CN112636570A - 基于ns-svm控制的电流源型变流器的谐波抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于低频NS‑SVM控制的电流源型变流器的谐波抑制方法，通过对传统SVM方法中驻留时间计算和矢量选择方法进行改进，并对有效开关角及驻留时间的计算方法进行简化，在保持常规采样频率的条件下实现自然采样脉冲宽度调制的性能，在保持传统SVM高动态响应和开关频率的同时可以有效抑制电流源型变流器中的低次电流谐波。

Description

基于NS-SVM控制的电流源型变流器的谐波抑制方法

技术领域

本发明涉及用于中压大功率电流源型变流器下的低次谐波抑制方法，具体是以一种低采样频率的等效NS-SVM方法实现自然采样脉宽调制性能，在保持高动态响应的同时可以有效抑制低次电流谐波。

背景技术

电流源型变流器由于具有结构及控制简单、输入输出电流波形质量高等特性被广泛用于中压大功率传动系统。为减少变流器的开关损耗并满足系统的散热要求，电流源的开关频率通常被限制在500Hz左右。在电流源的常用调制方法中，SVM由于具有灵活性高、实现方便以及动态性能好等优势而在得到广泛使用。但在大功率应用场合下，常规SVM的输出包含较高的五次、七次等低次谐波，会引起拍频、LC共振等现象。

目前，抑制SVM控制下的低次谐波主要是采用多重采样方法，该方法旨在逼近自然采样的PWM，能够明显抑制五次、七次等低次谐波。但仅当采样频率很大时才能实现NS-SVM的性能，而且驻留时间的计算方程较为复杂。在大功率应用场合下，多重采样还会引入额外的开关频率，从而增加损耗。因此，需要一种不依赖于采样频率并能在相同的开关频率下有效抑制低次电流谐波的控制方法。

发明内容

本发明目的就是为了弥补已有技术的缺陷，提供一种基于NS-SVM控制的电流源型变流器的谐波抑制方法，采用常规采样频率实现自然采样脉宽调制性能，对每个选定矢量给出了基于NS-SVM的驻留时间简化计算方程式，在保持传统SVM高动态响应和低采样频率的同时可以有效抑制电流源型变流器中的低次电流谐波。

本发明是通过以下技术方案实现的：

一种基于NS-SVM控制的电流源型变流器的谐波抑制方法，具体包括以下步骤：

(1)采用基于自然采样的方法计算驻留时间，根据计算出的驻留时间进行矢量选择，并推导载波波形方程式，利用载波波形方程式计算有效开关角，在与常规SVM控制相同的采样频率和开关频率下实现NS-SVM性能；

(2)根据推导载波波形方程式计算出有效开关角的限制范围，根据有效开关角的范围和牛顿-拉夫逊迭代算法得出简化的方程式，选择简化的两步迭代方程式用于整个范围内的驻留时间计算，以较低的计算复杂度实现NS-SVM性能；

(3)采用低频NS-SVM控制方法，实现较大调制因数范围内对电流源型变流器谐波的抑制。

所述的步骤(1)具体包括以下步骤：

1)改进驻留时间的计算，采用基于自然采样的驻留时间的计算方法，驻留时间T₁和T₁+T₂的计算如下：

T₁＝m_a sin(π/6-θ)T_s (1-1)

T₁+T₂＝m_a sin(π/6-θ)T_s+m_a sin(π/6+θ)T_s (1-2)

式中，m_a为调制因数，θ为当前参考矢量和α轴之间的角位移，T_s为采样周期。

2)将基于自然采样的T₁和T₁+T₂与载波波形进行比较，进行矢量选择，并推导载波波形方程式，从而计算有效开关角的θ₁～θ₆，推导载波波形方程式的基本方程为：

根据上述方程，获得有效开关角θ₁～θ₆，从而在与常规SVM控制相同的采样频率和开关频率下实现NS-SVM性能。

所述步骤(2)具体包括如下步骤：

1))根据式(1-3)计算有效开关角θ₁的范围，并进一步限制有效开关角θ₂的范围；

θ₁≤θ₂≤-π/18 (1-6)

同样地，开关角θ₁～θ₆也限制在一定的范围内；

2))根据有限的有效开关角范围和牛顿-拉夫逊迭代算法得出简化的方程式，θ₁的初始值用θ₁₀表示，求解θ₁的方程组改写为下式：

由牛顿-拉夫逊迭代算法，第一次迭代计算的结果θ₁₁为：

同理，第二次迭代结果θ₁₂为：

通过两次迭代计算出的开关角与原始方程组相比具有足够的精确度，而且在整个调制范围内开关角的计算误差可以忽略不计。

选择简化的两步迭代方程式用于整个范围内的驻留时间计算，以较低的计算复杂度的实现NS-SVM性能。

本发明的优点是：本发明解决了常规的多重采样方法所带来的采样频率和硬件设计复杂度增加的问题，在保持与传统SVM相同的采样频率和开关频率下有效抑制低次谐波，实现自然采样的性能；在低采样频率下抑制低次谐波，可以极大地简化硬件设计，保持传统SVM快速动态响应的优势；不增加额外的开关频率，可以有效地降低开关损耗，提高系统效率；同时，本发明提出了简化但足够精确的驻留时间计算公式，可以实现快速的在线数字计算。

