰＷＭ信号のドライブ能力を上げるドライバ５ｂが配設されている。尚、ドライバ５ｂは、ドライバＩＣで構成しても良いし、トランジスタで組まれたプッシュプル回路で構成しても良い。

図１に戻り、トルク制限値算出部１は、３相モータ７を回転するために必要な総トルクを算出し、目標トルクの出力を行う。この総トルクの算出は、回転数演算部８により算出された３相モータ７の回転数や最高温度抽出部１１から出力される信号を帰還信号として用いて行われる。

ここで、本モータ制御装置１００は、モータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを、３相モータ７のロータが有する永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸及び当該ｄ軸に直交するｑ軸のベクトル成分Ｉｄ及びＩｑに座標変換を行って、３相モータ７の回転制御を行う。図３は、この座標変換の原理を示す図である。図３に示す３相モータでは、２極の永久磁石ｍを有するロータ７ｒを備え、ロータ７ｒの回転角と電気角θとが一致する。図３（ａ）は３相交流電流波形と電気角θとの関係を示した図であり、図３（ｂ）は図３（ａ）の時刻ｔ１におけるロータ７ｒとステータ７ｓとの位置関係及び座標変換前後の電流ベクトルを示す図である。尚、図３（ｂ）においては、ステータ７ｓのＵ相の磁極位置を基準として、ロータ７ｒの磁極位置となる電気角θが示されている。

図３（ｂ）に示されるように、永久磁石ｍが発生する磁界の方向をｄ軸とし、当該ｄ軸に直交する方向をｑ軸とする。図３（ａ）に示すように、ロータ７ｒの磁極位置に応じて、ステータコイル７ｕ、７ｖ、７ｗに３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを流すことにより、トルクが発生する。図３（ａ）の時刻ｔ１での電気角θにおける電機子電流の総和を示すベクトルｉａ（Ｉａ）は、図３（ａ）よりＷ相電流ｉｗが零であるため、Ｕ相電流ｉｕとＶ相電流ｉｖとのベクトル和となる。この電気角θにおける電流ベクトルｉａをｄ軸及びｑ軸に対して分解すると、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとが得られる。このように、３相のモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとに座標変換される。

ここで、特に永久磁石埋め込み型の同期モータでは、ステータコイル７ｕ、７ｖ、７ｗから見たインダクタンスが、ロータ７ｒとの関係、即ち磁極位置との関係で変化する。磁極の方向であるｄ軸方向では、永久磁石が持つ透磁率の大きさの逆数に比例した磁気抵抗を持つために磁路が妨げられてしまう。一方、ｑ軸方向では、透磁率が大きいケイ素鋼などの磁性体を通るため、磁気抵抗の値は永久磁石に比べると著しく小さくなり、磁路が妨げられにくくなる。そのため、ｑ軸インダクタンスＬｑは、ｄ軸インダクタンスＬｄよりも大きい値となる。ステータコイル７ｕ、７ｖ、７ｗから見てｄ軸及びｑ軸は磁極位置との関係で変化するので、ステータコイル７ｕ、７ｖ、７ｗから見たインダクタンスが変化することになる。

したがって、永久磁石によるマグネットトルク（主トルク）に加えて、ｑ軸インダクタンスＬｑとｄ軸インダクタンスＬｄとの差によるリラクタンストルクも発生する。表面磁石型の同期モータなど、リラクタンストルクを積極的に利用しない場合には、Ｉｄ＝０とする制御を行うと効率が良い。しかし、永久磁石埋め込み型の同期モータなどでリラクタンストルクも利用する場合には、Ｉｄ≠０とする制御を行う方が効率が良くなる。永久磁石埋め込み型の同期モータでは、図４で示されるｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの電流位相角βにより最高効率を出す動作点が変わる（（１）式参照）。

３相モータ７の総合トルクＴは、Ｐｎ：極対数、ψａ：電機子の鎖交磁束、ｉａ：電機子電流、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、β：電流位相角とすると、（２）式に示すトルク方程式よって表される。

