CN113258785A - 双有源桥变换器全功率范围的多目标优化控制方法 - Google Patents

双有源桥变换器全功率范围的多目标优化控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN113258785A
CN113258785A CN202110645167.3A CN202110645167A CN113258785A CN 113258785 A CN113258785 A CN 113258785A CN 202110645167 A CN202110645167 A CN 202110645167A CN 113258785 A CN113258785 A CN 113258785A
Authority
CN
China
Prior art keywords
converter
voltage
power
control method
full
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202110645167.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113258785B (zh
Inventor
王攀攀
徐泽涵
高利强
王莉
王凯旋
王轩
戴诗科
陈立正
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
China University of Mining and Technology CUMT
Original Assignee
China University of Mining and Technology CUMT
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by China University of Mining and Technology CUMT filed Critical China University of Mining and Technology CUMT
Priority to CN202110645167.3A priority Critical patent/CN113258785B/zh
Publication of CN113258785A publication Critical patent/CN113258785A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113258785B publication Critical patent/CN113258785B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种基于三重移相控制的双有源全桥DC‑DC变换器多目标优化控制方法。通过采集变换器的电压电流信息，以电感电流应力为优化目标，在开关管零电压开通的约束条件下，利用KKT条件法构建方程，得到表达形式简单的最优移相角控制量，实现变换器从低功率到高功率段范围内的效率优化；同时，引入虚拟电压分量弥补实际传输功率与输出功率之间因变换器功率损耗而产生的误差，并根据虚拟电压分量与采集的电压电流信息对变换器传输功率进行在线估算，以此提升变换器的动态性能。本发明控制方法与传统单移相控制方法相比，使变换器效率在全功率范围内得到提升，且动态性能明显改善，适用于工况较为复杂、负载多变的工作环境。

Description

双有源桥变换器全功率范围的多目标优化控制方法
技术领域
本发明涉及电气工程中直流变换技术领域，具体涉及一种基于三重移相控制的双有源桥变换器在软开关条件下的全功率范围内效率与动态性能的多目标优化控制方法。
背景技术
随着新能源技术的不断发展，双向直流变换器愈发受到重视，广泛应用于分布式发电系统、直流配电网和电动汽车等领域。其中，双有源桥(dual active bridge，DAB)DC-DC变换器因其控制简单、电气隔离、高功率密度等优点，得到了众多科研工作者的关注和研究。
传统单移相控制方法是DAB变换器最常用的控制方法，具有控制简单、易实现等特点，但是该方法在变换器低功率段时，存在电流应力和回流功率过大的现象，特别是在输入输出电压不匹配的情况下，问题尤为严重，从而导致变换器效率低下。因此，如何减小电流应力或回流功率，提高变换器效率成为DAB控制方法的发展方向之一。同时，为了提高DAB变换器的工况适应性、扩大其应用场合，控制方法的动态性能也必须加以改善。
综上所述，如何同时提高双有源桥变换器的效率和动态性能是具有重要理论与实际意义的。
发明内容
