CN110401355B - 一种抑制共模电压的间接矩阵变换器调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明的一种抑制共模电压的间接矩阵变换器调制方法，在逆变级采用两个相邻的有效电压矢量和零矢量合成调制；整流级的调制方法分为两部分：1)在逆变级采用有效电压矢量时，整流级采用有效电流矢量。2)利用逆变级零矢量作用时直流侧电流为0，整流级可以开路的特性，在逆变级采用零电压矢量时，整流级采用有效电流矢量对应的开路电流矢量。本发明不仅保持了传统SVM调制策略的输入输出、和电压传输比等优良特性，同时还将共模电压峰值降低了42.3％，更开拓了间接矩阵变换器开路电流矢量的应用。

Description

一种抑制共模电压的间接矩阵变换器调制方法

技术领域

本发明涉及一种电力电子技术领域，具体涉及一种抑制共模电压的间接矩阵变换器调制方法。

背景技术

矩阵变换器(Matrix Converter,MC)是在周波变换器基础上发展起来的一种AC-AC直接交流变换器，具有输出电压波形可控、输入输出电流正弦、输入功率因数可控且不受输出功率因数的限制、集成度高、能量密度大等优势，成为极具潜力的新一代电能变换装置。矩阵变换器从拓扑结构上可分为直接矩阵变换器(Conventional Matrix Converter,CMC)和间接矩阵变换器(Indirect matrix converter IMC)，相比于CMC，IMC所需的开关器件数量少，结构更为紧凑，因此IMC颇有发展潜力。

共模电压干扰是制约矩阵变换器可靠运行的技术瓶颈之一。如共模电压会影响矩阵变换器驱动的电机系统中的电机绕组绝缘程度以及共模电压产生的漏电流会对周围设备产生电磁干扰(EMI)问题。

现有抑制矩阵变换器共模电压的方法可分为硬件补偿和调制方法两大类。第一类，在矩阵变换器拓扑结构中增加硬件补偿可以有效地抑制共模电压，但却破坏了矩阵变换器紧凑的拓扑结构，并增加了成本，降低了运行可靠性，使其应用场合受限。第二类，优化调制方法，该类方法保持了矩阵变换器结构特点，且只需改变调制算法而易于实现，但传统的优化调制方法是以牺牲电压传输比或输入输出波形质量为代价来减小或消除共模电压，导致矩阵变换器驱动的电机系统调速范围窄、电磁能量转换损耗大等问题。

发明内容

本发明针对现有调制技术的不足，提出了一种在保证了输入输出波形质量和电压传输比与传统SVM调制方法基本相同的基础上，有效地降低了共模电压峰值的间接矩阵变换器调制方法。

本发明的技术方案如下：

一种抑制共模电压的间接矩阵变换器调制方法，在逆变级采用相邻的两个有效电压矢量和零矢量合成调制，在整流级包括以下调制步骤：

当整流级和逆变级在第一扇区时：

S1：整流级在采用两个相邻的有效电流矢量I_ab和I_ac合成调制下，分别计算两个有效电流矢量的占空比d_m、d_n；

S2：在整流级采用两个相邻的有效电流矢量I_ab和I_ac合成调制下，计算逆变级采用两个有效电压矢量V₁、V₂和零电压矢量V₀、V₇对应的占空比分别为d_α、d_β、d₀和d₇，且d₀和d₇满足相等关系；

S3：在d_m时段，在逆变级采用零电压矢量V₀或V₇时，整流级采用有效电流矢量I_ab对应的开路电流矢量I_a或I_-b；在d_n时段，在逆变级采用零电压矢量V₀或V₇时，整流级采用有效电流矢量I_ac对应的开路电流矢量I_a或I_-c；

S4：在d_m时段，在逆变级采用有效电压矢量V₁和V₂时，整流级采用有效电流矢量I_ab；在d_n时段，在逆变级采用有效电压矢量V₁和V₂时，整流级采用有效电流矢量I_ac。

