CN110768536A - 一种双有源桥电路损耗控制方法 - Google Patents

一种双有源桥电路损耗控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN110768536A
CN110768536A CN201911046804.4A CN201911046804A CN110768536A CN 110768536 A CN110768536 A CN 110768536A CN 201911046804 A CN201911046804 A CN 201911046804A CN 110768536 A CN110768536 A CN 110768536A
Authority
CN
China
Prior art keywords
bridge circuit
current
double
control strategy
active
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201911046804.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN110768536B (zh
Inventor
赵晓宇
季金虎
胡永峰
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Beijing Machinery Equipment Research Institute
Original Assignee
Beijing Machinery Equipment Research Institute
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Beijing Machinery Equipment Research Institute filed Critical Beijing Machinery Equipment Research Institute
Priority to CN201911046804.4A priority Critical patent/CN110768536B/zh
Publication of CN110768536A publication Critical patent/CN110768536A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110768536B publication Critical patent/CN110768536B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明涉及一种双有源桥电路损耗控制方法，属于电路技术领域。该方法包括：双有源桥电路的控制器根据采用的控制策略输出相应的电感电流波形；根据所述电感电流波形得到双有源桥电路的两侧直流电压、移相角；根据所述两侧直流电压、移相角以及双有源桥电路的变压器变比设定控制策略的控制参数后，计算得到转折点的电流值；根据所述转折点的电流值计算得到含有所述控制参数的电流有效值函数，调整所述控制参数使得所述电流有效值函数值最小，以便实现双有源桥电路损耗最小。本发明解决了现有技术难以保证双有源桥电路导通损耗最小以及控制策略效率不高的问题。

Description

一种双有源桥电路损耗控制方法
技术领域
本发明涉及电路技术领域，尤其涉及一种双有源桥电路损耗控制方法。
背景技术
DC/DC转换是电力电子变换器研究中一个重要的组成部分。而在诸多的DC/DC变换器电路中，双有源桥(dual active bridge,DAB)电路以其良好的动态响应、功率双向流动、较广的电压转换范围、较高的传输效率等优点，逐渐成为近些年来研究的热点。
双有源桥(dual active bridge,DAB)电路，一种常用的双向DC/DC电路，该电路由两个对称的全桥逆变电路、两个电解电容与一个高频变压器构成。针对DAB的运行特性及其传输效率问题进行的理论探究，目前比较主流的分析方法包括回流功率分析法、软开关分析法等。但是，回流功率分析法不仅计算方法复杂，随着控制自由度的增多，系统阶数会提高，计算成本大幅增加，而且其物理意义本身存在偏差，在传输相同有功功率时，按照回流功率最小的策略，也并非实现了电流的有效值最小，也不能保证导通损耗最小。开关分析法则考虑的损耗类型较为单一，难以准确得到效率较高的控制策略。
发明内容
鉴于上述的分析，本发明旨在提供一种双有源桥电路损耗控制方法，以解决现有技术难以保证双有源桥电路导通损耗最小以及控制策略效率不高的问题。
本发明的目的主要是通过以下技术方案实现的：
本发明提供了一种双有源桥电路损耗控制方法，包括以下步骤：
双有源桥电路的控制器根据采用的控制策略输出相应的电感电流波形；
根据所述电感电流波形得到双有源桥电路的两侧直流电压、移相角；
根据所述两侧直流电压、移相角以及双有源桥电路的变压器变比设定控制策略的控制参数后，计算得到转折点的电流值；