（２）式において、中括弧内の第１項がマグネットトルクを示し、第２項がリラクタンストルクを示す。また、図４から、下記（３）〜（５）式であることが明らかであるから、（２）式のトルク方程式は、下記（６）式のように表すこともできる。

このように、電機子電流Ｉａはｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとを含んでいる。従って、（２）式及び（６）式に示すトルク方程式は、鎖交磁束と、ｄ軸及びｑ軸のインダクタンスと、ｄ軸及びｑ軸の電流とを用いて３相モータ７のトルクを表す式であるということができる。

トルク−電流変換部２は、トルク制限値算出部１により算出された目標トルクから、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒ、ｑ軸電流指令値Ｉｑｒを演算する。例えば、上記（２）式に示すトルク方程式は、電機子電流Ｉａの式に変形できる。トルク−電流変換部２は、目標トルクや他のパラメータを代入して変形後のトルク方程式を解き、位相角βによってベクトル分解することによって電流指令値Ｉｄｒ、Ｉｑｒを算出することが可能である。又は、（６）式から電流指令値Ｉｄｒ、Ｉｑｒを算出することも当然に可能である。

電流制御部３は、トルク−電流変換部２により算出された電流指令値Ｉｄｒ、Ｉｑｒから、電圧方程式に基づいて、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｒ及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｒの算出を行う。ｄ軸の電圧Ｖｄ及びｑ軸の電圧Ｖｑを表す電圧方程式は、ψａ：電機子の鎖交磁束、ω：角速度、Ｉｄ：ｄ軸電流、Ｉｑ：ｑ軸電流、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、Ｒａ：電機子抵抗、ｐ：微分演算子として、以下の（７）式のように表される。

（７）式は、鎖交磁束と、ｄ軸及びｑ軸のインダクタンスを含む３相モータ７のステータコイルのインピーダンスと、ｄ軸及びｑ軸の電流とを用いて３相モータ７を駆動する電圧を表す電圧方程式となっていることが明らかである。電流制御部３は、（７）式に示される電圧方程式に電流指令値Ｉｄｒ、Ｉｑｒや、他のパラメータを代入することによって、ｄ軸電圧Ｖｄ、ｑ軸電圧Ｖｑを算出する。算出されたｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑは、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｒ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑｒとして出力される。

逆座標変換部４は、電流制御部３によって算出されたｄ軸の電圧指令値Ｖｄｒ及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｒを上述の座標変換とは逆の変換を行うことにより、３相電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに変換する。図３及び図４を用いて上述した座標変換の逆変換であるため、変換方法についての詳細な説明は省略する。

インバータ制御部５は、上述のように、ＰＷＭ制御を行うが、このＰＷＭ制御は、逆変換部４により３相電圧指令ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに基づいて、インバータ６のトランジスタＱ１〜Ｑ６を駆動するための駆動信号を生成して制御する。

本モータ制御装置１００は、インバータ６の温度に応じて、３相モータ７の駆動を制御してインバータ６の発熱を抑制する機能を備えている。素子温度推定部１０は、インバータ６から得られる通電開始時の温度と３相モータ７の各相電流（３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）とにより、トランジスタの推定温度の算出を行う。例えば、Ｕ相における推定温度を算出する場合には、まず、（８）式により、Ｕ相発熱量予測値を算出する。

ここで、Ｔｓｅｎ：温度応答の時定数、ｎ：サンプリング回数、Ｋｓｅｎ：電流に対する温度特性係数、Ｔ０：通電開始時の温度センサ値である。そして、算出された予測値を用いて、（９）式によりＵ相の推定温度を算出する。

Ｖ相及びＷ相もＵ相と同様に、（１０）〜（１３）式により算出可能である。

具体的に図５に示されるような３相交流電流のＵ相発熱量予測値を算出すると、Ｔｓｅｎ＝１０、Ｋｓｅｎ＝１、Ｔ０＝２５℃とすると、ｎ＝１では、

となるため、推定温度は４５℃となる。

次に、ｎ＝２では、

となるため、推定温度は５８．３℃となる。

このような発熱量予測値と推定温度は、サンプリング毎に都度、算出される。ここでは理解を容易とするために、算出された各相の推定温度を図６に示し、サンプリング回数を増やして図示したものを図７に示す。このような算出結果は素子温度推定部１０に順次、格納される。そして、最高温度抽出部１１が、サンプリング毎に各サンプリングにおける最高温度値の抽出を行う。これを図示したものを、図８に示す。