在所述d_m时段，采用开路电流矢量I_a和I_-b对应的占空比d_{0_m}和d_{7_m}为：

在所述d_n时段，采用开路电流矢量I_a和I_-c对应的占空比d_{0_n}和d_{7_n}为：

在所述d_m时段，采用有效电流矢量I_ab对应的占空比d′_m为：d′_m＝1-d_{0_m}-d_{7_m}。

在所述d_n时段，采用有效电流矢量I_ac对应的占空比d′_n为：d′_n＝1-d_{0_n}-d_{7_n}。

本发明的技术效果如下：

1、本发明的一种抑制共模电压的间接矩阵变换器调制方法，利用逆变级零矢量作用时直流侧电流为0允许整流级开路的特性，建立逆变级零矢量、整流级开路矢量作用下的共模电压数学模型。基于此模型，逆变级采用相邻的两个有效电压矢量和零矢量合成调制；整流级调制方法分为两部分：1)在逆变级采用有效电压矢量时，整流级采用有效电流矢量。2)利用逆变级零矢量作用时直流侧电流为0，整流级可以开路的特性，在逆变级采用零电压矢量时，整流级采用有效电流矢量对应的开路电流矢量。

2、由于整流级在不同时段采用了不同的调制方法，本发明在一个开关周期内的直流电压平均值小于传统SVM调制下的直流电压平均值，但逆变级有效矢量作用时对应的直流侧电压幅值与传统SVM调制下的幅值相同，因此逆变级两个有效矢量占空比与传统SVM调制的占空比相同。

零电压矢量和开路电流矢量作用下的输出共模电压峰值为输入电压峰值V_in的0.5倍，比传统SVM调制降低了50％。有效电压矢量和有效电流矢量作用下的共模电压峰值为输入电压峰值V_in的0.577倍，将共模电压峰值降低了42.3％。

综上所述，因此本发明在保证了输入输出波形质量和电压传输比与传统SVM调制方法基本相同的基础上，有效地降低了共模电压峰值。

附图说明

图1是间接矩阵变换器的拓扑结构示意图

图2是本发明调制方法下的整流级和逆变级扇区分布

图3是本发明调制方法下的整流级和逆变级矢量排布

图4是本发明调制方法采用零电压矢量V₀和开路电流矢量I_a的等效电路

图5是电压传输比为0.2的共模电压u_cm、直流侧电压u_dc、输入相电流i_a、输出线电压V_AB和相电流i_A实验波形

图6是电压传输比为0.8的共模电压u_cm、直流侧电压u_dc、输入相电流i_a、输出线电压V_AB和相电流i_A实验波形

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。

如图1所示，间接矩阵变换器(Indirect matrix converter IMC)分为整流级和逆变级，为分析方便，定义开关管S导通为1，关断为0，同时将整流级和逆变级每一相的开关状态分别定义为：

其中，整流级开关管S_Px和S_Nx(x＝a,b,c)，逆变级开关管S_Py和S_Ny(y＝A,B,C)。

为保证三相输入不短路，三相输入不能同时出现+1、-1或+0的开关状态。根据输入三相开关状态的组合以及开关管的约束条件，可将整流级电流矢量分为6个有效矢量I_x1x2(x1,x2＝a,b,c；x1≠x2)、3个零矢量I_zero和6个开路矢量I_open，如表1所示。每个有效矢量I_x1x2对应两个开路矢量I_x1和I_-x2。

表1：IMC整流级各电流矢量对应的开关状态

如图2所示，IMC整流级和逆变级分为6个扇区，整流级的参考电流矢量I_ref由两个相邻的有效电流矢量I_m和I_n合成，逆变级的参考电压矢量V_ref由两个相邻的有效电压矢量V_α和V_β及零电压矢量V₀和V₇合成。整流级每个扇区有2个相邻有效电流矢量I_m和I_n作用，逆变级每个扇区有2个相邻有效电压矢量V_α和V_β作用，整流级和逆变级各扇区对应的2个有效矢量如表2所示。

表2：IMC整流级和逆变级各扇区对应的两个有效矢量

本发明的共模电压抑制方法以整流级和逆变级第一扇区(k_in＝1)为例，整流级参考电流矢量、一个开关周期内的直流电压平均值以及逆变级的参考输出电压矢量V_ref为

式中，u_ab和u_ac分别表示输入ab相和ac相线电压，u_A,u_B和u_C分别为三相输出相电压。共模电压u_cm是指负载中性点n与电源地点o之间的电压，如图1所示，当矩阵变换器驱动三相对称负载时，共模电压u_cm为

u_cm＝(u_A+u_B+u_C)/3 (4)