本发明的目的在于减小变换器的电流应力以提高效率，并优化动态性能。提供一种在开关管零电压开通(zero voltage switching，ZVS)的基础上，实现全功率范围内效率与动态性能提升的多目标优化控制方法。该方法基于三重移相控制，以零电压开通为约束条件，分别对低功率段和高功率段进行电感电流应力的优化，实现变换器全功率范围内效率的提升；同时，引入虚拟电压分量弥补实际传输功率与输出功率之间因变换器功率损耗而产生的误差，并根据虚拟电压分量与采集的电压电流信息对变换器传输功率进行在线估算，以此提升变换器的动态性能。
本发明是通过如下技术方案实现的：
一种双有源桥变换器全功率范围内效率与动态性能的多目标优化控制方法，其中本方法所涉及的双有源桥变换器包含原边侧支撑电容
Figure 430599DEST_PATH_IMAGE001
、副边侧支撑电容
Figure 534690DEST_PATH_IMAGE002
、原边侧全桥电路、副边侧全桥电路、高频变压器T、外接辅助电感L组成。其中，原边侧全桥电路包括开关管
Figure 314428DEST_PATH_IMAGE003
、
Figure 647320DEST_PATH_IMAGE004
、
Figure 461692DEST_PATH_IMAGE005
、
Figure 284155DEST_PATH_IMAGE006
，副边侧全桥电路包括开关管
Figure 738139DEST_PATH_IMAGE007
、
Figure 937039DEST_PATH_IMAGE008
、
Figure 543601DEST_PATH_IMAGE009
、
Figure 536965DEST_PATH_IMAGE010
，变压器原副边匝比为n，开关频率为f；
其特征在于，所述控制方法包括如下步骤：
步骤1：采集变换器的输入电压值
Figure 291294DEST_PATH_IMAGE011
、输出电压值
Figure 215256DEST_PATH_IMAGE012
和负载电流值
Figure 738642DEST_PATH_IMAGE013
，并根据电压电流值计算电压转换比
Figure 106169DEST_PATH_IMAGE014
；
步骤2：根据步骤1采集到的电压电流信息和PI控制器输出的虚拟电压分量
Figure 347795DEST_PATH_IMAGE015
，由动态性能优化单元输出虚拟参考传输功率标幺值
Figure 809869DEST_PATH_IMAGE016
，其表达式为：
Figure 453340DEST_PATH_IMAGE017
步骤3：在效率优化单元中，根据步骤1所得的电压传输比k与步骤2所得的虚拟参考传输功率标幺值
Figure 726189DEST_PATH_IMAGE016
，在保证所有开关管实现零电压开通的条件下，依据KKT条件法，以电流应力为优化目标，分别对低功率段和高功率段进行优化，最后得出优化移相角
Figure 455111DEST_PATH_IMAGE018
、
Figure 720876DEST_PATH_IMAGE019
、
Figure 218853DEST_PATH_IMAGE020
与电压转换比k和传输功率标幺值
Figure 928183DEST_PATH_IMAGE016
的关系式，当
Figure 878822DEST_PATH_IMAGE021
，即变换器工作于低功率段时：
Figure 948278DEST_PATH_IMAGE022
当
Figure 300762DEST_PATH_IMAGE023
，即变换器工作于高功率段时：
Figure 180993DEST_PATH_IMAGE024
步骤4：基于三重移相控制，根据步骤3优化计算出的移相角经控制电路产生PWM信号，作用于开关管，实现双有源桥变换器全功率范围内效率与动态性能的多目标优化。
本发明的有益效果是：在保证零电压开通的条件下，全功率范围内减小变换器电流应力，提升变换器的效率；同时，结合虚拟电压功率控制方法，提高变换器的动态响应速度，增强变换器抗负载扰动和抗输入电压突变的能力。本方法适用于变换器工况较为复杂、负载多变的场合。
附图说明
下面根据附图和实施例对本发明进一步说明。
图1是双有源桥变换器拓扑结构示意图；
图2是变换器在模式A下的电压电流波形图；
图3是变换器在模式B下的电压电流波形图；
图4是本发明方法的控制框图；
图5是采用传统单移相控制方法时变换器工作于低功率段的电压电流波形图；
图6是采用本发明控制方法时变换器工作于低功率段的电压电流波形图；
图7是采用传统单移相控制方法时变换器工作于高功率段的电压电流波形图；
图8是采用本发明控制方法时变换器工作于高功率段的电压电流波形图；
图9是变换器采用本发明控制方法和采用传统单移相控制方法时的效率对比图；
图10是变换器采用传统单移相控制方法时的输出电压曲线图；
图11是变换器采用本发明时的输出电压曲线图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明所述的全功率范围内多目标优化控制方法做详细的说明。
图1为所述双有源桥DC-DC变换器的拓扑结构图，其由原边侧支撑电容