根据所述转折点的电流值计算得到含有所述控制参数的电流有效值函数，调整所述控制参数使得所述电流有效值函数值最小，以便实现双有源桥电路损耗最小。
进一步地，所述控制策略为双移相DPS控制策略或扩展移相EPS控制策略；所述双移相DPS控制策略的控制参数包括电压匹配度和移相角；所述扩展移相EPS控制策略的控制参数包括电压匹配度和移相比；
所述电压匹配度k的计算公式如下：
k＝NU2/U1；
其中，N为双有源桥电路的变压器变比，U1和U2为双有源桥电路的两侧直流电压，U1为双有源桥电路的一次侧输入电压，U2为双有源桥电路的二次侧输出电压；
所述移相比m的计算公式如下：
m＝D1/D2；
其中，D1和D2为EPS控制策略下的内、外移相角，所述内、外移相角由扩展移相EPS控制策略下的电感电流波形得到。
进一步地，DPS控制策略下所述电流有效值函数I'rms为：
Figure BDA0002254331740000031
其中，Ib'和Ic'为DPS控制策略下所述电感电流波形的转折点电流值，b和c表示电感电流波形的转折点，b为波形的移相角决定的转折点，c为波形的半个周期的转折点，D为移相角。
进一步地，所述移相角和转折点电流值计算公式如下：
Figure BDA0002254331740000032
Figure BDA0002254331740000033
其中，kL为负载率，k为电压匹配度，I1base为双有源桥电路的额定电流。
进一步地，所述负载率的计算公式为：kL＝P'/Pbase；其中，P'为DPS控制策略下的传输功率，Pbase为双有源桥电路的额定功率；
所述传输功率的计算公式为：
所述额定功率的计算公式为：
Figure BDA0002254331740000036
所述额定电流的计算公式为：I1base＝TsU1base/2L；
其中，N为变压器变比，Ts为电感电流波形的方波宽度，U1和U2为双有源桥电路的两侧直流电压，D为DPS控制策略下的移相角，L为变压器一次侧所加的电感值，U1base为双有源桥电路的额定电压。
进一步地，EPS控制策略下所述电流有效值函数Irms为：
Figure BDA0002254331740000037
其中，Ia、Ib、Ic和Id为EPS控制策略下所述电感电流波形的转折点电流值，a、b、c和d表示电感电流波形的转折点，a为波形周期的起始点，b为波形内移相角D1决定的转折点，c为波形外移相角D2决定的转折点，d为波形的半个周期的转折点，D1和D2为EPS控制策略下的内、外移相角。
进一步地，所述EPS控制策略下所述电感电流波形的转折点电流值的计算公式如下：
Figure BDA0002254331740000041
Figure BDA0002254331740000042
Figure BDA0002254331740000044
其中，N为变压器变比，Ts为电感电流波形的方波宽度，U1和U2为双有源桥电路的两侧直流电压，D1和D2为EPS控制策略下的内、外移相角，L为变压器一次侧所加的电感值。
进一步地，所述EPS控制策略下的内、外移相角的计算公式如下：
D1＝mD2
其中，kL为负载率，k为电压匹配度，m为移相比。
进一步地，所述负载率的计算公式为：kL＝P/Pbase；其中，P为EPS控制策略下的传输功率，Pbase为双有源桥电路的额定功率；
所述传输功率的计算公式为：
Figure BDA0002254331740000046
所述额定功率的计算公式为：
Figure BDA0002254331740000051
所述额定电流的计算公式为：I1base＝TsU1base/2L；
其中，N为变压器变比，Ts为电感电流波形的方波宽度，U1和U2为双有源桥电路的两侧直流电压，D1和D2为EPS控制策略下的内、外移相角，L为变压器一次侧所加的电感值，U1base为双有源桥电路的额定电压。
进一步地，通过改变控制参数使得电流有效值的多元函数达到最小值，从而找到最优的控制参数实现双有源桥电路损耗最小。
本技术方案有益效果如下：本发明公开了一种双有源桥电路损耗控制方法，包括：双有源桥电路的控制器根据采用的控制策略输出相应的电感电流波形；根据所述电感电流波形得到双有源桥电路的两侧直流电压、移相角；根据所述两侧直流电压、移相角以及双有源桥电路的变压器变比设定控制策略的控制参数后，计算得到转折点的电流值；根据所述转折点的电流值计算得到含有所述控制参数的电流有效值函数，调整所述控制参数使得所述电流有效值函数值最小，以便实现双有源桥电路损耗最小。本发明实施例保证了双有源桥电路导通损耗最小并提高了控制策略的效率。
本发明的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分的从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在所写的说明书、权利要求书、以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。
附图说明