本发明的间接矩阵变换器共模电压抑制调制方法，以整流级和逆变级在第一扇区为例，在逆变级采用相邻的两个有效电压矢量和零矢量合成调制；在整流级包括以下调制步骤：

S1：整流级在采用两个相邻的有效电流矢量I_ab和I_ac合成调制下，计算两个有效电流矢量的占空比d_m、d_n；

S2：整流级采用两个相邻的有效电流矢量I_ab和I_ac合成调制下，计算逆变级采用两个有效电压矢量V₁、V₂和零电压矢量V₀、V₇对应的占空比，分别为d_α、d_β、d₀和d₇，且d₀和d₇满足相等关系；

S3：如图3所示，在占空比为d_m的时段，IMC在逆变级采用零电压矢量V₀或V₇时，整流级采用有效电流矢量I_ab对应的开路电流矢量I_a或I_-b；在占空比为d_n的时段，在逆变级采用零电压矢量V₀或V₇时，整流级采用有效电流矢量I_ac对应的开路电流矢量I_a或I_-c。

S4：在占空比为d_m的时段，IMC在逆变级采用有效电压矢量V₁和V₂时，整流级采用有效电流矢量I_ab；在占空比为d_n的时段，在逆变级采用有效电压矢量V₁和V₂时，整流级采用有效电流矢量I_ac。

步骤S3中，在d_m时段，IMC采用开路电流矢量I_a和I_-b对应的占空比d_{0_m}和d_{7_m}为

步骤S3中，在d_n时段，IMC采用开路电流矢量I_a和I_-c对应的占空比d_{0_n}和d_{7_n}为

步骤S4中，在d_m时段，IMC采用有效电流矢量I_ab对应的占空比d′_m为

d′_m＝1-d_{0_m}-d_{7_m} (7)

步骤S4中，当在d_n时段，IMC采用有效电流矢量I_ac对应的占空比d′_n为

d′_n＝1-d_{0_n}-d_{7_n} (9)

在该调制下一个开关周期的直流侧电压平均值u_{dc_act}为

u_{dc_act}＝(u_abd_m+u_acd_n)(1-d₀) (10)

由式(3)和式(10)，由于整流级采用了不同的调制方法，本发明的一个开关周期内的直流电压平均值u_{dc_act}小于传统SVM调制下的u_dc，但逆变级有效矢量作用时对应的直流侧电压幅值与传统SVM调制下的幅值相同，因此逆变级两个有效矢量占空比d_α和d_β与传统SVM调制的占空比相同。

在步骤S3中，当逆变级采用V₀(-1,-1,-1)，整流级采用I_ab(+1,-1,-0)时，输出共模电压u_cm等于输入b相输入电压u_b。但如果此时刻整流级采用开路矢量I_a(+1,-0,-0)，其等效电路如图4所示。根据电路叠加原理可知，当SMC采用V₀和I_a(+1,-0,-0)时的输出共模电压u_cm和直流侧电压u_{dc_v0}为

u_cm＝2u_a/3+u_b/6+u_c/6＝u_a/2 (11)

u_dc__v0＝u_a/3-u_b/6-u_c/6＝u_a/2 (12)

根据式(11)可知，当IMC逆变级采用零电压矢量V₀时，整流级采用有效矢量I_ab对应的开路矢量I_a的共模电压峰值为V_in/2。即电压零电压矢量和开路电流矢量作用下的输出共模电压峰值为输入电压峰值V_in的0.5倍，比传统SVM调制降低了50％。

在步骤S4中，不导通的开关管可等效为电阻值为无穷大的电阻Z。在逆变级采用有效矢量时，输出共模电压的最大峰值为0.577V_in(V_in为输入电压峰值)。即有效电压矢量和有效电流矢量作用下的共模电压峰值为输入电压峰值V_in的0.577倍。