Figure 618928DEST_PATH_IMAGE001
、副边侧支撑电容
Figure 39545DEST_PATH_IMAGE002
、原边侧全桥电路、副边侧全桥电路、高频变压器T、外接辅助电感L组成。其中
Figure 699065DEST_PATH_IMAGE025
表示原边侧全桥电路输出电压，
Figure 812515DEST_PATH_IMAGE026
表示副边侧全桥电路输出电压，
Figure 675428DEST_PATH_IMAGE027
、
Figure 899736DEST_PATH_IMAGE028
分别表示辅助电感L两侧电压和流过的电流，
Figure 148184DEST_PATH_IMAGE029
、
Figure 432535DEST_PATH_IMAGE030
分别表示输入侧电压和负载侧电压，n表示变压器原副边匝比。
图2为所述双有源桥变换器在采用三重移相控制方法时，工作在模式A时的电压电流波形。图中，
Figure 782745DEST_PATH_IMAGE031
为半个开关周期，在模式A工作状态下，移相角之间关系为
Figure 810744DEST_PATH_IMAGE032
，在此模式下，变换器的电感电流可表示为：
Figure 992326DEST_PATH_IMAGE033
根据电感电流表达式，进一步求得模式A下的传输功率标幺值表达式为：
Figure 368950DEST_PATH_IMAGE034
其中，
Figure 268773DEST_PATH_IMAGE035
。
图3为工作在模式B时的电压电流波形。在模式B工作状态下，移相角之间关系为
Figure 772566DEST_PATH_IMAGE036
，在此模式下，变换器的电感电流可表示为：
Figure 74235DEST_PATH_IMAGE037
根据电感电流表达式，进一步求得模式B下的传输功率标幺值表达式为：
Figure 621760DEST_PATH_IMAGE038
其中，
Figure 8879DEST_PATH_IMAGE039
。
图4为本发明的控制框图，依据控制框图，总结本方程的实施步骤如下：
步骤1：采集变换器的输入电压
Figure 316363DEST_PATH_IMAGE040
、输出电压
Figure 206959DEST_PATH_IMAGE041
、负载电流
Figure 190964DEST_PATH_IMAGE042
，根据
Figure 799800DEST_PATH_IMAGE043
，计算出电压转换比k，并将输出电压参考值与采集得到的输出电压值作差，经PI控制器后得到虚拟电压分量
Figure 910975DEST_PATH_IMAGE044
。
步骤2：根据步骤1所得到的虚拟电压分量
Figure 921657DEST_PATH_IMAGE044
，当引入虚拟电压分量
Figure 76563DEST_PATH_IMAGE044
后，额定参考功率可表示为：
Figure 172695DEST_PATH_IMAGE045
其中，负载电流参考值
Figure 884300DEST_PATH_IMAGE046
，进一步可求得，动态优化单元的虚拟参考传输功率的标幺值
Figure 687170DEST_PATH_IMAGE047
为：
Figure 826028DEST_PATH_IMAGE048
步骤3：在模式A下，变换器的电流应力标幺值与传输功率标幺值为：
Figure 596407DEST_PATH_IMAGE049
Figure 846122DEST_PATH_IMAGE050
为保证该模式下开关管软电压开通，其约束条件为：
Figure 769079DEST_PATH_IMAGE051
考虑到该模式下的移相角约束条件：
Figure 78838DEST_PATH_IMAGE052
依据KKT条件法，以电流应力为优化目标，传输功率为等式约束条件，软开关和移相角约束条件为不等式约束条件，求得优化移相角之间的关系式为：
Figure 336512DEST_PATH_IMAGE053
进一步得到优化移相角与传输功率标幺值
Figure 389919DEST_PATH_IMAGE047
和电压转换比k的关系式为：
Figure 229699DEST_PATH_IMAGE054
其功率范围为
Figure 648042DEST_PATH_IMAGE055
。
同理，在模式B下，变换器的电流应力标幺值与传输功率标幺值为：
Figure 940483DEST_PATH_IMAGE056
Figure 984531DEST_PATH_IMAGE057
为保证该模式下开关管软电压开通，其约束条件为：
Figure 678818DEST_PATH_IMAGE058
考虑到该模式下的移相角约束条件：
Figure 268062DEST_PATH_IMAGE059
依据KKT条件法，以电流应力为优化目标，传输功率为等式约束条件，软开关和移相角约束条件为不等式约束条件，求得优化移相角之间的关系式为：
