CN102891618A - 一种单级式直流-交流逆变器 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种具有高直流电压利用率的单级式直流-交流逆变器，属于电能变换领域，用于光伏发电等可再生能源发电。其组成包括直流侧双绕组脉冲变压器，滤波电容以及输出侧的逆变器。直流侧双绕组变压器的绕组1一端与滤波电容的一端相连，绕组1的另一端和直流输入电源的正极以及绕组2的一端相连，绕组2的另一端与逆变器的直流正极输入端相连，直流输入电源的负极、滤波电容的另一端、逆变器的直流负极输入端相连。本发明利用逆变器产生直通状态，将能量存储在变压器中，在非直通状态释放出去，进而实现直流电压的升压控制。本发明采用一级电路结构同时实现了直流电压的升压控制和直流到交流电压的变换控制，具有结构紧凑、直流电压利用率高以及效率高、可靠性高等优点。
Description
技术领域
本发明涉及一种单级式直流-交流逆变器，属于电能变换领域，用于光伏发电等可再生能源发电。
背景技术
目前，能源的短缺以及环境污染问题日益严重，以风力发电、光伏发电为代表的可再生能源发电技术因其不消耗地球化石能源、对环境零排放等优点，成为最有竞争力的解决能源和环境问题的途径，获得了广泛关注，成为了当前的研究热点。
由于可再生发电源输出的电能形式对环境变化更加敏感，波动较大，难以直接为负载供电，为此需要结合相应的电能变换技术来获得满足并网运行或独立供电要求的电能形式。在目前的解决方案中，对于光伏发电系统，其输出为直流形式，一种方案是采用直流-直流-交流的两级式结构实现平稳的交流电能输出。这种结构中直流侧增加的开关变换器造成系统损耗增加，效率和可靠性均有所下降。
另一种方案是采用Z源型逆变器，在直流发电源和传统逆变器中间串接由两个电感和电容组成的交叉阻抗网络，利用逆变器的直通状态对电感进行储能，在非直通状态释放，进而间接实现直流电压的升压控制。Z源型逆变器采用单级结构同时实现直流侧的升压控制和交流侧的逆变控制，具有结构紧凑、效率高等优点，受到广泛关注。但是这种方案直流升压比有限，在直流升压比较大时，需要较大的直通占空比，造成对交流侧的输出电压和电流波形造成不良影响，另外，Z源型逆变器需要两个储能电感和两个滤波电容，造成成本和体积均有所增加，不利于推广应用。
发明内容
本发明的目的在于提供一种包含直流高频变压器的单级式单级式直流-交流逆变器，以解决现有方案中存在的效率低等问题。
本发明所涉及的一种单级式直流-交流逆变器，其组成包括输入二极管（1），双绕组脉冲变压器（2），滤波电容（3）以及第一桥臂（4）和第二桥臂（5）。二极管（1）的输入端与直流供电电源的正极相连，二极管（1）的输出端与双绕组变压器（2）的绕组1的第一端、所述的双绕组变压器（2）的绕组2的第一端相连，所述的双绕组变压器（2）的绕组2的第二端与滤波电容的一端相连，
第一桥臂（4）和第二桥臂（5）并联，所述的双绕组变压器（2）的绕组1的第二端和第一桥臂（4）和第二桥臂（5）的直流正极输入端相连，直流供电电源的负极、滤波电容的另一端、第一桥臂（4）和第二桥臂（5）的直流负极输入端相连。
所述的直流侧双绕组变压器（2）的绕组1与所述的直流侧双绕组变压器（2）的绕组2的同名端相连。
所述的第一桥臂（4）由第一开关管V1和第二开关管V2串联构成，第二桥臂（5）由第三开关管V3和第四开关管V4串联构成，第一桥臂（4）中第一开关管V1和第二开关管V2的连接点作为所述的单级式直流-交流逆变器的一个交流输出端，第二桥臂（5）中第三开关管V3和第四开关管V4的连接点作为所述的单级式直流-交流逆变器的另一个交流输出端。
所述的单级式直流-交流逆变器的控制步骤包括，
步骤一、设置一个三角波和一个正弦波，用正弦波和三角波比较，若正弦波大于三角波，输出“1”，若正弦波小于或等于三角波，则输出“0”，形成第一路方波信号；
步骤二、将步骤一获得的比较结果进行逻辑取反，获得第二路方波信号；
步骤三、对步骤一所获得的第一路方波信号进行判断，若由“1”跳变到“0”，或由“0”跳变到“1”，则以所述的步骤一所获得的第一路方波信号的电平 跳变点为起点，在步骤一和步骤二所获得的两路方波信号中，同时加入一段时间的全“1”状态；由此获得的两路方波信号，第一路用于控制第一开关管V1和 第四开关管V4，第二路用于控制第三开关管V3和 第二开关管V2。
本发明所具有的优点：（1）采用单级式直流-交流逆变器，同时实现直流电压的升压控制和直流电压到交流电压的变换，无需额外增加开关器件，有效提高了效率；（2）与Z源型逆变器相比，只需要一个变压器和一个滤波电容，有效减小了储能元件的数量，进而降低了体积和成本，同时进一步提高了效率；（3）直流变压器的引入，可以很方便地实现高直流升压比，进而扩展直流输入发电源的发电范围；（4）在获得相同的直流升压比的前提下，本发明只需更小的直通占空比，进而提高了直流电压利用率，降低了直通状态对交流电压和电流的不良影响。
附图说明
图1是本发明的单级式直流-交流逆变器的原理图；
图2是本发明的单级式直流-交流逆变器的直通状态的原理图，图3是本发明的单级式直流-交流逆变器的非直通状态的原理图；
图4是本发明和现有方案的直流升压比的对比图；
图5是本发明的控制方法的流程图；
图6是本发明的产生直通状态的原理图；
图7是本发明的工作波形原理示意图；
图8是处于升压模式的本发明的仿真波形，图9是处于升压模式的仿真波形的局部放大图；
图10是处于降压模式的本发明的仿真波形。
具体实施方式
具体实施方式一：下面结合图1至图3具体说明本实施方式。图1是本发明的单级式直流-交流逆变器的原理图。其组成包括输入二极管（1），双绕组脉冲变压器（2），滤波电容（3）以及第一桥臂（4）和第二桥臂（5）。其特征在于二极管（1）的输入端与直流供电电源的正极相连，二极管（1）的输出端与双绕组变压器（2）的绕组1的第一端、所述的双绕组变压器（2）的绕组2的第一端相连，所述的双绕组变压器（2）的绕组2的第二端与滤波电容的一端相连，
第一桥臂（4）和第二桥臂（5）并联，所述的双绕组变压器（2）的绕组1的第二端和第一桥臂（4）和第二桥臂（5）的直流正极输入端相连，直流供电电源的负极、滤波电容的另一端、第一桥臂（4）和第二桥臂（5）的直流负极输入端相连。
下面对这种方案的稳态过程进行理论分析。各个公式中变量的物理含义为， 
为变压器（2）的绕组W1两端电压，
为变压器（2）的绕组W2两端电压，
为变压器（2）的匝数比，
为滤波电容（3）的电压，
为直流正极输入端的二极管（1）的电压，
为直流输入电源电压，
为逆变器的直通占空比。
在直通状态下，对应的等效电路如图2所示，其绕组电压方程为
(1)
二极管两端电压为
上式说明此时二极管承受反压，在直通状态下直流电源同样不输出电流。
在非直通状态下，对应的等效电路如图3所示，其电压方程为
根据一个开关周期内的绕组平均电压为零，即
解得TSI的直流电容电压与直流电源的关系为
进一步求得在非直通状态下直流输出电压和直流电源电压的关系即直流升压比为
由上式可知，直流升压比由直通占空比和变压器匝比共同决定，并有
。
现有方案的直流升压比为
即直流升压比的分母由
变为
，说明在获得相同升压比的前提下，直通占空比更小。分别取n 1=1.3和1.5，绘制式(6)和(7)的曲线如图4所示。由图4可以更加明显地看出改进后的方案在匝数比相同的情况下，直通占空比明显减小，进而对交流侧输出电压的影响也会变小。在用于升压的直通占空比d和逆变侧的调制比m之间有如下约束
因此，由于这种逆变器的工作特性，可以间接提高整个逆变器的运行区间，并提高直流电压利用率。
具体实施方式二：下面结合图5至图10具体说明本实施方式。所述的单级式直流-交流逆变器的控制步骤包括，步骤一、设置一个三角波和一个正弦波，用正弦波和三角波比较，若正弦波大于三角波，输出“1”，若正弦波小于或等于三角波，则输出“0”，形成第一路方波信号；
步骤二、将步骤一获得的比较结果进行逻辑取反，获得第二路方波信号；
步骤三、对步骤一所获得的第一路方波信号进行判断，若由“1”跳变到“0”，或由“0”跳变到“1”，则以所述的步骤一所获得的第一路方波信号的电平 跳变点为起点，在步骤一和步骤二所获得的两路方波信号中，同时加入一段时间的全“1”状态；由此获得的两路方波信号，第一路用于控制第一开关管V1和 第四开关管V4，第二路用于控制第三开关管V3和 第二开关管V2。
图5给出相应的控制流程图。图6给出控制过程产生的控制信号的原理图，其中两路信号的全“1”状态会使同一个桥臂的两个开关管均导通，即产生直通状态。根据上述控制流程，绘制的逆变器工作波形如图7所示。由图7可知，直流输出电压的幅值远远高于直流输入电压，即实现了升压控制。在桥臂直通状态，变压器绕组的输出电流升高，将能量存储在变压器中，在非直通状态，由直流供电电源为负载供电和为滤波电容充电，实现能量由电源侧到负载侧的传递。
结合上述控制方法和逆变器拓扑，采用MATLAB仿真软件对单级式直流-交流逆变器进行仿真验证。图8是处于升压模式的本发明的仿真波形，图9是处于升压模式的仿真波形的局部放大图。由此图可知，逆变器直流输出电压幅值平稳，直流输出电压幅值明显升高，交流输出电流为较好的正弦波。图10为无直通状态，即正常降压模式下的仿真波形，由图可知，此时输出的直流电压和电源电压近似相等，变为传统的单相H桥逆变器，所不同的是，由于直流变压器的存在，直流电压存在一些波动，但对交流输出电流影响不大。
Claims (4)
1.一种单级式直流-交流逆变器，其组成包括输入二极管（1），双绕组脉冲变压器（2），滤波电容（3）以及第一桥臂（4）和第二桥臂（5）；
其特征在于二极管（1）的输入端与直流供电电源的正极相连，二极管（1）的输出端与双绕组变压器（2）的绕组1（W1）的第一端、所述的双绕组变压器T1（2）的绕组2（W2）的第一端相连，所述的双绕组变压器（2）的绕组2的第二端与滤波电容的一端相连，
第一桥臂（4）和第二桥臂（5）并联，所述的双绕组变压器（2）的绕组1（W1）的第二端和第一桥臂（4）和第二桥臂（5）的直流正极输入端相连，直流供电电源的负极、滤波电容的另一端、第一桥臂（4）和第二桥臂（5）的直流负极输入端相连。
2.根据权利要求1所述的一种单级式直流-交流逆变器，其特征在于所述的直流侧双绕组变压器（2）的绕组1（W1）与所述的直流侧双绕组变压器（2）的绕组2（W2）的同名端相连。
3.根据权利要求1所述的一种单级式直流-交流逆变器，其特征在于，所述的第一桥臂（4）由第一开关管V1和第二开关管V2串联构成，第二桥臂（5）由第三开关管V3和第四开关管V4串联构成，第一桥臂（4）中第一开关管V1和第二开关管V2的连接点作为所述的单级式直流-交流逆变器的一个交流输出端，第二桥臂（5）中第三开关管V3和第四开关管V4的连接点作为所述的单级式直流-交流逆变器的另一个交流输出端。
4.根据权利要求1,3所述的一种单级式直流-交流逆变器，其特征在于，所述的单级式直流-交流逆变器的控制步骤包括，
步骤一、设置一个三角波和一个正弦波，用正弦波和三角波比较，若正弦波大于三角波，输出“1”，若正弦波小于或等于三角波，则输出“0”，形成第一路方波信号；
步骤二、将步骤一获得的比较结果进行逻辑取反，获得第二路方波信号；
步骤三、对步骤一所获得的第一路方波信号进行判断，若由“1”跳变到“0”，或由“0”跳变到“1”，则以所述的步骤一所获得的第一路方波信号的电平 跳变点为起点，在步骤一和步骤二所获得的两路方波信号中，同时加入一段时间的全“1”状态；由此获得的两路方波信号，第一路用于控制第一开关管V1和 第四开关管V4，第二路用于控制第三开关管V3和 第二开关管V2。
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Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103840694A (zh) * | 2013-08-31 | 2014-06-04 | 天津城市建设学院 | 开关电感γ型z源逆变器拓扑结构 |
| CN108540042A (zh) * | 2018-04-18 | 2018-09-14 | 湖南沃森电气科技有限公司 | 空间矢量脉冲宽度幅值调制方法 |
| CN114123828A (zh) * | 2020-08-28 | 2022-03-01 | 苏州捷芯威半导体有限公司 | 逆变电路及调制方法 |
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2012
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|---|---|---|---|---|
| CN103840694A (zh) * | 2013-08-31 | 2014-06-04 | 天津城市建设学院 | 开关电感γ型z源逆变器拓扑结构 |
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| PB01 | Publication | ||
| C02 | Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001) | ||
| WD01 | Invention patent application deemed withdrawn after publication |
Application publication date: 20130123 |