この最高温度値は、サンプリング毎にトルク制限値算出部１に伝達される。上述の通り、トルク制限値算出部１では、３相モータ７を回転するために必要な総トルクの算出を行うが、最高温度値を加味して、補正トルク指示値の算出を行う。例えば、異常運転であると認識する温度閾値を１００℃と設定した場合には、図８より最大推定温度は、どのサンプリング時点においても温度閾値以下であるため、トルクの補正は行わない。

一方、３相モータ７の始動時において、理由の如何を問わず、ロータが回転しない場合には、特定の相に過電流が流れることとなる（但し、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０）。例えば、Ｕ相に過電流が流れている場合には図９のような電流波形となる。（９）及び（１０）式から算出された、この状態における推定温度を図１０に示す。図１０に示されるように、ステータが回転しない場合には、特定の相（例えば、Ｕ相）に過電流が流れることから、当該電流が流れるトランジスタが発熱し、熱破壊に至る虞がある。したがって、推定温度が温度閾値（例えば、１００℃）を超えた場合には、トルク制限値算出部１がトルク指示値を絞ったり、更に発熱が高い場合には、トルク指示値を零として運転を中止したりするように制御する。

このように、ロータに流れるコイル電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと、３相モータ７の回転前におけるインバータ６の初期温度とから、トランジスタの発熱量を推定することにより、トルク指示値を補正することができる。したがって、３相モータ７に異常があった場合であっても、３相モータ７の駆動を制御してインバータの過熱を抑制することが可能となる。また、上記のように各相毎のトランジスタの発熱を瞬時に推定できるので、温度センサの応答遅れによって熱破壊に至ることがなくなる。

次に、本モータ制御装置１００がインバータの過熱抑制にかかる制御に関して図１１のフローチャートを使用して説明する。まず、３相モータ７の回転に先立ち、温度センサ（図示せず）が、インバータ６の温度の測定を行う（ステップ＃０１）。そして、トルク制限値算出部１に３相モータ７を動かすために必要な目標トルクが入力される（ステップ＃０２）。次に、インバータ６が備えるトランジスタＱ１〜Ｑ６の最大温度の推定を行うために、ロータに流れるコイル電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを測定する（ステップ＃０３）。

コイル電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの測定結果は、素子温度推定部１０に入力され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相毎に発熱量予測値の算出を行う（ステップ＃０４）。そして、当該発熱量予測値と、ステップ＃０１で測定された３相モータ７の回転前のインバータ６の温度測定結果とから、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相毎に推定温度の算出を行う（ステップ＃０５）。

算出された各相推定温度から、最高温度抽出部１１が、最高温度の抽出を行う（ステップ＃０６）。この最高温度が予め設定されている温度閾値より小さい場合には（ステップ＃０７：Ｙｅｓ）、インバータ６に異常発熱が生じていないことから過電流が流れていないと考えられるため、ステップ＃０２で入力された目標トルクを絞ることなく、以下のモータ制御が行われる。

トルク−電流変換部２により、トルク−電流指示変換が行われ（ステップ＃０８）、電流制御部３により、電流制御の算出が行われる（ステップ＃０９）。そして、逆座標変換部４は、逆座標変換を行う（ステップ＃１０）。インバータ制御部５は、逆座標変換された信号に基づいてＰＷＭ制御によりインバータ６を介し、３相モータ７に印加される（ステップ＃１１）。

ステップ＃０７で、最高温度抽出部１１が抽出した最高温度が、温度閾値よりも高ければ（ステップ＃０７：Ｎｏ）、インバータ６に異常発熱が生じて過電流が流れている可能性があると考えられる。したがって、トルク制限値算出部１は目標トルクを絞るようにトルク補正を行い（ステップ＃１２）、処理が継続される。この処理は、モータ制御装置１００が制御を停止するまで継続して行われる（ステップ＃１３：Ｎｏ）。このように本モータ制御装置１００の制御に因れば、何らかの理由により、３相モータ７が回転しないといった場合や、回転はするもののインバータ６が想定した以上に発熱をしている場合であっても、インバータ６の過熱を抑制することが可能となる。

〔その他の実施形態〕
上記実施形態において、インバータ制御部５はＰＷＭ制御によりインバータ６の制御を行うとして説明したが、これに限らない。例えば、ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御であっても可能であるし、その他の制御であっても当然に可能である。

上記実施形態において、インバータ６を構成する３相半導体パワースイッチ素子はトランジスタ（バイポーラトランジスタ）として説明したが、これに限らない。ＦＥＴ（Field effect transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のスイッチング素子であっても当然に可能である。

上記実施形態において、温度センサはインバータ６に１つだけ配設されるとして説明したが、これに限らない。相毎に１つずつ、配設されるように構成することも当然に可能である。このような場合には、各相の温度センサの出力を３相モータ７が回転する前の温度（初期温度）としても良いし、或いは複数個、配設された温度センサの出力のうち最も高い温度の値を初期温度とすることも、当然に可能である。或いは、複数個の温度センサの出力の平均値を初期温度とすることも当然に可能である。また、温度センサの配設場所は、インバータ６の中央に配設されていても良いし、何れかの相の近傍に配設されていても良い。

上記実施形態において、トルク制御値算出部１は、温度推定値と予め設定された温度閾値との差に応じて、目標トルクを絞って、補正トルクを算出するとして説明した。この手法の一例としては、予め所定の絞り度を決めておいて、温度推定値と温度閾値との差に比例した割合で３相モータ７のトルクを下げるように構成すると好適である。また、トルクを下げるだけでなく、３相モータ７の回転を停止するような制御を行うように構成することも当然に可能である。

モータ制御装置の構成を模式的に示す図 インバータ制御部とインバータと３相モータとの構成を示す図 座標変換の原理を示す図 電機子電流の位相角について説明するベクトル図 正常時の３相交流電流波形の一例を示す図 正常時の各相の温度推定の算出結果を示す図 正常時の温度推定結果をグラフ化した図 正常時の最大温度を抽出した結果をグラフ化した図 異常時の３相交流電流波形の一例を示す図 異常時の最大温度を抽出した結果をグラフ化した図 モータ制御装置が行うモータ制御に係るフローチャート

符号の説明

１：トルク制限値設定部
２：トルク−電流変換部
３：電流制御部
４：逆座標変換部
５：インバータ制御部
６：インバータ
７：３相モータ
８：回転数演算部
９：座標変換部
１０：素子温度推定部
１１：最高温度抽出部

Claims (5)

1. ３相モータの駆動に利用されるインバータを構成する半導体パワースイッチ素子の温度に応じて、前記３相モータの駆動を制御して前記インバータの発熱を抑制するモータ制御装置において、
   前記３相モータのロック時に前記３相モータが備える各相のコイルに流れるコイル電流に基づいて、各相の前記半導体パワースイッチ素子の温度推定値を演算する素子温度推定部と、
   前記温度推定値の中から最高温度値を抽出する最高温度抽出部と、を備えるモータ制御装置。
2. 前記最高温度値に対して、前記温度推定値と予め設定された温度閾値との差に応じて前記３相モータのトルク制限値を算出するトルク制限値算出部を備える請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記温度推定値の演算が、前記インバータの温度を測定する温度センサから前記３相モータの回転前に出力されるセンサ信号を用いて行われる請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
4. 前記温度推定値が、前記３相モータの回転前における前記インバータの温度と、前記コイル電流に基づいて算出された発熱量予測値とにより演算される請求項３に記載のモータ制御装置。
5. 前記温度センサが、１つのみ配設されている請求項３又は４に記載のモータ制御装置。

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