Figure 313379DEST_PATH_IMAGE060
进一步提高变换器效率，可令
Figure 708588DEST_PATH_IMAGE061
，以减小电流有效值，由此得到优化移相角与传输功率标幺值
Figure 444332DEST_PATH_IMAGE047
和电压转换比k的关系式为：
Figure 532373DEST_PATH_IMAGE062
其功率范围为
Figure 737090DEST_PATH_IMAGE063
。
在效率优化单元中，根据步骤1所得的电压传输比k与步骤2所得的虚拟参考传输功率标幺值
Figure 935990DEST_PATH_IMAGE047
，并根据输出功率与
Figure 526240DEST_PATH_IMAGE064
的大小关系，可得优化移相角
Figure 785183DEST_PATH_IMAGE018
、
Figure 477196DEST_PATH_IMAGE019
、
Figure 214207DEST_PATH_IMAGE020
表达式，当
Figure 924543DEST_PATH_IMAGE065
，即变换器工作于低功率段时：
Figure 354388DEST_PATH_IMAGE066
当
Figure 268117DEST_PATH_IMAGE067
，即变换器工作于高功率段时：
Figure 808820DEST_PATH_IMAGE068
步骤4：基于三重移相控制，根据步骤3优化计算出的移相角经控制电路产生PWM信号，作用于开关管，实现双有源桥变换器全功率范围内效率与动态性能的多目标优化。
为验证本发明的有效性，本文通过仿真进行了实验验证，其主要电路参数如表1所示，相关实验波形与分析结果如图5-图11所示。
表1 电路参数
Figure 639241DEST_PATH_IMAGE069
图5为采用传统单移相控制方法时，变换器工作于输入电压100V，输出电压30V，即电压转换比k=3.33，且工作于18.7%额定工况下，即位于低功率段时的电压电流波形。此时电感电流应力为4.4A，电流应力较高。由图可知，在开关管
Figure 974408DEST_PATH_IMAGE070
、
Figure 641012DEST_PATH_IMAGE071
开通时，电感电流满足
Figure 719827DEST_PATH_IMAGE072
条件，故
Figure 404755DEST_PATH_IMAGE003
、
Figure 910823DEST_PATH_IMAGE006
可实现ZVS，而
Figure 127040DEST_PATH_IMAGE073
、
Figure 947229DEST_PATH_IMAGE005
分别与
Figure 299713DEST_PATH_IMAGE003
、
Figure 429212DEST_PATH_IMAGE071
处于同一桥臂，
Figure 867146DEST_PATH_IMAGE073
、
Figure 225446DEST_PATH_IMAGE005
亦能实现ZVS；在开关管
Figure 698016DEST_PATH_IMAGE007
、
Figure 732837DEST_PATH_IMAGE010
开通时，电感电流未满足
Figure 658068DEST_PATH_IMAGE074
条件，故
Figure 820059DEST_PATH_IMAGE007
、
Figure 147135DEST_PATH_IMAGE010
未实现ZVS，而
Figure 618436DEST_PATH_IMAGE008
、
Figure 30963DEST_PATH_IMAGE009
分别与
Figure 731066DEST_PATH_IMAGE007
、
Figure 912649DEST_PATH_IMAGE010
处于同一桥臂，
Figure 554851DEST_PATH_IMAGE007
、
Figure 454674DEST_PATH_IMAGE010
亦未能实现ZVS。副边侧
Figure 958468DEST_PATH_IMAGE007
、
Figure 994557DEST_PATH_IMAGE008
、
Figure 620710DEST_PATH_IMAGE009
、
Figure 194780DEST_PATH_IMAGE010
开关管未实现ZVS，使变换器开关损耗较高。
图6为采用本发明控制方法时，变换器同样工作于电压转换比k=3.33，且在18.7%额定工况下，即低功率段时的电压电流波形。此时的电感电流应力为1.7A，相较传统单移相控制方法，本发明有效减小了电流应力。由图可知，在开关管
Figure 236686DEST_PATH_IMAGE003
开通时，电感电流满足
Figure 392860DEST_PATH_IMAGE075
条件，开关管