附图说明

图1a为基于传统SVM下驻留时间的计算和矢量选择图。

图1b为基于低频NS-SVM下驻留时间的计算和矢量选择图。

图2为本发明中一个采样周期内基于两步方程求解开关角的流程图。

图3a为开关频率540Hz下采用传统SVM方法时电流源输出PWM电流的五次谐波的谐波含量。

图3b为开关频率540Hz下采用低频NS-SVM方法时电流源输出PWM电流的七次谐波的谐波含量。

图4为开关频率540Hz下采用传统SVM和低频NS-SVM方法时负载侧电流总谐波含有率。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

关于电流源型变流器的控制，PWM调制是控制六个GCT器件输出电流的核心。电流源的开关状态必须满足约束条件，即任何时刻都只有两个开关导通，一个在上半桥，另一个在下半桥。在该约束条件下，以CSI为例，对应有9种开关状态，其中6个开关状态对应为非零矢量，3个开关状态对应为零矢量。6个非零矢量构成了由6个扇区组成的六边形，零向量位于六边形的中心。在空间中旋转的电流参考矢量可以由附近的三个矢量合成，合理选择逆变器的开关状态就可以使用这三个矢量生成栅极信号，矢量的驻留时间是根据安秒平衡原理计算的。图1a给出了基于传统SVM的扇区I中的驻留时间计算和矢量选择方法，其中载波是传统的锯齿波形，载波周期等于采样周期。将计算出的T₁和T₁+T₂与载波波形进行比较，以进行正确的矢量选择和所有驻留时间计算。但基于传统SVM控制的CSC谐波电流中五次、七次谐波分别为基波的10.36％和7.8％。

本发明基于低频NS-SVM控制的电流源型变流器的谐波抑制技术基本步骤如下：

步骤1：驻留时间计算和矢量选择方法的改进。图1b给出了基于自然采样的驻留时间的计算和矢量选择方法。载波波形与常规SVM相同，但驻留时间T₁和T₁+T₂的计算如下：

T₁＝m_a sin(π/6-θ)T_s (1-1)

T₁+T₂＝m_a sin(π/6-θ)T_s+m_a sin(π/6+θ)T_s (1-2)

式中，m_a为调制因数，θ为当前参考矢量和α轴之间的角位移，T_s为采样周期。

通过与传统SVM相同的采样频率和开关频率对NS-SVM进行等效离散化可以实现NS-SVM性能。在图1b中，θ₁～θ₆是基于NS-SVM的扇区I中的所选矢量的有效切换角，在其他扇区都可以像扇区I这样进行修改。因此，如果我们可以获得每一个扇区的有效角度θ₁～θ₆，就可以实现NS-SVM性能。将基于自然采样的T₁和T₁+T₂与载波波形进行比较，以进行适当的矢量选择。在采样周期的开始计算一次有效开关角θ₁～θ₆，并在一个周期内保持固定。

如图1b所示，θ₁～θ₆是矢量基准波形与载波波形的交点，参考矢量T₁和T₁+T₂的计算公式为(1-1)和(1-2)。载波波形方程式推导的基本步骤是：确定载波脉冲数，如在540Hz的开关频率情况下，在每个扇区中载波脉冲数是三个；在两点的基础上推导线性载波，如基于点(-π/6,0)和(-π/18,T_s)得出第一载波波形方程。三个计算方程如下：

根据这几个计算方程，可以获得有效开关角θ₁～θ₆，从而在与常规SVM控制相同的采样频率和开关频率下实现NS-SVM性能。

步骤2：在线数字计算的简化方程式推导。

前面讨论的关于六个有效开关角θ₁～θ₆的非线性方程可以通过牛顿-拉夫逊迭代等多种数值方法求解，但这些算法迭代次数高，不适合用于在线数字计算。因此，为实现在线数字计算，必须快速获得方程式的精确解。

在图1b中，有效开关角θ₁的范围如式(1-3)所示。因此，可以进一步限制有效开关角θ₂的范围。

θ₁≤θ₂≤-π/18 (1-6)

同样地，其他开关角也可以限制在一定的范围内。根据有限的有效开关角范围和牛顿-拉夫逊迭代算法得出简化的方程式。以θ₁为例，说明简化方程的推导方法。θ₁的初始值用θ₁₀表示，求解θ₁的方程组改写为下式：

由牛顿-拉夫逊迭代算法，第一次迭代计算的结果θ₁₁为：

同理，第二次迭代结果θ₁₂为：

通过式(1-8)和式(1-9)两次迭代计算出的开关角θ₁与原始方程组相比具有足够的精确度，而且在整个调制范围内开关角的计算误差可以忽略不计。对于其他开关角θ₂～θ₆，通过两次迭代计算也可以实现相同的效果。因此，选择简化的两步迭代方程式用于整个范围内的驻留时间计算，能以较低的计算复杂度的实现NS-SVM性能。在实际应用中，参考相位角θ由两部分组成：基于线电压定向或电机转子磁通/转子位置定向框架的同步角θ_syn和控制角Δθ。为了避免实际参考信号与载波波形之间的相移，根据控制角度Δθ在每个采样周期内更新载波波形的角度。此外，只有一个速度控制回路用于电机侧控制，而直流链路电流控制则由前端整流器实现。速度控制器和直流链路电流控制器的带宽通常都在几十个Hz左右，与1080Hz的采样频率相比足够小。因此，可以认为ma和Δθ在一个采样周期内是恒定的。θ₁，θ₂由第一样本计算，而θ₃，θ₄和θ₅，θ₆分别由第二样本和第三样本计算。因此，通过在每个采样周期内采样和更新ma和θ，NS-SVM可以很好地进行控制。如果在一个采样周期内由于线路电压的失真、不平衡或电动机转子位置的不平衡而突然发生变化，则所提出的方法可能在该采样周期内无法完美运行。实际上，系统主要在稳态下运行，这种突然变化一般不会发生。

因此，NS-SVM可以通过对m进行采样并在每个采样周期内更新ma和θ来很好地进行控制。图2为NS-SVM的计算流程图，以θ₁，θ₂为例说明了一个采样周期的过程。

步骤3：讨论低频NS-SVM控制下的低次谐波电流抑制效果。如图3a图3b所示，仿真设置在开关频率为540Hz的条件下，比较了常规SVM和低频NS-SVM分别在不同的调制因数ma下电流源输出电流i_w中五次、七次谐波的谐波含量。图3a图3b表明，基于NS-SVM控制下五次和七次谐波含量会大大降低。在ma＝1时，常规SVM的五、七次谐波分别为10.5％和7.9％，而基于NS-SVM的五、七次谐波分别为0.5％和0.64％。因此，本发明提出的NS-SVM具有很好的低次谐波抑制效果，尤其是在高调制因数ma下。图4为在开关频率为540Hz的条件下，常规SVM和低频NS-SVM在不同的调制因数ma下负载侧电流谐波含有率的比较，可以看出在整个调制范围内，低频NS-SVM都要优于常规SVM。

综上，本发明方法可以抑制电流源输出电流中的低次谐波。本发明所提出的调制策略，可以在不增加开关频率和采样频率的条件下，实现接近自然采样SVM的性能，可以在较大调制因数范围内有效改善低次谐波性能，是一种值得推广的中压大功率电流源的调制方法。

本发明并不限于上文描述的实施方式。以上对具体实施方式的描述旨在描述和说明本发明的技术方案，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，并不是限制性的。在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，本领域的普通技术人员在本发明的启示下还可做出很多形式的具体变换，这些均属于本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种基于NS-SVM控制的电流源型变流器的谐波抑制方法，其特征在于：具体包括以下步骤：

(1)采用基于自然采样的方法计算驻留时间，根据计算出的驻留时间进行矢量选择，并推导载波波形方程式，利用载波波形方程式计算有效开关角，在与常规SVM控制相同的采样频率和开关频率下实现NS-SVM性能；

(2)根据推导载波波形方程式计算出有效开关角的限制范围，根据有效开关角的范围和牛顿-拉夫逊迭代算法得出简化的方程式，选择简化的两步迭代方程式用于整个范围内的驻留时间计算，以低计算复杂度实现NS-SVM性能。

2.根据权利要求1所述一种基于NS-SVM控制的电流源型变流器的谐波抑制方法，其特征在于：所述的步骤(1)具体包括以下步骤：

1)改进驻留时间的计算，采用基于自然采样的驻留时间的计算方法，驻留时间T₁和T₁+T₂的计算如下：

T₁＝m_asin(π/6-θ)T_s (1-1)

T₁+T₂＝m_asin(π/6-θ)T_s+m_asin(π/6+θ)T_s (1-2)

式中，m_a为调制因数，θ为当前参考矢量和α轴之间的角位移，T_s为采样周期；

2)将基于自然采样的T₁和T₁+T₂与载波波形进行比较，进行矢量选择，并推导载波波形方程式，从而计算有效开关角的θ₁～θ₆，推导载波波形方程式的基本方程为：

根据上述方程，获得有效开关角θ₁～θ₆，从而在与常规SVM控制相同的采样频率和开关频率下实现NS-SVM性能。

3.根据权利要求2所述一种基于NS-SVM控制的电流源型变流器的谐波抑制方法，其特征在于：所述步骤(2)具体包括如下步骤：

1))根据式(1-3)计算有效开关角θ₁的范围，并进一步限制有效开关角θ₂的范围；

θ₁≤θ₂≤-π/18 (1-6)

同样地，开关角

也限制在一定的范围内；

2))根据有限的有效开关角范围和牛顿-拉夫逊迭代算法得出简化的方程式，θ₁的初始值用θ₁₀表示，求解θ₁的方程组改写为下式：

由牛顿-拉夫逊迭代算法，第一次迭代计算的结果θ₁₁为：

同理，第二次迭代结果θ₁₂为：

选择简化的两步迭代方程式用于整个范围内的驻留时间计算，以低计算复杂度的实现NS-SVM性能。

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