当整流级和逆变级在其它扇区时，其调制原理与整流级和逆变级在第一扇区的调制原理相同，只是采用的电压有效矢量以及电流有效矢量I_x1x2(x1，x2＝a,b,c；x1≠x2)对应的开路电流矢量I_x1和I_-x2不同而已。其各扇区对应的有效矢量如表2、图2所示。

为了进一步验证本发明的间接矩阵变换器抑制共模电压调制方法下的共模电压抑制效果、输入和输出波形质量特性，图5(a)和图5(b)分别给出了在电压传输比m＝0.2下的本发明调制方法和传统SVM策略的实验波形。经过对比，2种调制方法的输入输出电流谐波畸变率基本相同，但本发明的抑制共模电压效果明显优于传统SVM策略。图6(a)和图6(b)分别给出了在电压传输比m＝0.8下的本发明调制方法和传统SVM策略的实验波形。经过对比，本发明的输入输出电流谐波畸变率比传统SVM策略略差，但本发明的抑制共模电压效果明显优于传统SVM策略。

应当指出，以上所述具体实施方式可以使本领域的技术人员更全面地理解本发明创造，但不以任何方式限制本发明创造。因此，尽管本说明书参照附图和实施例对本发明创造已进行了详细的说明，但是，本领域技术人员应当理解，仍然可以对本发明创造进行修改或者等同替换，总之，一切不脱离本发明创造的精神和范围的技术方案及其改进，其均应涵盖在本发明创造专利的保护范围当中。

Claims (5)

1.一种抑制共模电压的间接矩阵变换器调制方法，在逆变级采用相邻的两个有效电压矢量和零矢量合成调制，根据输入三相开关状态的组合以及开关管的约束条件，可将整流级电流矢量分为6个有效矢量I_x1x2(x1,x2＝a,b,c；x1≠x2)、3个零矢量I_zero和6个开路矢量I_open，每个有效矢量I_x1x2对应两个开路矢量I_x1和I_-x2；如表1所示：

表1：整流级各电流矢量对应的开关状态

其中，开关管S导通为1，关断为0，同时将整流级和逆变级每一相的开关状态分别定义为：

其中，整流级开关管S_Px和S_Nx(x＝a,b,c)，逆变级开关管S_Py和S_Ny(y＝A,B,C)；

在整流级包括以下调制步骤：

当整流级和逆变级在第一扇区时：

S1：整流级在采用两个相邻的有效电流矢量I_ab和I_ac合成调制下，分别计算两个有效电流矢量的占空比d_m、d_n；

S2：在整流级采用两个相邻的有效电流矢量I_ab和I_ac合成调制下，计算逆变级采用两个有效电压矢量V₁、V₂和零电压矢量V₀、V₇对应的占空比分别为d_α、d_β、d₀和d₇，且d₀和d₇满足相等关系；

S3：在d_m时段，在逆变级采用零电压矢量V₀或V₇时，整流级采用有效电流矢量I_ab对应的开路电流矢量I_a或I_-b；在d_n时段，在逆变级采用零电压矢量V₀或V₇时，整流级采用有效电流矢量I_ac对应的开路电流矢量I_a或I_-c；

S4：在d_m时段，在逆变级采用有效电压矢量V₁和V₂时，整流级采用有效电流矢量I_ab；在d_n时段，在逆变级采用有效电压矢量V₁和V₂时，整流级采用有效电流矢量I_ac。

2.如权利要求1所述的一种抑制共模电压的间接矩阵变换器调制方法，其特征在于：在所述d_m时段，采用开路电流矢量I_a和I_-b对应的占空比d_{0_m}和d_{7_m}为：

3.如权利要求1所述的一种抑制共模电压的间接矩阵变换器调制方法，其特征在于：在所述d_n时段，采用开路电流矢量I_a和I_-c对应的占空比d_{0_n}和d_{7_n}为：

4.如权利要求2所述的一种抑制共模电压的间接矩阵变换器调制方法，其特征在于：在所述d_m时段，采用有效电流矢量I_ab对应的占空比d′_m为：

d′_m＝1-d_{0_m}-d_{7_m}。

5.如权利要求3所述的一种抑制共模电压的间接矩阵变换器调制方法，其特征在于：在所述d_n时段，采用有效电流矢量I_ac对应的占空比d′_n为d_n′＝1-d_{0_n}-d_{7_n}。

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