Figure 189915DEST_PATH_IMAGE071
开通时，电感电流满足
Figure 985702DEST_PATH_IMAGE075
条件，故
Figure 159194DEST_PATH_IMAGE003
、
Figure 107558DEST_PATH_IMAGE071
可实现ZVS，而
Figure 75514DEST_PATH_IMAGE073
、
Figure 358597DEST_PATH_IMAGE005
分别与
Figure 804622DEST_PATH_IMAGE003
、
Figure 873072DEST_PATH_IMAGE071
处于同一桥臂，
Figure 11929DEST_PATH_IMAGE073
、
Figure 805746DEST_PATH_IMAGE005
亦能实现ZVS；在开关管
Figure 55461DEST_PATH_IMAGE007
开通时，电感电流满足
Figure 978418DEST_PATH_IMAGE076
条件，开关管S8开通时，电感电流满足
Figure 288177DEST_PATH_IMAGE077
条件，故
Figure 545852DEST_PATH_IMAGE007
、
Figure 599258DEST_PATH_IMAGE010
可实现ZVS，而
Figure 376721DEST_PATH_IMAGE008
、
Figure 857381DEST_PATH_IMAGE009
分别与
Figure 336773DEST_PATH_IMAGE007
、
Figure 193871DEST_PATH_IMAGE010
处于同一桥臂，
Figure 825840DEST_PATH_IMAGE008
、
Figure 477401DEST_PATH_IMAGE009
亦能实现ZVS。原副边开关管均能实现ZVS，使变换器开关损耗减小。
图7为采用传统单移相控制方法时变换器工作于电压转换比k=3.33，在64%额定工况下，即位于高功率段时的电压电流波形。此时电流应力为5.9A，电流应力较高。由图可知，在开关管
Figure 709668DEST_PATH_IMAGE003
、
Figure 104878DEST_PATH_IMAGE071
开通时，电感电流满足
Figure 591354DEST_PATH_IMAGE078
条件，故
Figure 866346DEST_PATH_IMAGE003
、
Figure 133380DEST_PATH_IMAGE071
可实现ZVS，而
Figure 4384DEST_PATH_IMAGE073
、
Figure 673262DEST_PATH_IMAGE005
分别与
Figure 119156DEST_PATH_IMAGE003
、
Figure 607906DEST_PATH_IMAGE071
处于同一桥臂，
Figure 548180DEST_PATH_IMAGE073
、
Figure 71566DEST_PATH_IMAGE005
亦能实现ZVS；在开关管
Figure 422781DEST_PATH_IMAGE007
、
Figure 664407DEST_PATH_IMAGE010
开通时，电感电流未满足
Figure 142793DEST_PATH_IMAGE079
条件，故
Figure 520684DEST_PATH_IMAGE007
、
Figure 308381DEST_PATH_IMAGE010
未实现ZVS，而
Figure 771723DEST_PATH_IMAGE008
、
Figure 53800DEST_PATH_IMAGE009
分别与
Figure 551777DEST_PATH_IMAGE007
、
Figure 244796DEST_PATH_IMAGE010
处于同一桥臂，
Figure 398696DEST_PATH_IMAGE007
、
Figure 281202DEST_PATH_IMAGE010
亦未能实现ZVS。副边侧
Figure 820636DEST_PATH_IMAGE007
、
Figure 497605DEST_PATH_IMAGE008
、
Figure 873223DEST_PATH_IMAGE009
、
Figure 746370DEST_PATH_IMAGE010
开关管未实现ZVS，使变换器开关损耗较高。
图8为采用本发明控制方法时，变换器同样工作于电压转换比为k=3.33，64%额定工况下，即位于高功率段时的电压电流波形，此时电流应力为3.3A，与传统单移相控制方法相比，有效减小了电流应力。由图可知，在开关管
Figure 953360DEST_PATH_IMAGE003
开通时，电感电流满足
Figure 4493DEST_PATH_IMAGE075
条件，开关管
Figure 929724DEST_PATH_IMAGE071
开通时，电感电流满足
