CN113364300A - 一种双有源桥非对称-对称占空比混合优化调制控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种双有源桥非对称‑对称占空比混合优化调制控制方法，双有源桥变换器的原边采用非50％占空比运行，副边采用50％占空比运行，控制方法包括：S1、根据3种调制模式和双有源桥变换器的基准功率和基准电流，通过时域分析，计算得到3种调制模式的电感电流峰峰值和传输功率；S2、基于KKT条件，以调制模式的电感电流峰峰值为优化目标，传输功率为约束条件，计算得到3种调制模式的最优解；S3、通过比较3种调制模式的最优解的电感电流峰峰值，取各功率段电感电流峰峰值最小的调制模式，计算得到全局最优解，根据全局最优解控制双有源桥变换器的开关管。与现有技术相比，本发明具有减小导通损耗、提升软开关性能、提升DAB变换器的效率等优点。

Description

一种双有源桥非对称-对称占空比混合优化调制控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子变换器技术领域，尤其是涉及一种双有源桥DC-DC变换器的效率优化调制控制方法。

背景技术

对于双有源桥变换器(Dual Active Bridge，DAB)，在电压增益偏离1的情况下，使用传统的单移相调制(Single Phase Shift，SPS)在轻载时会产生较大的回流功率，导致电流应力急剧增大，效率降低。近年来，为解决这一问题，许多学者分别提出了双重移相(DualPhase Shift，DPS)、拓展移相(Extended Phase Shift，EPS)、三重移相(Triple PhaseShift，TPS)等调制策略对双有源桥变换器进行效率优化，在不增加电路拓扑复杂程度的情况下使得变换器在轻载时也能保持高效率运行，但这类调制策略大多是以电感电流应力或电感电流有效值为优化目标，这使得DAB变换器轻载时的软开关性能仍然较差。这些调制策略的共性是所有开关管都是以50％占空比导通的，称为对称占比空调制策略。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的DAB变换器轻载时的软开关性能较差的缺陷而提供一种双有源桥非对称-对称占空比混合优化调制控制方法。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种双有源桥非对称-对称占空比混合优化调制控制方法，基于双有源桥变换器，所述双有源桥变换器包括8个开关管组成的两个H桥、两个稳压滤波电容、高频变压器和辅助电感，每个H桥包括4个开关管，带有辅助电感的H桥为双有源桥变换器的原边，另一个H桥为双有源桥变换器的副边，双有源桥变换器的原边采用非50％占空比运行，双有源桥变换器的副边采用50％占空比运行，控制方法具体包括以下步骤：

S1、根据预设的3种调制模式以及双有源桥变换器的基准功率和基准电流，通过时域分析，计算得到3种调制模式的电感电流峰峰值以及传输功率；

S2、基于KKT条件，以调制模式的电感电流峰峰值为优化目标，传输功率为约束条件，计算得到3种调制模式的最优解；

S3、通过比较3种调制模式的最优解的电感电流峰峰值，取各功率段电感电流峰峰值最小的调制模式，计算得到整个功率段的全局最优解，根据所述全局最优解控制双有源桥变换器的开关管。

所述双有源桥变换器的基准功率的计算公式如下所示：

其中，P为双有源桥变换器的基准功率，V₁为原边的输入电压，L为辅助电感的电感值，f_s为双有源桥变换器的开关频率。

所述双有源桥变换器的基准电流的计算公式如下所示：

其中，I为双有源桥变换器的基准电流。

所述3种调制模式根据双有源桥变换器的原边和副边的移相比的约束条件进行设置，包括第一调制模式、第二调制模式和第三调制模式。

进一步地，所述第一调制模式的约束条件如下所示：

第二调制模式的约束条件如下所示：

第三调制模式的约束条件如下所示：

其中，D₁为双有源桥变换器一个周期内原边高电平的时间占一个周期的比值，D₂为一个周期内副边高电平的时间占一个周期的比值，D₃为原边高电平和副边高电平对应的三电平波的错相时间占一个周期的比值。

进一步地，所述第一调制模式的电感电流峰峰值以及传输功率的计算公式如下所示：

P₁＝-2M(4D₁ ²+4D₂ ²+8D₃ ²+8D₂D₃-4D₁-6D₂-8D₃+3)

其中，I_pp1为第一调制模式的电感电流峰峰值，P₁为第一调制模式的传输功率，n为高频变压器的变压比，V₂为副边的输出电压，M为电压转换比；

所述第二调制模式的电感电流峰峰值以及传输功率的计算公式如下所示：

I_pp2＝4[2D₁+(-2D₁+2D₂+4D₃-1)M]

P₂＝-2M(2D₁ ²+2D₂ ²+6D₃ ²-4D₁D₂-4D₁D₃+4D₂D₃-2D₂-4D₃+1)

其中，I_pp2为第二调制模式的电感电流峰峰值，P₂为第二调制模式的传输功率；

所述第三调制模式的电感电流峰峰值以及传输功率的计算公式如下所示：

I_pp3＝4[2D₁+(-2D₁+2D₂+4D₃-1)M]

P₃＝-M(4D₂ ²+8D₃ ²-8D₁D₂-16D₁D₃+8D₂D₃+4D₁-4D₂-4D₃+1)

其中，I_pp3为第三调制模式的电感电流峰峰值，P₃为第三调制模式的传输功率。

所述电压转换比的计算公式如下所示：

其中，M为双有源桥变换器的电压转换比。

进一步地，所述第一调制模式的最优解具体如下所示：

所述第二调制模式的最优解具体如下所示：

所述第三调制模式的最优解具体如下所示：

其中，D_1,op为D₁在相应调制模式下的最优解，D_2,op为D₂在相应调制模式下的最优解，D_3,op为D₃在相应调制模式下的最优解，P_c为临界功率点。

所述临界功率点的计算公式具体如下所示：

其中，P_c为双有源桥变换器的临界功率点。

进一步地，所述全局最优解的计算公式如下所示：

其中，D_1,op1为D₁的全局最优解，D_2,op2为D₂的全局最优解，D_3,op3为D₃的全局最优解。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

本发明通过在双有源桥变换器的原边采用非50％占空比运行，双有源桥变换器的副边采用50％占空比运行，通过时域分析，在全功率范围内实现电感电流峰峰值最低，使得导通损耗大为减小；同时在以电感电流峰峰为优化目标的非对称-对称占空比混合调制策略下，轻载时的软开关性能也得到了极大的提升，开关损耗也相对较低，有效提升了双有源桥变换器的效率。

附图说明

图1为本发明双有源桥变换器的结构示意图；

图2为本发明第一调制模式的波形示意图；

图3为本发明第二调制模式的波形示意图；

图4为本发明第三调制模式的波形示意图；

图5为本发明实施例中全局最优解的控制框图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

实施例

如图1所示，一种双有源桥非对称-对称占空比混合优化调制控制方法，使得DAB变换器在全功率范围内的电感电流峰峰值最小，使得DAB变换器的导通损耗大大降低，从而提升DAB变换器的效率，基于双有源桥变换器，双有源桥变换器包括8个开关管(S₁-S₄和Q₁-Q₄)组成的两个H桥、两个稳压滤波电容C₁和C₂、高频变压器T和辅助电感L，每个H桥包括4个开关管，带有辅助电感的H桥(S₁-S₄)为双有源桥变换器的原边，另一个H桥(Q₁-Q₄)为双有源桥变换器的副边，双有源桥变换器的原边采用非50％占空比运行，双有源桥变换器的副边采用50％占空比运行，控制方法具体包括以下步骤：

S1、根据预设的3种调制模式以及双有源桥变换器的基准功率和基准电流，通过时域分析，计算得到3种调制模式的电感电流峰峰值以及传输功率；

S2、基于KKT条件，以调制模式的电感电流峰峰值为优化目标，传输功率为约束条件，计算得到3种调制模式的最优解；

S3、通过比较3种调制模式的最优解的电感电流峰峰值，取各功率段电感电流峰峰值最小的调制模式，计算得到整个功率段的全局最优解，根据全局最优解控制双有源桥变换器的开关管。

双有源桥变换器的基准功率的计算公式如下所示：

其中，P为双有源桥变换器的基准功率，V₁为原边的输入电压，L为辅助电感的电感值，f_s为双有源桥变换器的开关频率。

双有源桥变换器的基准电流的计算公式如下所示：

其中，I为双有源桥变换器的基准电流。

如图2-图4所示，3种调制模式根据双有源桥变换器的原边和副边的移相比的约束条件进行设置，包括第一调制模式、第二调制模式和第三调制模式，其中T_s为双有源桥变换器的一个周期的时长。

第一调制模式的约束条件如下所示：

第二调制模式的约束条件如下所示：

第三调制模式的约束条件如下所示：

其中，D₁为双有源桥变换器一个周期内原边高电平的时间占一个周期的比值，D₂为一个周期内副边高电平的时间占一个周期的比值，D₃为原边高电平和副边高电平对应的三电平波的错相时间占一个周期的比值。

第一调制模式的电感电流峰峰值以及传输功率的计算公式如下所示：

P₁＝-2M(4D₁ ²+4D₂ ²+8D₃ ²+8D₂D₃-4D₁-6D₂-8D₃+3)

其中，I_pp1为第一调制模式的电感电流峰峰值，P₁为第一调制模式的传输功率，n为高频变压器的变压比，V₂为副边的输出电压，M为电压转换比；

第二调制模式的电感电流峰峰值以及传输功率的计算公式如下所示：

I_pp2＝4[2D₁+(-2D₁+2D₂+4D₃-1)M]

P₂＝-2M(2D₁ ²+2D₂ ²+6D₃ ²-4D₁D₂-4D₁D₃+4D₂D₃-2D₂-4D₃+1)

其中，I_pp2为第二调制模式的电感电流峰峰值，P₂为第二调制模式的传输功率；

第三调制模式的电感电流峰峰值以及传输功率的计算公式如下所示：

I_pp3＝4[2D₁+(-2D₁+2D₂+4D₃-1)M]

P₃＝-M(4D₂ ²+8D₃ ²-8D₁D₂-16D₁D₃+8D₂D₃+4D₁-4D₂-4D₃+1)

其中，I_pp3为第三调制模式的电感电流峰峰值，P₃为第三调制模式的传输功率。

电压转换比的计算公式如下所示：

其中，M为双有源桥变换器的电压转换比。

第一调制模式的最优解具体如下所示：

第二调制模式的最优解具体如下所示：

第三调制模式的最优解具体如下所示：

其中，D_1,op为D₁在相应调制模式下的最优解，D_2,op为D₂在相应调制模式下的最优解，D_3,op为D₃在相应调制模式下的最优解，P_c为临界功率点。

临界功率点的计算公式具体如下所示：

其中，P_c为双有源桥变换器的临界功率点。

全局最优解的计算公式如下所示：

其中，D_1,op1为D₁的全局最优解，D_2,op2为D₂的全局最优解，D_3,op3为D₃的全局最优解。

具体实施时，如图5所示，给定输出电压V_ref，与实际输出电压V₂作差后输入PI控制器，经过PI控制器得到实时的基准功率P，同时计算得到实时的电压转换比M，最终得到D₁、D₂和D₃的最优解，来驱动DAB变换器的8个开关管。

本实施例中，基于Matlab/Simulink，搭建了基于非对称-对称占空比混合调制策略以及传统单移相调制的DAB变换器仿真平台，仿真的参数如表1所示：

表1DAB变换器仿真平台参数

输入电压V<sub>1</sub>	200V
		输出电压V<sub>2</sub>	30-100V
变压器变比n	2:1
		辅助电感L	238μH
开关频率f<sub>s</sub>	50K
		最大传输功率P<sub>b</sub>	420W

通过给定同一组基准功率P和电压转换比M，保证本发明与单移相调制控制方法的工况一致，测得两种控制方法的电感电流峰峰值，电感电流有效值，以及效率。仿真中忽略了变压器的磁损耗，实际电路中的线路损耗以及用于驱动电路和采样电路的辅助电源的损耗也被忽略，因此仿真结果中两种调制策略的效率都会比实际中的效率偏高。最终仿真结果如表2所示：

表2本发明与传统调制策略的仿真数据

基于表2仿真的仿真结果，显示出基于本发明的仿真结果中的电感电流峰峰值和有效值均低于传统单移相调制策略，且效率得到明显的提升，尤其是在电压转换比很小时及轻载时效果最为显著。

此外，需要说明的是，本说明书中所描述的具体实施例，所取名称可以不同，本说明书中所描述的以上内容仅仅是对本发明结构所做的举例说明。凡依据本发明构思的构造、特征及原理所做的等效变化或者简单变化，均包括于本发明的保护范围内。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实例做各种各样的修改或补充或采用类似的方法，只要不偏离本发明的结构或者超越本权利要求书所定义的范围，均应属于本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种双有源桥非对称-对称占空比混合优化调制控制方法，基于双有源桥变换器，所述双有源桥变换器包括8个开关管组成的两个H桥、两个稳压滤波电容、高频变压器和辅助电感，每个H桥包括4个开关管，带有辅助电感的H桥为双有源桥变换器的原边，另一个H桥为双有源桥变换器的副边，其特征在于，双有源桥变换器的原边采用非50％占空比运行，双有源桥变换器的副边采用50％占空比运行，控制方法具体包括以下步骤：

S1、根据预设的3种调制模式以及双有源桥变换器的基准功率和基准电流，通过时域分析，计算得到3种调制模式的电感电流峰峰值以及传输功率；

S2、基于KKT条件，以调制模式的电感电流峰峰值为优化目标，传输功率为约束条件，计算得到3种调制模式的最优解；

S3、通过比较3种调制模式的最优解的电感电流峰峰值，取各功率段电感电流峰峰值最小的调制模式，计算得到整个功率段的全局最优解，根据所述全局最优解控制双有源桥变换器的开关管。

2.根据权利要求1所述的一种双有源桥非对称-对称占空比混合优化调制控制方法，其特征在于，所述双有源桥变换器的基准功率的计算公式如下所示：

其中，P为双有源桥变换器的基准功率，V₁为原边的输入电压，L为辅助电感的电感值，f_s为双有源桥变换器的开关频率。

3.根据权利要求2所述的一种双有源桥非对称-对称占空比混合优化调制控制方法，其特征在于，所述双有源桥变换器的基准电流的计算公式如下所示：

其中，I为双有源桥变换器的基准电流。

4.根据权利要求2所述的一种双有源桥非对称-对称占空比混合优化调制控制方法，其特征在于，所述3种调制模式根据双有源桥变换器的原边和副边的移相比的约束条件进行设置，包括第一调制模式、第二调制模式和第三调制模式。

5.根据权利要求4所述的一种双有源桥非对称-对称占空比混合优化调制控制方法，其特征在于，所述第一调制模式的约束条件如下所示：

第二调制模式的约束条件如下所示：

第三调制模式的约束条件如下所示：

其中，D₁为双有源桥变换器一个周期内原边高电平的时间占一个周期的比值，D₂为一个周期内副边高电平的时间占一个周期的比值，D₃为原边高电平和副边高电平对应的三电平波的错相时间占一个周期的比值。

6.根据权利要求5所述的一种双有源桥非对称-对称占空比混合优化调制控制方法，其特征在于，所述第一调制模式的电感电流峰峰值以及传输功率的计算公式如下所示：

P₁＝-2M(4D₁ ²+4D₂ ²+8D₃ ²+8D₂D₃-4D₁-6D₂-8D₃+3)

其中，I_pp1为第一调制模式的电感电流峰峰值，P₁为第一调制模式的传输功率，n为高频变压器的变压比，V₂为副边的输出电压，M为电压转换比；

所述第二调制模式的电感电流峰峰值以及传输功率的计算公式如下所示：

I_pp2＝4[2D₁+(-2D₁+2D₂+4D₃-1)M]

P₂＝-2M(2D₁ ²+2D₂ ²+6D₃ ²-4D₁D₂-4D₁D₃+4D₂D₃-2D₂-4D₃+1)

其中，I_pp2为第二调制模式的电感电流峰峰值，P₂为第二调制模式的传输功率；

所述第三调制模式的电感电流峰峰值以及传输功率的计算公式如下所示：

I_pp3＝4[2D₁+(-2D₁+2D₂+4D₃-1)M]

P₃＝-M(4D₂ ²+8D₃ ²-8D₁D₂-16D₁D₃+8D₂D₃+4D₁-4D₂-4D₃+1)

其中，I_pp3为第三调制模式的电感电流峰峰值，P₃为第三调制模式的传输功率。

7.根据权利要求6所述的一种双有源桥非对称-对称占空比混合优化调制控制方法，其特征在于，所述电压转换比的计算公式如下所示：

其中，M为双有源桥变换器的电压转换比。

8.根据权利要求6所述的一种双有源桥非对称-对称占空比混合优化调制控制方法，其特征在于，所述第一调制模式的最优解具体如下所示：

所述第二调制模式的最优解具体如下所示：

所述第三调制模式的最优解具体如下所示：

其中，D_1,op为D₁在相应调制模式下的最优解，D_2,op为D₂在相应调制模式下的最优解，D_3,op为D₃在相应调制模式下的最优解，P_c为临界功率点。

9.根据权利要求8所述的一种双有源桥非对称-对称占空比混合优化调制控制方法，其特征在于，所述临界功率点的计算公式具体如下所示：

其中，P_c为双有源桥变换器的临界功率点。

10.根据权利要求8所述的一种双有源桥非对称-对称占空比混合优化调制控制方法，其特征在于，所述全局最优解的计算公式如下所示：

其中，D_1,op1为D₁的全局最优解，D_2,op2为D₂的全局最优解，D_3,op3为D₃的全局最优解。

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