附图仅用于示出具体实施例的目的，而并不认为是对本发明的限制，在整个附图中，相同的参考符号表示相同的部件。
图1为本发明实施例的双有源桥DAB电路图；
图2为本发明实施例的DAB电路的各种控制策略示意图；
图3为本发明实施例的双移相DPS控制策略下电感电流波形图；
图4为本发明实施例的扩展移相EPS控制策略下电感电流波形图；
图5为本发明实施例的一种双有源桥电路损耗控制方法流程图。
具体实施方式
下面结合附图来具体描述本发明的优选实施例，其中，附图构成本申请一部分，并与本发明的实施例一起用于阐释本发明的原理，并非用于限定本发明的范围。
本发明的技术基础：DAB电路如图1所示，U1与U2分别为一次侧与二次侧的直流电压，N为变压器变比。DAB电路的工作原理可以理解为通过两个全桥电路输出的一二次侧电压调节电感上的电流，进而控制输出功率的方向及大小。在对DAB电路不同控制策略下的功率特性进行分析计算时，先分析一个周期内电感电流的变化情况。DAB电路的控制策略包括单移相控制(Single-phase-shift,SPS)，扩展移相控制(Extended-phase-shift,EPS)以及双移相控制(Dual-phase-shift,DPS)等，如图2所示。其中单移相控制策略只有一个移相角，控制方法相对简单；EPS和DPS则有两个移相角。DPS控制策略下，一个周期内DAB电路一次侧电压ur1和ur2以及电感电流iL如图3所示，D为移相角；EPS控制策略下，一个周期内的波形如图4所示，其中，D1与D2分别为波形内、外移相角。
本发明的技术构思：DAB电路的损耗主要包括开关损耗Psw、导通损耗Pcon、绕组损耗Pcopp和变压器磁芯损耗Pcore四部分构成。DAB电路采用的开关器件多为MOSFET，其开关过程极短(平均50ns)，经计算比较可知其开关损耗Psw较小，此处忽略；而一次侧和二次侧分别采用的MOSFET，它们的导通电阻从几mΩ到几百mΩ不等，其导通损耗Pcon较大，且基本与电流有效值的平方成正比。当开关频率大于20kHz时，会有一定的趋肤效应，在此频率下可测得绕组阻值，其绕组损耗Pcopp与电流有效值的平方成正比。磁性元件功率损耗包括绕组铜损Pcu与磁芯铁损Pcore两部分，Pcu与电流的平方成正比，磁芯损耗Pcopp可以根据改进的Steinmetz方法计算：
Pcore＝FKfαBβVe
式中，F为磁通波形系数，K、α、β为与材料有关的常数，f为开关频率，B为最大磁感应强度，Ve为磁心体积。由于B与电流成正比，β为2～3之间的常数，故Pcore近似与电流的平方成正比。综合上述分析，DAB的总功率损耗与电流有效值的平方近似成正比，因此可以通过电路控制参数对电流有效值的影响，掌握功率损耗的变化规律，进而得到提高DAB转换效率的控制方法。
本发明的一个具体实施例，如图5所示，公开了一种双有源桥电路损耗控制方法，包括以下步骤：
S1，双有源桥电路的控制器根据采用的控制策略输出相应的电感电流波形；
S2，根据所述电感电流波形得到双有源桥电路的两侧直流电压、移相角；
S3，根据所述两侧直流电压、移相角以及双有源桥电路的变压器变比设定控制策略的控制参数后，计算得到转折点的电流值；
S4，根据所述转折点的电流值计算得到含有所述控制参数的电流有效值函数，调整所述控制参数使得所述电流有效值函数值最小，以便实现双有源桥电路损耗最小。
与现有技术相比，本发明实施例简化了DAB电路的损耗计算方法，在相同传输功率下推导其损耗值，此时的电路效率即与损耗呈线性关系，从而可以将效率优化问题转变为一个约束优化问题，通过找到多元函数的最低点找到最优的控制参数，最终通过改变控制参数减小电流有效值提高电路效率。
本发明的一个具体实施例，所述控制策略为双移相DPS控制策略或扩展移相EPS控制策略；所述双移相DPS控制策略的控制参数包括电压匹配度和移相角；所述扩展移相EPS控制策略的控制参数包括电压匹配度和移相比；
所述电压匹配度k的计算公式如下：
k＝NU2/U1；
其中，N为双有源桥电路的变压器变比，U1和U2为双有源桥电路的两侧直流电压，U1为双有源桥电路的一次侧输入电压，U2为双有源桥电路的二次侧输出电压；
所述移相比m的计算公式如下：
m＝D1/D2；
其中，D1和D2为EPS控制策略下的内、外移相角，所述内、外移相角由扩展移相EPS控制策略下的电感电流波形得到。
需要说明的是，DPS策略只有一个控制参数。由于电流波形受两侧电压转换比与变压器变比之间匹配程度的影响，定义电压匹配度k如下：
k＝NU2/U1；
EPS策略共有两个控制参数。由于电流波形受两侧电压转换比与变压器变比之间匹配程度的影响，定义电压匹配度k如下：
k＝NU2/U1；
为简化控制，便于观察，根据DAB电路移相角的物理意义定义移相比m(0≤m≤1)如下：
m＝D1/D2。
本发明的一个具体实施例，DPS控制策略下所述电流有效值函数I'rms为：
Figure BDA0002254331740000091
其中，Ib'和Ic'为DPS控制策略下所述电感电流波形的转折点电流值，b和c表示电感电流波形的转折点，如图3所示，b为波形的移相角决定的转折点，c为波形的半个周期的转折点，D为移相角。
需要说明的是，传输功率从相位超前侧向相位滞后侧传递。一次侧相位超前(正向传输)时的主要波形如图3所示，一个开关周期的电感电流iL波形由4段直线构成，稳态时转折点的电流分别为
Figure BDA0002254331740000092
Figure BDA0002254331740000093
式中，U1与U2分别为一次侧与二次侧的直流电压，N为变压器变比。
对应的传输功率P'为
Figure BDA0002254331740000094
由此可见，传输功率与电压及变压器变比成正比、与开关频率及电感量成反比。当D＝0.5时，传输功率达到最大值。
本发明的一个具体实施例，所述移相角和转折点电流值计算公式如下：
Figure BDA0002254331740000101
Figure BDA0002254331740000102
其中，kL为负载率，k为电压匹配度，I1base为双有源桥电路的额定电流。
本发明的一个具体实施例，所述负载率的计算公式为：kL＝P'/Pbase；其中，P'为DPS控制策略下的传输功率，Pbase为双有源桥电路的额定功率；
所述传输功率的计算公式为：
Figure BDA0002254331740000104
所述额定功率的计算公式为：
Figure BDA0002254331740000105
所述额定电流的计算公式为：I1base＝TsU1base/2L；
其中，N为变压器变比，Ts为电感电流波形的方波宽度，U1和U2为双有源桥电路的两侧直流电压，D为DPS控制策略的移相角，L为变压器一次侧所加的电感值，U1base为双有源桥电路的额定电压。
需要说明的是，当k＝1时，电压处于理想匹配状态，电流波形呈良好的平顶台形。将此状态下的最大传输功率和电流分别定义为DAB的额定功率和额定电流，即基值：
Figure BDA0002254331740000106
I1base＝TsU1base/2L
假定U1变化而U2保持不变，则负载率为kL＝P'/Pbase时，各状态变量分别为：
Figure BDA0002254331740000111
Figure BDA0002254331740000112
Figure BDA0002254331740000113
电流有效值函数为：
Figure BDA0002254331740000114
再将Ib'和Ic'的公式代入上式，可得电流有效值为：
Figure BDA0002254331740000115
式中，电流基值I1base为已知量，电流有效值只与电压匹配度k和负载率kL有关。
本发明的一个具体实施例，EPS控制策略下所述电流有效值函数Irms为：
Figure BDA0002254331740000116
其中，Ia、Ib、Ic和Id为EPS控制策略下所述电感电流波形的转折点电流值，a、b、c和d表示电感电流波形的转折点，如图4所示，a为波形周期的起始点，b为波形内移相角D1决定的的转折点，c为波形外移相角D2决定的转折点，d为波形的半个周期的转折点，D1和D2为EPS控制策略下的内、外移相角。
本发明的一个具体实施例，所述EPS控制策略下所述电感电流波形的转折点电流值的计算公式如下：
Figure BDA0002254331740000117
Figure BDA0002254331740000118
Figure BDA0002254331740000121
Figure BDA0002254331740000122
其中，N为变压器变比，Ts为电感电流波形的方波宽度，U1和U2为双有源桥电路的两侧直流电压，D1和D2为EPS控制策略下的内、外移相角，L为变压器一次侧所加的电感值。
本发明的一个具体实施例，所述EPS控制策略下的内、外移相角的计算公式如下：
D1＝mD2
Figure BDA0002254331740000123
其中，kL为负载率，k为电压匹配度，m为移相比。
本发明的一个具体实施例，所述负载率的计算公式为：kL＝P/Pbase；其中，P为EPS控制策略下的传输功率，Pbase为双有源桥电路的额定功率；
所述传输功率的计算公式为：
Figure BDA0002254331740000124
所述额定功率的计算公式为：
所述额定电流的计算公式为：I1base＝TsU1base/2L；
其中，N为变压器变比，Ts为电感电流波形的方波宽度，U1和U2为双有源桥电路的两侧直流电压，D1和D2为EPS控制策略的内外移相角，L为变压器一次侧所加的电感值，U1base为双有源桥电路的额定电压。
需要说明的是，一个周期内DAB电路一次侧电压ur1和ur2如图4所示，其中，D1与D2分别为内、外移相角，两个移相角均为控制器输出的PWM波形决定。通过分析计算可知0<D1+D2≤1时，功率传输特性为：
Figure BDA0002254331740000131
据此可以得到电感电流iL的波形。根据斜率对应的电压值即可计算出转折点的电流值为：
Figure BDA0002254331740000132
Figure BDA0002254331740000134
式中，Ts为方波宽度，L为变压器一次侧所加的电感值。EPS控制有内移相比D1的存在，导致其功率的双向传输不具有对称性，本发明实施例以正向传输为例进行分析，即功率从一次侧向二次侧传递。
可知，在m＝0时，D1＝0，系统没有内移相角，此时即为SPS控制。定义在m＝0,k＝1时的传输功率和电感电流最大值为基准值Pbase和I1base，即：
Figure BDA0002254331740000135
I1base＝TsU1base/2L
假定U2保持固定值，则有U1base＝NU2base/k，在负载率为kL＝P/Pbase时，可以通过以上计算出外移相角D2：
Figure BDA0002254331740000136
再将D2的值带入到可以计算出电感电流几个转折点的电流值Ia、Ib、Ic、Id。据此可以计算电流有效值：
Figure BDA0002254331740000137
本发明的一个具体实施例，通过改变控制参数使得电流有效值的多元函数达到最小值，从而找到最优的控制参数实现双有源桥电路损耗最小。也就是说，最终可以得到电流有效值仅与负载率kL、电压匹配度k以及移项比m有关。由于公式较复杂，可以通过数值计算的方式求出在同一负载率下，电流有效值与电压匹配度k以及移项比m的关系图，同时还可以与SPS策略或其他策略的计算结果进行比较，求得电流有效值的最低点。此时电路损耗最小，电路效率最高。
综上所述，本发明公开了一种双有源桥电路损耗控制方法，包括以下步骤：双有源桥电路的控制器根据采用的控制策略输出相应的电感电流波形；根据所述电感电流波形得到双有源桥电路的两侧直流电压、移相角；根据所述两侧直流电压、移相角以及双有源桥电路的变压器变比设定控制策略的控制参数后，计算得到转折点的电流值；根据所述转折点的电流值计算得到含有所述控制参数的电流有效值函数，调整所述控制参数使得所述电流有效值函数值最小，以便实现双有源桥电路损耗最小。本发明实施例通过双有源桥电路控制参数对电流有效值的影响，掌握功率损耗的变化规律，在同种工况下选取最优的控制策略，并匹配最佳的控制参数进而提高DAB转换效率的控制方法，解决了现有技术难以保证双有源桥电路导通损耗最小以及控制策略效率不高的问题。
本领域技术人员可以理解，实现上述实施例中方法的全部或部分流程，可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于计算机可读存储介质中。其中，所述计算机可读存储介质为磁盘、光盘、只读存储记忆体或随机存储记忆体等。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种双有源桥电路损耗控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
双有源桥电路的控制器根据采用的控制策略输出相应的电感电流波形；
根据所述电感电流波形得到双有源桥电路的两侧直流电压、移相角；
根据所述两侧直流电压、移相角以及双有源桥电路的变压器变比设定控制策略的控制参数后，计算得到转折点的电流值；
根据所述转折点的电流值计算得到含有所述控制参数的电流有效值函数，调整所述控制参数使得所述电流有效值函数值最小，以便实现双有源桥电路损耗最小。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述控制策略为双移相DPS控制策略或扩展移相EPS控制策略；
所述双移相DPS控制策略的控制参数包括电压匹配度和移相角；所述扩展移相EPS控制策略的控制参数包括电压匹配度和移相比；
所述电压匹配度k的计算公式如下：
k＝NU2/U1；
其中，N为双有源桥电路的变压器变比，U1和U2为双有源桥电路的两侧直流电压，U1为双有源桥电路的一次侧输入电压，U2为双有源桥电路的二次侧输出电压；
所述移相比m的计算公式如下：
m＝D1/D2；
其中，D1和D2为EPS控制策略下的内、外移相角，所述内、外移相角由扩展移相EPS控制策略下的电感电流波形得到。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，DPS控制策略下所述电流有效值函数I'rms为：
Figure FDA0002254331730000021
其中，Ib'和Ic'为DPS控制策略下所述电感电流波形的转折点电流值，b和c表示电感电流波形的转折点，b为波形的移相角决定的转折点，c为波形的半个周期的转折点，D为移相角。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述移相角和转折点电流值计算公式如下：
Figure FDA0002254331730000022
Figure FDA0002254331730000023
Figure FDA0002254331730000024
其中，kL为负载率，k为电压匹配度，I1base为双有源桥电路的额定电流。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述负载率的计算公式为：kL＝P'/Pbase；其中，P'为DPS控制策略下的传输功率，Pbase为双有源桥电路的额定功率；
所述传输功率的计算公式为：
Figure FDA0002254331730000025
所述额定功率的计算公式为：
Figure FDA0002254331730000026
所述额定电流的计算公式为：I1base＝TsU1base/2L；
其中，N为变压器变比，Ts为电感电流波形的方波宽度，U1和U2为双有源桥电路的两侧直流电压，D为DPS控制策略下的移相角，L为变压器一次侧所加的电感值，U1base为双有源桥电路的额定电压。
6.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，EPS控制策略下所述电流有效值函数Irms为：
其中，Ia、Ib、Ic和Id为EPS控制策略下所述电感电流波形的转折点电流值，a、b、c和d表示电感电流波形的转折点，a为波形周期的起始点，b为波形内移相角D1决定的转折点，c为波形外移相角D2决定的转折点，d为波形的半个周期的转折点，D1和D2为EPS控制策略下波形的内、外移相角。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述EPS控制策略下所述电感电流波形的转折点电流值的计算公式如下：
Figure FDA0002254331730000032
Figure FDA0002254331730000033
Figure FDA0002254331730000034
Figure FDA0002254331730000035
其中，N为变压器变比，Ts为电感电流波形的方波宽度，U1和U2为双有源桥电路的两侧直流电压，D1和D2为EPS控制策略下的内、外移相角，L为变压器一次侧所加的电感值。
8.根据权利要求6或7所述的方法，其特征在于，所述EPS控制策略下的内、外移相角的计算公式如下：
D1＝mD2
Figure FDA0002254331730000036
其中，kL为负载率，k为电压匹配度，m为移相比。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述负载率的计算公式为：kL＝P/Pbase；其中，P为EPS控制策略下的传输功率，Pbase为双有源桥电路的额定功率；
所述传输功率的计算公式为：
Figure FDA0002254331730000041
所述额定功率的计算公式为：
Figure FDA0002254331730000042
所述额定电流的计算公式为：I1base＝TsU1base/2L；
其中，N为变压器变比，Ts为电感电流波形的方波宽度，U1和U2为双有源桥电路的两侧直流电压，D1和D2为EPS控制策略下的内、外移相角，L为变压器一次侧所加的电感值，U1base为双有源桥电路的额定电压。
10.根据权利要求1、3或6所述的方法，其特征在于，通过改变控制参数使得电流有效值的多元函数达到最小值，从而找到最优的控制参数实现双有源桥电路损耗最小。
CN201911046804.4A 2019-10-30 2019-10-30 一种双有源桥电路损耗控制方法 Active CN110768536B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201911046804.4A CN110768536B (zh) 2019-10-30 2019-10-30 一种双有源桥电路损耗控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201911046804.4A CN110768536B (zh) 2019-10-30 2019-10-30 一种双有源桥电路损耗控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110768536A true CN110768536A (zh) 2020-02-07
CN110768536B CN110768536B (zh) 2020-08-14

Family

ID=69333228

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201911046804.4A Active CN110768536B (zh) 2019-10-30 2019-10-30 一种双有源桥电路损耗控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN110768536B (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113507214A (zh) * 2021-06-11 2021-10-15 湖南大学 三有源桥变换器功率解耦移相控制及电流有效值优化方法
CN113708628A (zh) * 2020-05-22 2021-11-26 北京机械设备研究所 扩展移相控制的双有源桥电路的传输功率确定方法及装置
CN114417767A (zh) * 2022-01-17 2022-04-29 西安交通大学 一种基于电感电流特征值的dab电感损耗计算方法

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1014550A2 (en) * 1998-12-18 2000-06-28 FORFAS, (trading as PEI Technologies) An AC/DC converter
CN104753356A (zh) * 2015-03-26 2015-07-01 西南交通大学 一种双向半桥三电平dc-dc变换器电流有效值最小化控制方法
CN104868741A (zh) * 2015-05-15 2015-08-26 西交利物浦大学 一种基于最小无功功率损耗的直流变换器效率优化方法
CN105099200A (zh) * 2015-07-11 2015-11-25 中国矿业大学(北京) 移相控制双有源桥直流变换器交流相量分析法及建模方法
CN105958830A (zh) * 2016-06-06 2016-09-21 西安交通大学 一种电流最优调制下三相双有源桥式直流变换器的控制方法
US9496797B2 (en) * 2014-06-13 2016-11-15 Delta Electronics, Inc. Bidirectional converters and flux-balancing control methods thereof
US20170310229A1 (en) * 2015-02-05 2017-10-26 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki Dc-to-dc converter, power converter, power generation system, and method for dc-to-dc conversion
CN107820669A (zh) * 2015-06-09 2018-03-20 建筑电子与通信公司 双桥dc/dc功率变换器
WO2019064259A1 (en) * 2017-09-29 2019-04-04 HELLA GmbH & Co. KGaA MULTIPOWER CONTROL OF A POWER CONVERTER
CN109980940A (zh) * 2019-03-19 2019-07-05 北京理工大学 双向dc-dc变换器的导通损耗优化方法及多模态平滑切换方法

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1014550A2 (en) * 1998-12-18 2000-06-28 FORFAS, (trading as PEI Technologies) An AC/DC converter
US9496797B2 (en) * 2014-06-13 2016-11-15 Delta Electronics, Inc. Bidirectional converters and flux-balancing control methods thereof
US20170310229A1 (en) * 2015-02-05 2017-10-26 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki Dc-to-dc converter, power converter, power generation system, and method for dc-to-dc conversion
CN104753356A (zh) * 2015-03-26 2015-07-01 西南交通大学 一种双向半桥三电平dc-dc变换器电流有效值最小化控制方法
CN104868741A (zh) * 2015-05-15 2015-08-26 西交利物浦大学 一种基于最小无功功率损耗的直流变换器效率优化方法
CN107820669A (zh) * 2015-06-09 2018-03-20 建筑电子与通信公司 双桥dc/dc功率变换器
CN105099200A (zh) * 2015-07-11 2015-11-25 中国矿业大学(北京) 移相控制双有源桥直流变换器交流相量分析法及建模方法
CN105958830A (zh) * 2016-06-06 2016-09-21 西安交通大学 一种电流最优调制下三相双有源桥式直流变换器的控制方法
WO2019064259A1 (en) * 2017-09-29 2019-04-04 HELLA GmbH & Co. KGaA MULTIPOWER CONTROL OF A POWER CONVERTER
CN109980940A (zh) * 2019-03-19 2019-07-05 北京理工大学 双向dc-dc变换器的导通损耗优化方法及多模态平滑切换方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
李婧等: ""一种基于损耗模型的双有源桥DC-DC变换器效率优化方法"", 《电工技术学报》 *

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113708628A (zh) * 2020-05-22 2021-11-26 北京机械设备研究所 扩展移相控制的双有源桥电路的传输功率确定方法及装置
CN113708628B (zh) * 2020-05-22 2023-04-04 北京机械设备研究所 扩展移相控制的双有源桥电路的传输功率确定方法及装置
CN113507214A (zh) * 2021-06-11 2021-10-15 湖南大学 三有源桥变换器功率解耦移相控制及电流有效值优化方法
CN114417767A (zh) * 2022-01-17 2022-04-29 西安交通大学 一种基于电感电流特征值的dab电感损耗计算方法
CN114417767B (zh) * 2022-01-17 2024-02-13 西安交通大学 一种基于电感电流特征值的dab电感损耗计算方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN110768536B (zh) 2020-08-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111490683B (zh) 双变压器串联谐振双有源桥dc-dc变换器拓扑的轨迹控制方法
CN110768536B (zh) 一种双有源桥电路损耗控制方法
JP2021035328A (ja) 広出力電圧範囲用の絶縁型ｄｃ／ｄｃコンバータ及びその制御方法
JP6559362B2 (ja) 電力変換装置
WO2016031061A1 (ja) 力率改善コンバータ、及び、力率改善コンバータを備えた電源装置
CN110649821B (zh) 双向scc型llc谐振变换器及其中的电路、控制方法
CN112713780B (zh) 一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法
TW201421846A (zh) 電源轉換器及輸入電容的電壓平衡方法
CN113938016A (zh) 隔离式谐振转换器及其控制方法
CN115622413B (zh) 一种clclc型谐振变换器及调制方法
TW202201887A (zh) 諧振功率轉換器
CN111682787A (zh) 基于隔离变换器模块的单级式三相交直流变换器及方法
WO2022000217A1 (zh) 一种谐振变换器及电压转换方法
Shiva et al. Tap changing transformer based dual active bridge bi-directional DC-DC converter
Song et al. Dead-time effect analysis of dual active bridge DC-DC converter with dual-phase-shift control
WO2018157797A1 (zh) 一种全桥谐振变换器
CN110492763B (zh) 提高三态Boost变换器功率因数的可变占空比控制方法
CN115833602B (zh) 一种双变压器式谐振变换器及其调制方法
Kumar et al. High-performance single-stage isolated 48v-to-1.8 v point-of-load converter utilizing impedance control network and distributed transformer
JP2018014852A (ja) 絶縁型ｄｃ／ｄｃコンバータ
TW202021253A (zh) 雙向直流對直流轉換器
Zhou et al. Wide ZVS operation of a semi‐dual‐bridge resonant converter under variable‐frequency phase‐shift control
CN112187057B (zh) 用于二极管箝位混合三电平dab变流器的控制方法及装置
JP2009261126A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
Ranjan et al. Analysis of Dual Active Bridge Converter in Dual-Phase-Shift mode using Pulse-Width Modulation Technique

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant