CN115811230A - 一种用于飞跨电容三电平变换器的mpc控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于飞跨电容三电平变换器的MPC控制方法，方法步骤为：建立飞跨电容双向DC/DC变换器平均状态等效方程，并将等效方程进行离散，得到各开关管的主副占空比公式；对电感电流建立并最小化单目标约束控制函数；得到开关管的主占空比；计算飞跨电容占空比；计算开关管的主副占空比；并与三角波对比，得到变换器的实际驱动信号，并根据驱动信号控制DC/DC变换器。本发明通过对电感电流进行约束寻优，实现对变换器电流及飞跨电容电压的控制，降低了运算负荷，适用于实际工业中应用。

Description

一种用于飞跨电容三电平变换器的MPC控制方法

技术领域

本发明属于新能源分布式发电、储能系统技术领域，尤其涉及一种用于飞跨电容三电平变换器的MPC控制方法。

背景技术

飞跨电容三电平变换器应用于储能系统中具有多个控制目标，首先要具备输出电压控制能力，即根据母线变化调整工作模式，实现充电或者放电指令的下发，使直流母线电压最终稳定在参考值。其次要具备电感电流控制能力，第三，控制飞跨电容电压为接入侧电压值的一半。

传统控制方式通常采用PI调节器构建多闭环控制策略，但是这种方式存在的弊端在于系统动态响应速度慢，当负荷突变时PI调节器无法快速跟踪变化，导致系统功率响应不及时。目前已有的先进控制算法主要包括滑模控制策略、模糊控制策略及模型预测控制策略(MPC)等。模型预测控制需要根据变换器模型建立约束函数，通过动态寻优确定最佳开关驱动状态，但是其弊端在于当控制变量多时，寻优需要耗费大量的时间，对控制器性能要求很高。飞跨电容三电平拓扑在控制上至少需要建立电感电流及飞跨电容电压的约束函数，实时计算负荷很大，这是当前传统MPC算法应用云飞跨电容控制存在的主要问题。

发明内容

有鉴于此，本发明为一种针对飞跨电容三电平直流变换器的改进型MPC控制算法。通过算法优化实现了仅通过对电感电流进行约束寻优，即可实现对变换器电流及飞跨电容电压的控制。本发明继承了传统MPC算法高响应的特点，同时降低了运算负荷，适用于实际工业中应用。

本发明公开的一种用于飞跨电容三电平变换器的MPC控制方法，应用于飞跨电容双向DC/DC变换器，包括以下步骤：

采集输出侧电压、电感电流i_L和飞跨电容电压u_f1、u_f2，将电感电流和飞跨电容电压作为状态变量，建立飞跨电容双向DC/DC变换器平均状态等效方程，并将等效方程进行离散，得到开关管S₁₁、S₁₂、S₂₃、S₂₄的主副占空比公式；

对电感电流建立单目标约束控制函数；

最小化单目标约束控制函数，得到开关管S_12/23、S_11/24的主占空比d₁ ^k和d₂ ^k；

计算飞跨电容C_f1占空比Δd_f1 ^k和飞跨电容C_f2占空比Δd_f2 ^k；

将开关管S_12/23、S_11/24的主占空比d₁ ^k和d₂ ^k、占空比Δd_f1 ^k和占空比Δd_f2 ^k代入开关管S₁₁、S₁₂、S₂₃、S₂₄的主副占空比公式，得出开关管S₁₁、S₁₂、S₂₃、S₂₄的主副占空比；

根据所述开关管开关管S₁₁、S₁₂、S₂₃、S₂₄的主副占空比与三角波对比，得到变换器的实际驱动信号，并根据驱动信号控制DC/DC变换器。

进一步的，开关管S11、S12、S13和S14依次串联，电容C1与开关管S11、S12、S13和S14的串联电路并联，飞跨电容C_f1与开关管S12、S13的串联电路并联；开关管S21、S22、S23和S24依次串联，电容C2与开关管S21、S22、S23和S24的串联电路并联，飞跨电容C_f2与开关管S22、S23的串联电路并联；电感L分别与开关管S12、S13相连，电感L的另一端与电阻R_L相连，电阻R_L的另一端分别与开关管S22、S23相连。

进一步的，所述飞跨电容双向DC/DC变换器平均状态等效方程如下式所示：

式中：d₁₁，d₁₂，d₂₃，d₂₄分别为开关S₁₁，S₁₂，S₂₃，和S₂₄的占空比，各开关采用独立的占空比调节方式用于实现飞跨电容电压的控制，u₁和u₂分别为输入侧电压和输出侧电压。

进一步的，离散后的等效方程如下：

式中：T_s为开关周期，

分别为开关S11、S12、S23、S24在当前时刻的占空比采样值，

为当前时刻的电感电流采样值，

和

为当前时刻的飞跨电容C_f1和C_f2电压采样值，

和

为下一时刻的飞跨电容C_f1和C_f2电压预测值，

为下一时刻的电感电流预测值，L是电感值；

开关管S₁₁～S₂₄的占空比d₁₁ ^k～d₂₄ ^k用主副占空比表示为：

d₁ ^k和d₂ ^k为当前时刻开关管S₁₁与S₂₄、S₁₂与S₂₃用于电感电流调节的为主占空比；Δd_f1 ^k和Δd_f2 ^k为当前时刻用于飞跨电容C_f1、C_f2电压调节的副占空比；开关管S_12/23、S_11/24的占空比近似等于d₁ ^k、d₂ ^k，表示为：

进一步的，电感电流的单目标约束控制函数如下式所示：

式中，J^k中包含下一时刻电感电流的预测值i_L ^k+1，而i_L ^k+1是d₁ ^k和d₂ ^k的函数，通过最小化J^k得到主占空比d₁ ^k和d₂ ^k如下：

是电流给定参考值，

和

分别是当前时刻输入侧电压和输出侧电压采样值。

进一步的，当系统达到稳态时：

此时d₁ ^k≈d₂ ^k。

进一步的，飞跨电容C_f1占空比Δd_f1 ^k的表达式为：

飞跨电容C_f2占空比Δd_f2 ^k的表达式为：

和

分别是飞跨电容C_f1和C_f2的电压给定参考值。

本发明的有益效果如下：

本发明实现了仅通过对电感电流进行约束寻优，即可实现对变换器电流及飞跨电容电压的控制。

本发明算法继承了传统MPC算法高响应的特点，同时降低了运算负荷，适用于实际工业中应用。

附图说明

图1本发明的飞跨电容双向DC/DC变换器电路原理图；

图2本发明的控制方法原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步的说明，但不以任何方式对本发明加以限制，基于本发明教导所作的任何变换或替换，均属于本发明的保护范围。

如图1所示，开关管S11、S12、S13和S14依次串联，电容C1与开关管S11、S12、S13和S14的串联电路并联，飞跨电容C_f1与开关管S12、S13的串联电路并联；开关管S21、S22、S23和S24依次串联，电容C2与开关管S21、S22、S23和S24的串联电路并联，飞跨电容C_f2与开关管S22、S23的串联电路并联；电感L分别与开关管S12、S13相连，电感L的另一端与电阻R_L相连，电阻R_L的另一端分别与开关管S22、S23相连。

以电感电流i_L和飞跨电容电压u_f1和u_f2为状态变量，可得到飞跨电容双向DC/DC变换器平均状态等效方程如式(1)所示：

式中：d₁₁，d₁₂，d₂₃，d₂₄分别为开关S₁₁，S₁₂，S₂₃，和S₂₄的占空比。各开关采用独立的占空比调节方式主要用于实现飞跨电容电压的控制。

将式(1)进行离散可得:

式中：T_s为开关周期，带有上标k的变量表示当前时刻的采样值，上标k+1的变量表示下一时刻的预测值。

本发明针对飞跨电容双向DC/DC变换器提出了一种单目标定频MPC控制方法。该控制器只需对电感电流的单目标约束控制函数进行优化，实现每个周期内电感电流误差最小化。新的单目标约束控制函数如式(3)所示：

飞跨电容双向DC/DC变换器的开关管S₁₁与S₂₄、S₁₂与S₂₃用于电感电流调节的为主占空比，设为d₁ ^k和d₂ ^k。用于飞跨电容C_f1、C_f2电压调节的为副占空比，设为Δd_f1 ^k和Δd_f2 ^k。式(2)的离散数学模型中，开关管S₁₁～S₂₄的占空比d₁₁ ^k～d₂₄ ^k可以用主副占空比表示为：

式(4)中用于调节飞跨电容电压的副占空比Δd_f1 ^k和Δd_f2 ^k通常是个很小的量，对主占空比d₁ ^k和d₂ ^k进行微调后得到开关管S₁₁～S₂₄的占空比d₁₁ ^k～d₂₄ ^k，因此，开关管S_12/23、S_11/24的占空比可近似等于d₁ ^k、d₂ ^k，可表示为：

式(3)中，J^k中包含下一时刻电感电流的预测值i_L ^k+1，而i_L ^k+1是d₁ ^k和d₂ ^k的函数，通过最小化J^k可得到主占空比d₁ ^k和d₂ ^k。

d₁ ^k和d₂ ^k可以表示为：

由式(6)和式(7)计算出的主占空比d₁ ^k和d₂ ^k表达式可知当系统达到稳态时：

此时d₁ ^k≈d₂ ^k。主占空比d₁ ^k和d₂ ^k的表达式中仅包含电感电流的误差最小化，并不能实现飞跨电容C_f1和飞跨电容C_f2的电压调节。为了控制飞跨电容电压，需对计算的d₁ ^k和d₂ ^k进一步调节。

Δd_f1 ^k的表达式为：

同理，可以计算出飞跨电容C_f2占空比Δd_f2 ^k的表达式为：

和

分别是飞跨电容C_f1和C_f2的电压给定参考值。

本发明的工作原理即控制策略的实际执行过程，该算法通过采样输出侧电压、飞跨电容电压及电感电流，根据图2所示的算法框图，顺序执行各部分，然后计算得到占空比d，将其与三角波对比得到变换器的实际驱动信号。

本发明的有益效果如下：

本发明实现了仅通过对电感电流进行约束寻优，即可实现对变换器电流及飞跨电容电压的控制。

本发明算法继承了传统MPC算法高响应的特点，同时降低了运算负荷，适用于实际工业中应用。

本文所使用的词语“优选的”意指用作实例、示例或例证。本文描述为“优选的”任意方面或设计不必被解释为比其他方面或设计更有利。相反，词语“优选的”的使用旨在以具体方式提出概念。如本申请中所使用的术语“或”旨在意指包含的“或”而非排除的“或”。即，除非另外指定或从上下文中清楚，“X使用A或B”意指自然包括排列的任意一个。即，如果X使用A；X使用B；或X使用A和B二者，则“X使用A或B”在前述任一示例中得到满足。

而且，尽管已经相对于一个或实现方式示出并描述了本公开，但是本领域技术人员基于对本说明书和附图的阅读和理解将会想到等价变型和修改。本公开包括所有这样的修改和变型，并且仅由所附权利要求的范围限制。特别地关于由上述组件(例如元件等)执行的各种功能，用于描述这样的组件的术语旨在对应于执行所述组件的指定功能(例如其在功能上是等价的)的任意组件(除非另外指示)，即使在结构上与执行本文所示的本公开的示范性实现方式中的功能的公开结构不等同。此外，尽管本公开的特定特征已经相对于若干实现方式中的仅一个被公开，但是这种特征可以与如可以对给定或特定应用而言是期望和有利的其他实现方式的一个或其他特征组合。而且，就术语“包括”、“具有”、“含有”或其变形被用在具体实施方式或权利要求中而言，这样的术语旨在以与术语“包含”相似的方式包括。

本发明实施例中的各功能单元可以集成在一个处理模块中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以多个或多个以上单元集成在一个模块中。上述集成的模块既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。所述集成的模块如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。上述的各装置或系统，可以执行相应方法实施例中的存储方法。

综上所述，上述实施例为本发明的一种实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何背离本发明的精神实质与原理下所做的改变、修饰、代替、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种用于飞跨电容三电平变换器的MPC控制方法，应用于飞跨电容双向DC/DC变换器，其特征在于，包括以下步骤：

采集输出侧电压、电感电流i_L和飞跨电容电压u_f1、u_f2，将电感电流和飞跨电容电压作为状态变量，建立飞跨电容双向DC/DC变换器平均状态等效方程，并将等效方程进行离散，得到开关管S₁₁、S₁₂、S₂₃、S₂₄的主副占空比公式；

对电感电流建立单目标约束控制函数；

最小化单目标约束控制函数，得到开关管S_12/23、S_11/24的主占空比d₁ ^k和d₂ ^k；

计算飞跨电容C_f1占空比Δd_f1 ^k和飞跨电容C_f2占空比Δd_f2 ^k；

将开关管S_12/23、S_11/24的主占空比d₁ ^k和d₂ ^k、占空比Δd_f1 ^k和占空比Δd_f2 ^k代入开关管S₁₁、S₁₂、S₂₃、S₂₄的主副占空比公式，得出开关管S₁₁、S₁₂、S₂₃、S₂₄的主副占空比；

根据所述开关管开关管S₁₁、S₁₂、S₂₃、S₂₄的主副占空比与三角波对比，得到变换器的实际驱动信号，并根据驱动信号控制DC/DC变换器。

2.根据权利要求1所述的用于飞跨电容三电平变换器的MPC控制方法，其特征在于，开关管S11、S12、S13和S14依次串联，电容C1与开关管S11、S12、S13和S14的串联电路并联，飞跨电容C_f1与开关管S12、S13的串联电路并联；开关管S21、S22、S23和S24依次串联，电容C2与开关管S21、S22、S23和S24的串联电路并联，飞跨电容C_f2与开关管S22、S23的串联电路并联；电感L分别与开关管S12、S13相连，电感L的另一端与电阻R_L相连，电阻R_L的另一端分别与开关管S22、S23相连。

3.根据权利要求2所述的用于飞跨电容三电平变换器的MPC控制方法，其特征在于，所述飞跨电容双向DC/DC变换器平均状态等效方程如下式所示：

式中：d₁₁，d₁₂，d₂₃，d₂₄分别为开关S₁₁，S₁₂，S₂₃，和S₂₄的占空比，各开关采用独立的占空比调节方式用于实现飞跨电容电压的控制，u₁和u₂分别为输入侧电压和输出侧电压。

4.根据权利要求3所述的用于飞跨电容三电平变换器的MPC控制方法，其特征在于，离散后的等效方程如下：

式中：T_s为开关周期，

分别为开关S11、S12、S23、S24在当前时刻的占空比采样值，

为当前时刻的电感电流采样值，

和

为当前时刻的飞跨电容C_f1和C_f2电压采样值，

和

为下一时刻的飞跨电容C_f1和C_f2电压预测值，

为下一时刻的电感电流预测值，L是电感值；

开关管S₁₁～S₂₄的占空比d₁₁ ^k～d₂₄ ^k用主副占空比表示为：

d₁ ^k和d₂ ^k为当前时刻开关管S₁₁与S₂₄、S₁₂与S₂₃用于电感电流调节的为主占空比；Δd_f1 ^k和Δd_f2 ^k为当前时刻用于飞跨电容C_f1、C_f2电压调节的副占空比；开关管S_12/23、S_11/24的占空比近似等于d₁ ^k、d₂ ^k，表示为：

5.根据权利要求4所述的用于飞跨电容三电平变换器的MPC控制方法，其特征在于，电感电流的单目标约束控制函数如下式所示：

式中，J^k中包含下一时刻电感电流的预测值i_L ^k+1，而i_L ^k+1是d₁ ^k和d₂ ^k的函数，通过最小化J^k得到主占空比d₁ ^k和d₂ ^k如下：

是电流给定参考值，

和

分别是当前时刻输入侧电压和输出侧电压采样值。

6.根据权利要求5所述的用于飞跨电容三电平变换器的MPC控制方法，其特征在于，当系统达到稳态时：

此时d₁ ^k≈d₂ ^k。

7.根据权利要求6所述的用于飞跨电容三电平变换器的MPC控制方法，其特征在于，飞跨电容C_f1占空比Δd_f1 ^k的表达式为：

飞跨电容C_f2占空比Δd_f2 ^k的表达式为：

和

分别是飞跨电容C_f1和C_f2的电压给定参考值。

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