Figure 340982DEST_PATH_IMAGE080
条件，故
Figure 668059DEST_PATH_IMAGE081
、
Figure 952409DEST_PATH_IMAGE006
可实现ZVS，而
Figure 37040DEST_PATH_IMAGE004
、
Figure 65039DEST_PATH_IMAGE082
分别与
Figure 433572DEST_PATH_IMAGE003
、
Figure 888824DEST_PATH_IMAGE071
处于同一桥臂，
Figure 726330DEST_PATH_IMAGE073
、
Figure 292441DEST_PATH_IMAGE005
亦能实现ZVS；在开关管
Figure 515481DEST_PATH_IMAGE007
开通时，电感电流满足
Figure 141634DEST_PATH_IMAGE079
条件，开关管S8开通时，电感电流满足
Figure 200857DEST_PATH_IMAGE083
条件，故
Figure 570658DEST_PATH_IMAGE007
、
Figure 913784DEST_PATH_IMAGE010
可实现ZVS，而
Figure 710839DEST_PATH_IMAGE008
、
Figure 319675DEST_PATH_IMAGE009
分别与
Figure 165271DEST_PATH_IMAGE007
、
Figure 175952DEST_PATH_IMAGE010
处于同一桥臂，
Figure 143908DEST_PATH_IMAGE008
、
Figure 426991DEST_PATH_IMAGE009
亦能实现ZVS。原副边开关管均能实现ZVS，使变换器开关损耗减小。
图9为采用本发明控制方法和采用传统单移相控制方法时的效率对比图，由图可知本发明控制方法使变换器的效率在全功率范围内得到提高，且在低功率段提升明显。
图10为采用传统单移相控制方法时的输出电压曲线图。由图可知，在0.1s时，使负载电阻由50Ω突减为30Ω，输出电压再次恢复稳定的时间约为11ms；在0.15s时，输入电压由130V突减为100V，输出电压再次恢复稳定的时间为15ms，动态响应时间较长。
图11为采用本发明控制方法时的输出电压曲线图。在负载突变和输入电压突变时，输出电压能够保持稳定，动态响应时间几乎为零，且变换器启动时间较短、未出现超调现象。
上述的具体实施方式仅为阐明本发明的设计思路和实施方式，让本领域的技术人员在本发明的启示下，了解和应用本发明。凡在本发明的精神和原则之内所做的修饰，均应属于本发明的保护之内。

Claims (1)

1.一种双有源桥变换器全功率范围内效率与动态性能的多目标优化控制方法，其中本方法所涉及的双有源桥变换器包含原边侧支撑电容
Figure 34318DEST_PATH_IMAGE001
、副边侧支撑电容
Figure 732278DEST_PATH_IMAGE002
、原边侧全桥电路、副边侧全桥电路、高频变压器T、外接辅助电感L组成；其中，原边侧全桥电路包括开关管
Figure 172486DEST_PATH_IMAGE003
、
Figure 179757DEST_PATH_IMAGE004
、
Figure 564471DEST_PATH_IMAGE005
、
Figure 174443DEST_PATH_IMAGE006
，副边侧全桥电路包括开关管
Figure 78946DEST_PATH_IMAGE007
、
Figure 647330DEST_PATH_IMAGE008
、
Figure 23735DEST_PATH_IMAGE009
、
Figure 312765DEST_PATH_IMAGE010
，变压器原副边匝比为n，开关频率为f；
其特征在于，所述控制方法包括如下步骤：
步骤1：采集变换器的输入电压值
Figure 461986DEST_PATH_IMAGE011
、输出电压值
Figure 998010DEST_PATH_IMAGE012
和负载电流值
Figure 858781DEST_PATH_IMAGE013
，并根据电压电流值计算电压转换比
Figure 810556DEST_PATH_IMAGE014
；
步骤2：根据步骤1采集到的电压电流信息和PI控制器输出的虚拟电压分量
Figure 955230DEST_PATH_IMAGE015
，由动态性能优化单元输出虚拟参考传输功率标幺值
Figure 990051DEST_PATH_IMAGE016
，其表达式为：
Figure 446440DEST_PATH_IMAGE017
步骤3：在效率优化单元中，根据步骤1所得的电压传输比k与步骤2所得的虚拟参考传输功率标幺值
Figure 342852DEST_PATH_IMAGE016
，在保证所有开关管实现零电压开通的条件下，依据KKT条件法，以电流应力为优化目标，分别对低功率段和高功率段进行优化，最后得出优化移相角
Figure 935507DEST_PATH_IMAGE018
、
Figure 639764DEST_PATH_IMAGE019
、
Figure 458816DEST_PATH_IMAGE020
与电压转换比k和传输功率标幺值
Figure 283552DEST_PATH_IMAGE016
的关系式，当
Figure 120927DEST_PATH_IMAGE021
，即变换器工作于低功率段时：
Figure 982704DEST_PATH_IMAGE022
当
Figure 679265DEST_PATH_IMAGE023
，即变换器工作于高功率段时：
Figure 402632DEST_PATH_IMAGE024
步骤4：基于三重移相控制，根据步骤3优化计算出的移相角经控制电路产生PWM信号，作用于开关管，实现双有源桥变换器全功率范围内效率与动态性能的多目标优化。
CN202110645167.3A 2021-06-10 2021-06-10 双有源桥变换器全功率范围的多目标优化控制方法 Active CN113258785B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110645167.3A CN113258785B (zh) 2021-06-10 2021-06-10 双有源桥变换器全功率范围的多目标优化控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110645167.3A CN113258785B (zh) 2021-06-10 2021-06-10 双有源桥变换器全功率范围的多目标优化控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113258785A true CN113258785A (zh) 2021-08-13
CN113258785B CN113258785B (zh) 2022-04-15

Family

ID=77187310

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110645167.3A Active CN113258785B (zh) 2021-06-10 2021-06-10 双有源桥变换器全功率范围的多目标优化控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN113258785B (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114430234A (zh) * 2022-01-18 2022-05-03 合肥工业大学 一种dab变换器的软开关及电流应力优化方法
CN115733365A (zh) * 2021-08-31 2023-03-03 比亚迪股份有限公司 三重移相控制方法、存储介质、双向dcdc控制器及变换器
CN118473227A (zh) * 2024-07-10 2024-08-09 湖南大学 一种双有源桥变换器的全功率范围内优化控制方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106685232A (zh) * 2017-01-16 2017-05-17 上海交通大学 双有源全桥变流器全功率范围内的高效率的调制方法
CN108900089A (zh) * 2018-06-29 2018-11-27 杭州电子科技大学 应用于电压传输比大于1的dab全功率软开关控制方法
CN112054694A (zh) * 2020-09-16 2020-12-08 广东电网有限责任公司电力科学研究院 基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法及装置
CN112117906A (zh) * 2019-06-21 2020-12-22 天津工业大学 一种三重移相控制下双主动全桥变换器优化方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106685232A (zh) * 2017-01-16 2017-05-17 上海交通大学 双有源全桥变流器全功率范围内的高效率的调制方法
CN108900089A (zh) * 2018-06-29 2018-11-27 杭州电子科技大学 应用于电压传输比大于1的dab全功率软开关控制方法
CN112117906A (zh) * 2019-06-21 2020-12-22 天津工业大学 一种三重移相控制下双主动全桥变换器优化方法
CN112054694A (zh) * 2020-09-16 2020-12-08 广东电网有限责任公司电力科学研究院 基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法及装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115733365A (zh) * 2021-08-31 2023-03-03 比亚迪股份有限公司 三重移相控制方法、存储介质、双向dcdc控制器及变换器
CN114430234A (zh) * 2022-01-18 2022-05-03 合肥工业大学 一种dab变换器的软开关及电流应力优化方法
CN114430234B (zh) * 2022-01-18 2024-03-01 合肥工业大学 一种dab变换器的软开关及电流应力优化方法
CN118473227A (zh) * 2024-07-10 2024-08-09 湖南大学 一种双有源桥变换器的全功率范围内优化控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN113258785B (zh) 2022-04-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN113258785B (zh) 双有源桥变换器全功率范围的多目标优化控制方法
CN111490683B (zh) 双变压器串联谐振双有源桥dc-dc变换器拓扑的轨迹控制方法
CN106936319B (zh) 一种隔离型三端口双向dc-dc变换器
CN111817566B (zh) 一种llct谐振型双向直流变换器
CN115622413B (zh) 一种clclc型谐振变换器及调制方法
CN108988646B (zh) 零电压开关下电压传输比大于1的dab优化控制方法
CN112953245B (zh) 双有源桥式变换器全负载范围软开关控制方法
Xu et al. Dead-time optimization and magnetizing current design for a current-fed dual active bridge DC–DC converter to secure full load range ZVS in wide voltage range
CN111064370A (zh) 一种llc和dab混合的双向dc-dc变流器
Ding et al. A novel DPS control of dual active bridge DC-DC converters to minimize current stress and improve transient Response
CN115833602B (zh) 一种双变压器式谐振变换器及其调制方法
CN117081403A (zh) 一种应用于宽输出电压cllc变换器的混合调制方法
CN114430234B (zh) 一种dab变换器的软开关及电流应力优化方法
CN113489342B (zh) 基于变压器激磁感的双有源桥变换器双重移相控制方法
CN113141119B (zh) 一种双有源桥变换器回流功率与动态性能优化控制方法
CN115173714A (zh) 一种三相clllc谐振变换器轻载运行控制系统及方法
CN104660079B (zh) 一种基于碳化硅mosfet的三电平双谐振变流器
CN113794381A (zh) 一种宽调压范围的scdab-clllc复合型直流变压器及其控制方法
CN109039082B (zh) 适用于模块化多电平直流变压器的回流功率优化方法
CN114285285A (zh) 一种基于t型桥及双变压器的新型宽电压增益直流变压器
CN111525798A (zh) 一种三绕组高变比零纹波双向dc/dc变换器
Wang et al. Optimized operating mode of current-fed dual half bridges dc-dc converters for energy storage applications
Yang et al. Analysis and comparison of high power bidirectional isolated DC/DC converters for power electronic transformer
Liu et al. A Dual Active Bridge Converter Integrating Buck-Boost for Wide Voltage Range
Aghajani et al. An Optimized Hybrid Model-Based Unified-Phase-Shift Control Strategy for Single-Phase Dual Active Bridge DC-DC Converter

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant