CN115498893B - 双有源桥变换器的对称-非对称移相调制方法和电路 - Google Patents

双有源桥变换器的对称-非对称移相调制方法和电路 Download PDF

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Abstract

公开了一种双有源桥变换器的对称‑非对称移相调制方法和电路。该对称‑非对称移相调制方法和电路可实现对变压器原边开关进行对称移相调制，对副边开关进行非对称不移相调制。该对称‑非对称移相调制方法通过产生基准化实时传输功率和电压转换比计算出全桥变换器的副边桥中各开关的导通占空比以及原边桥中的开关移相角，而原边桥中各开关以50%导通占空比工作同时副边桥中各开关内部没有移相角。通过该对称‑非对称移相调制方法计算出的副边桥中各开关的占空比以及原边桥中的开关移相角，可以使得变换器的电感电流峰峰值最小，极大地降低了导通损耗，提高了双有源桥变换器的效率。

Description

双有源桥变换器的对称-非对称移相调制方法和电路
技术领域
本公开涉及电子电路和调制方法，更具体地说，本公开涉及双有源桥变换器的对称-非对称移相调制方法和电路。
背景技术
双有源桥（Dual Active Bridge，DAB）变换器具有高功率密度、高电压传输比、输入输出电气隔离且易于实现软开关的特点，因而在轨道交通、航空航天、军用设备、新能源发电等领域有着重要应用，特别是随着近几年新能源的飞速发展，双有源桥变换器得到极大的应用。
对于双有源桥变换器，在电压转换比偏离1的情况下，使用传统的单移相调制（Single Phase Shift, SPS）在轻载时会产生较大的回流功率，导致电流应力和电感电流有效值急剧增大，效率降低。近年来，为解决这一问题，许多学者分别提出了双重移相（DualPhase Shift, DPS）、拓展移相（Extended Phase Shift, EPS）、三重移相（Triple PhaseShift, TPS）等调制方法对双有源桥变换器进行效率优化，在不增加电路拓扑复杂程度的情况下使得变换器在轻载时也能保持高效率运行。这些调制方法的共性是所有开关管都是以50%占空比导通的，电感电流在一个开关周期内呈现半开关周期对称特性，因此也被称为对称占空比调制方法。然而，在双有源桥变换器中，软开关的实现与各开关时刻电感电流的大小和方向相关，这意味着如果一个开关丢失软开关，另一个与之对称的开关也必定丢失软开关，导致对称占空比调制方法的软开关个数和范围受限，无法兼顾导通损耗和开关损耗，从而实现效率的最优化。此外，这类调制方法大多是以电感电流应力或电感电流有效值为优化目标，由于其目标函数极其复杂，求得最优解往往非常复杂，无法实现效率的最优化，难以应用在工程实际中。
发明内容
本公开的目的在于解决现有技术中的上述问题，提出一种双有源桥变换器的对称-非对称移相调制方法和电路。该调制方法和电路对变压器原边开关进行对称移相调制，对副边开关进行非对称不移相调制。该调制方法极大地降低了变换器在全负载范围的电感电流有效值，有效降低了变换器的导通损耗。同时也能实现对八个开关中的五个开关进行零电压（ZVS）开通，降低了变换器的开关损耗。
本公开一方面提出一种双有源桥变换器的对称-非对称移相调制方法，所述变换器包括原边全桥、副边全桥、电感器和变压器，其中，原边全桥包括四个开关S1~S4，副边全桥包括四个开关Q1~Q4，开关S1和开关S2串联连接在变换器的输入端和参考地之间，开关S3和开关S4串联连接在变换器的输入端和参考地之间，开关S1和开关S2的公共端通过电感器和变压器的原边耦接至开关S3和开关S4的公共端，开关Q1和开关Q2串联连接在变换器的输出端和参考地之间，开关Q3和开关Q4串联连接在变换器的输出端和参考地之间，开关Q1和开关Q2的公共端通过变压器副边耦接至开关Q3和开关Q4的公共端，其特征在于，所述移相调制方法包括：步骤一：对输出电压反馈信号和电压参考信号的差值做比例积分控制后产生基准化实时传输功率信号Po*，其中输出电压反馈信号代表变换器的输出电压信号；步骤二：根据变换器的输出电压信号和输入电压信号计算电压转换比M；步骤三：根据基准化实时传输功率信号Po*和电压转换比M计算出第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解；其中，第一占空比D1表示一个开关周期内开关S1和开关S2的公共端与开关S3和开关S4的公共端之间的电压为高电平的时间占一个开关周期的比值；第二占空比D2表示在一个周期内，变压器原边两端的电压为高电平的时间占一个开关周期的比值；第三占空比D3表示开关Q1导通与开关S1导通移相时间占一个开关周期的比值；以及步骤四：根据第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解产控制信号，所述控制信号用于控制所述原边全桥四个开关S1~S4和所述副边全桥四个开关Q1~Q4的导通和关断切换。
本公开进一步提出一种双有源桥变换器的对称-非对称移相调制电路，所述变换器包括原边全桥、副边全桥、电感器和变压器，其中，原边全桥包括四个开关S1~S4，副边全桥包括四个开关Q1~Q4，开关S1和开关S2串联连接在变换器的输入端和参考地之间，开关S3和开关S4串联连接在变换器的输入端和参考地之间，开关S1和开关S2的公共端通过电感器和变压器的原边耦接至开关S3和开关S4的公共端，开关Q1和开关Q2串联连接在变换器的输出端和参考地之间，开关Q3和开关Q4串联连接在变换器的输出端和参考地之间，开关Q1和开关Q2的公共端通过变压器副边耦接至开关Q3和开关Q4的公共端，其特征在于，所述对称-非对称移相调制电路包括：参数产生电路，接收输出电压反馈信号，并对输出电压反馈信号和电压参考信号做比例积分控制后产生基准化实时传输功率信号Po*，同时根据变换器的输入电压信号和输出电压信号产生电压转换比M；最优占空比计算单元，根据基准化实时传输功率信号Po*和电压转换比M计算出第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解；其中，第一占空比D1表示一个开关周期内开关S1和开关S2的公共端与开关S3和开关S4的公共端之间的电压为高电平的时间占一个开关周期的比值；第二占空比D2表示在一个周期内，变压器原边两端的电压为高电平的时间占一个开关周期的比值；第三占空比D3表示开关Q1导通与开关S1导通移相时间占一个开关周期的比值；以及PWM控制电路，根据第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解产生控制信号，所述控制信号用于控制所述原边全桥四个开关S1~S4和所述副边全桥四个开关Q1~Q4的导通和关断切换。
本公开提出的用于双有源桥变换器的对称-非对称移相调制方法和电路，通过选择变换器中的变量（即表示在一个开关周期内开关S1和开关S2的公共端与开关S3和开关S4的公共端之间的电压为高电平的时间占一个开关周期的比值的第一占空比D1、表示在一个开关周期内，变压器原边两端的电压为高电平的时间占一个开关周期的比值的第二占空比D2和表示开关Q1导通时刻与开关S1导通时刻的移相时间占一个开关周期的比值的第三占空比D3），由于上述变量的取值可以反映变化器电路中原边桥开关S1和开关S4的相移、副边桥四个开关Q1-Q4的占空比以及开关S1和开关Q1的相移，因此可以确定所有开关的导通时刻和关断时刻。通过对由该三个变量表示的电感电流峰峰值表达式求最优解，可以使得在该三个变量最优值取值的情况下变换器的电感电流峰峰值最小，因此极大地降低了变换器在全负载范围的电感电流有效值，减小了导通损耗。同时，该对称-非对称移相调制方法和电路可实现双有源桥变换器在轻载模式下五个开关（S1、S2、S3、Q1和Q4）的ZVS开通，因此开关损耗也低，提高了双有源桥变换器的效率。
附图说明
图1所示为根据本公开一个实施例的双有源桥变换器100的电路原理图。
图2所示为根据本公开一个实施例双有源桥变换器100在轻载模式下的工作波形图。
图3所示为根据本公开一个实施例双有源桥变换器100在重载模式下的工作波形图。
图4A所示为根据本公开一个实施例的图1中的双有源桥变换器100中的PWM控制电路14的部分电路原理图。
图4B所示为根据本公开一个实施例的图1中的双有源桥变换器100中的PWM控制电路14的另一部分电路原理图。
图5所示为根据本公开一个实施例的用于双有源桥变换器100的移相调制方法流程示意图。
图6所示为根据本公开一个实施例的图5所示方法的步骤三的流程示意图。
如附图所示，在所有不同的视图中，相同的附图标记指代相同的部分。在此提供的附图都是为了说明实施例、原理、概念等的目的，并非按比例绘制。
具体实施方式
接下来将结合附图对本公开的具体实施例进行非限制性描述。在整个说明书中对“一个实施例”或“一实施例”的引用意味着结合该实施例所描述的特定特征、结构或特点被包括在本公开的至少一个实施例中。因此，贯穿本说明书在各处出现的短语“在一个实施例中”或“在实施例中”并不一定都是指同一实施例。动词“包括”和“具有”在本文中用作开放限制，其既不排除也不要求还存在未叙述特征。除非另有明确说明，否则从属权利要求中记载的特征可以相互自由组合。在整个文件中使用“一”或“一个”（即，单数形式）限定的元件，并不排除多个这个元件的可能。更进一步地，所描述的特征、结构或特点可以在一个或多个实施例中以任何合适方式组合。除非另外指明，否则术语“连接”被用于指定电路元件之间的直接电连接，而术语“耦合”被用于指定可以是直接的或可以经由一个或多个其他元件的电路元件之间的电连接。相反，当称元件“直接连接到”或“直接耦接到”另一元件时，不存在中间元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。当提及节点或端子的电压时，除非另外指示，否则认为该电压是该节点与参考电位(通常是地)之间的电压。此外，当提及节点或端子的电位时，除非另外指示，否则认为该电位指的是参考电位。给定节点或给定端子的电压和电位将进一步用相同的附图标记指定。将在第一逻辑状态(例如逻辑低状态)与第二逻辑状态(例如逻辑高状态)之间交替的信号称为“逻辑信号”。同一电子电路的不同逻辑信号的高和低状态可能不同。特别地，逻辑信号的高和低状态可以对应于在高或低状态下可能不是完全恒定的电压或电流。
图1所示为根据本公开一个实施例的双有源桥变换器100的电路原理图。如图1所示，双有源桥变换器100包括原边全桥电路H1、副边全桥电路H2、电感器L和变压器T，其中，原边全桥电路包括4个开关（S1~S4），副边全桥电路包括4个开关（Q1~Q4）。开关S1和开关S2串联连接在双有源桥变换器100的输入端和参考地之间；开关S3和开关S4串联连接在双有源桥变换器100的输入端和参考地之间；第开关S1和开关S2的公共端通过电感器L和变压器T的原边耦接至开关S3和S4的公共端。开关Q1和开关Q2串联连接在双有源桥变换器100的输出端和参考地之间；开关Q3和开关Q4串联连接在双有源桥变换器100的输出端和参考地之间；开关Q1和开关Q2的公共端通过变压器T的副边耦接至开关Q3和开关Q4的公共端。开关S1~S4和开关Q1~Q4的栅极分别接收驱动信号DS1~DS4和驱动信号DQ1~DQ4，进而进行导通和关断切换，以此将双有源桥变换器100的输入端上的输入电压信号Vin转换为双有源桥变换器100的输出端上的输出电压信号Vout。此外，双有源桥变换器100还包括输入电容Cin和输出电容Cout，其中，输入电容Cin耦接在双有源桥变换器100的输入端和参考地之间；输出电容Cout耦接在双有源桥变换器100的输出端和参考地之间。
双有源桥变换器100还包括反馈电路11，反馈电路用于采样输出电压信号Vout，并产生代表采样输出电压信号Vout的输出电压反馈信号Vfb。在一个实施例中，反馈电路11包括由两个电阻组成的分压电阻器。
双有源桥变换器100还包括控制电路，该控制电路用于对变压器T的原边四个开关S1-S4进行对称移相调制，对变压器T的副边四个开关Q1-Q4进行非对称不移相调制。同时，该控制电路选择双有源桥变换器100中三个变量D1、D2和D3，并以变换器100中的电感电流峰峰值IPP为目标函数，对D1、D2和D3求最优解。其中，第一占空比代表D1表示在一个开关周期Ts内开关S1和开关S2的公共节点和开关Q1和开关Q2的公共节点之间的电压Vp为高电平的时间占一个开关周期Ts的比值；第二占空比D2表示在一个周期内，变压器T原边两端的电压Vs为高电平的时间占一个开关周期Ts的比值；第三占空比D3表示开关Q1导通时刻与开关S1导通时刻之间移相时间占一个开关周期Ts的比值。本领域一般技术人员可以理解，电感电流峰峰值IPP即电感电流的最大值和最小值之间的差值。D1、D2和D3的最优解即该最优解时电感电流峰峰值IPP最小。在一个实施例中，控制电路包括参数产生电路12、最优占空比计算单元13和PWM控制电路14。
参数产生电路12接收输出电压反馈信号Vfb，并对输出电压反馈信号Vfb和电压参考信号Vref的差值做比例积分控制后产生基准化实时传输功率信号Po*。在一个实施例中，基准化实时传输功率信号Po*等于双有源桥变换器100的实时传输功率Po与双有源桥变换器100能传输的最大功率（额定功率）Pbase的比值。
同时，参数产生电路12将根据输入电压信号Vin和输出电压信号Vout计算出电压转换比M。电压转换比M为等式（1）所示：
Figure 58132DEST_PATH_IMAGE001
（1）
其中，n为变压器T的匝比。在一个实施例中，可根据固定的输入电压信号Vin和代表输出电压Vout的目标调节值的固定电压参考信号Vref计算电压转换比M，在该应用情况下，电压转换比M是固定值。在又一个实施例中，参数产生电路12也可以根据固定的输入电压信号Vin和代表输出电压Vout的输出电压反馈信号Vfb产生电压转换比M，在该应用情况下，电压转换比M随输出电压Vout变化而变化。在又一个实施例中，当输入电压Vin为宽输入范围时，在计算电压转换比M时，可选择输入电压Vin的最大值进行电压转换比M计算。
最优占空比计算单元13将根据基准化实时传输功率信号Po*和电压转换比M计算出第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解。在在一个实施例中，最优占空比计算单元13通过将基准化实时传输功率信号Po*的值和电压转换比M的值代入对应的第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解公式计算出第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解。
图2和图3分别示出双有源桥变换器100在采用本公开对称-非对称移相调制方法时在轻载和重载的典型波形示意图。在该典型波形示意图的情况下，双有源桥变换器100的损耗最小，特别是在轻载模式下，可实现五个开关（S1、S2、S3、Q1和Q4）的ZVS开通。接下来将详细推导第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3在不同工作模式下的最优解公式。
为了便于简化等式，规定功率基准值Pbase为等式（2）所示：
Figure 203942DEST_PATH_IMAGE002
（2）
电流基准值Ibase，也即是双有源桥变换器100流过的最大电流（额定电流）Ibase为等式（3）所示：
Figure 641877DEST_PATH_IMAGE003
（3）
<轻载模式>：
当双有源桥变换器100工作在轻载模式下时，根据图2求出双有源桥变换器100在 轻载时基准化电感电流峰峰值I* pp以及基准化传输功率
Figure 983865DEST_PATH_IMAGE004
的表达式：
Figure 456435DEST_PATH_IMAGE005
（4）
Figure 569885DEST_PATH_IMAGE006
（5）
基于拉格朗日乘数法，以基准化电感电流峰峰值I* pp为目标函数，以基准化传输 功率
Figure 432798DEST_PATH_IMAGE004
为等式约束条件，可以求得轻载模式下第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比 D3的最优解分别为
Figure 657106DEST_PATH_IMAGE007
、
Figure 923132DEST_PATH_IMAGE008
和
Figure 207483DEST_PATH_IMAGE009
，表达式如下等式（6）所示：
Figure 557693DEST_PATH_IMAGE010
（6）
最优解D1,op、D2,op、D3,op代表在第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3取该最优值时，基准化电感电流峰峰值I* pp最小，此时，双有源桥变换器100的传输效率最高。
<重载模式>：
当双有源桥变换器100工作在重载模式下时，根据图3求出双有源桥变换器100在 重载时基准化电感电流峰峰值I* pp以及基准化传输功率
Figure 585692DEST_PATH_IMAGE004
的表达式：
Figure 219804DEST_PATH_IMAGE011
（7）
Figure 409477DEST_PATH_IMAGE012
（8）
同样地，基于拉格朗日乘数法，以基准化电感电流峰峰值I* pp为目标函数，以基 准化传输功率
Figure 309300DEST_PATH_IMAGE004
为等式约束条件，可以求得重载模式下第一占空比D1、第二占空比D2和第 三占空比D3的最优解D1,op、D2,op和D3,op，表达式如下等式（9）所示：
Figure 547514DEST_PATH_IMAGE013
（9）
与此同时，最优占空比计算单元13还可以根据实时的基准化传输功率
Figure 849183DEST_PATH_IMAGE014
的值判断 双有源桥变换器100工作在轻载模式还是重载模式。轻载模式与重载模式之间的基准化临 界功率点P* c定义为：
Figure 396708DEST_PATH_IMAGE015
（10）
其中，PC为轻载和重载的临界传输功率。当双有源桥变换器100工作在轻载模式时，最优占空比计算单元13将通过公式（6）计算出最优解D1,op、D2,op和D3,op；当双有源桥变换器100工作在重载模式时，最优占空比计算单元13将通过公式（9）计算出最优解D1,op、D2,op和D3,op。
在一个实施例中，当基准化传输功率Po*的值大于基准化临界功率点Pc*的值且小于实时电压转换比M时，双有源桥变换器100工作在重载模式。当基准化传输功率Po*的值大于零且小于等于基准化临界功率点Pc*的值时，双有源桥变换器100工作在重载模式。
继续参见图1，PWM控制电路14接收最优占空比计算单元13计算出的最优解D1,op、D2,op和D3,op。并根据最优解D1,op、D2,op和D3,op产生控制开关S1~S4导通和关断切换的控制信号CS1~CS4，以及产生控制开关Q1~Q4导通和关断切换的控制信号CQ1~CQ4。
在一个实施例中，控制信号CS1~CS4控制S1~S4均以50%的导通占空比工作，同时S1和S4具有移相。控制信号CQ1~CQ4控制Q1~Q4以由最优解D1,op、D2,op和D3,op推导出的导通占空比工作，同时Q1和Q4没有移相。也即是说，原边桥H1中是对称工作模式的，而副边桥H2是非对称工作模式的。
在图2所示轻载模式下的波形示意图可推导出：t1 = D3*Ts ；t2 = (0.5-D1) *Ts；t3 = (0.5) *Ts； t4 = (D2+D3) *Ts；t5 = (1-D2+D3) *Ts; t6 = (1-D1) *Ts； t7 =Ts。
在图3所示轻载模式下的波形示意图可看出：t1 = (0.5-D1) *Ts；t2 = (D3) *Ts；t3 = (0.5) *Ts；t4 = (1-D1) *Ts；t5 = (D2+D3) *Ts； t6 = (1-D2+D3) *Ts；t7 =Ts。
因此在知晓最优解D1,op、D2,op和D3,op值后，很容易得到开关S1~S4以及开关Q1~Q4的导通和关断时刻。
在一个实施例中，参数产生电路12、最优占空比计算单元13以及PWM控制电路14可共同在处理器（例如，DSP、单片机等）中完成。
继续参见图1，双有源桥变换器100进一步包括驱动电路15。驱动电路15根据控制信号CS1~CS4产生驱动信号DS1~DS4用于驱动开关S1~S4的导通和关断，以及根据控制信号CQ1~CQ4产生驱动信号DQ1~DQ4用于驱动开关Q1~Q4的导通和关断。
图4A和图4B示意了双有源桥变换器100中的PWM控制电路14的电路原理图。其中，图4A示意的PWM控制电路14的部分电路原理图用于产生4个控制信号CS1~CS4；图4B示意的PWM控制电路14的另一部分电路原理图用于产生4个控制信号CQ1~CQ4。
图4A所示电路具有一个输入端接收第一占空比D1的最优解D1,op，同时具有4个输出端分别用于输出4个控制信号CS1~CS4。
图4A所示电路进一步包括减法器41、增益模块51、两个三角波发生器61~62、移相模块71、两个数字比较器81~82和两个反相器91~92。
增益模块51用于提供增益，其值为开关周期值Ts。三角波发生器61~62的周期与开关周期Ts相等，产生的三角波的最大幅值为1。移相模块71的第一输入端接收对应的三角波发生器产生的三角波，并对该三角波向右移相（滞后）其第二输入端输入信号代表的时间。比较器81~82对其两个输入端的信号进行比较并根据比较结果输出高电平或低电平。
图4B所示电路具有两个输入端分别接收第二占空比D2和第三占空比D3的最优解D2,op和D3,op，并具有4个输出端分别用于输出4个控制信号CQ1~CQ4。
图4B所示电路进一步包括减法器42、两个增益模块52~53、两个三角波发生器63~64、两个移相模块72~73、两个数字比较器83~84和两个反相器93~94。
增益模块52~53用于提供增益，其值为开关周期值Ts。三角波发生器63~64的周期与开关周期Ts相等，产生的三角波的最大幅值为1。移相模块72~73的第一输入端接收对应的三角波发生器产生的三角波，并对该三角波向右移相（滞后）其第二输入端输入信号代表的时间。比较器83~84对其两个输入端的信号进行比较并根据比较结果输出高电平或低电平。
可以看出，由图4A和图4B所示的实施例可实现通过最优解D1,op、D2,op和D3,op产生 8个控制信号CS1~CS4和CQ1~CQ4。具体地，图4A示出了可由最优解D1,op产生控制信号CS1~CS4；图4B示出了可由最优解D2,op和D3,op产生控制信号CQ1~CQ4。但本领域的一般技术人员可知，图4A和4B所公开的实施例并非对本公开的限制，在其他实施例中，也可通过其他电路实现相同的功能。
图5所示为根据本公开一个实施例的用于控制双有源桥变换器100的对称-非对称移相调制方法。该对称-非对称移相调制方法包括步骤S1~S4。
步骤S1：对输出电压反馈信号Vfb和电压参考信号Vref的差值做比例积分控制后产生基准化实时传输功率信号Po*。
步骤S2：根据输入电压信号Vin和输出电压信号Vout计算电压转换比M。如上所述，输出电压信号Vout可以包括代表输出电压Vout的输出电压反馈信号Vfb，也可包括代表输出电压Vout的目标调节值的固定电压参考信号Vref。
步骤S3：根据基准化实时传输功率信号Po*和电压转换比M计算出第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解D1,op、D2,op和D3,op。
在一个实施例中，在步骤S3中又包括步骤S31~S33，参见图6流程图所示。
步骤S31，判断基准化实时传输功率信号Po*是否小于等于基准化临界功率点Pc*。
步骤S32，当基准化实时传输功率信号Po*小于等于基准化临界功率点PC*时，将基准化实时传输功率信号Po*和电压转换比M代入公式（6）的最优解表达式求解第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解D1,op、D2,op和D3,op。
步骤S33，当基准化实时传输功率信号Po*大于基准化临界功率点PC*时，将基准化实时传输功率信号Po*和电压转换比M代入公式（9）的最优解表达式求解第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解D1,op、D2,op和D3,op。
步骤S4：根据第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解D1,op、D2,op和D3,op产生控制开关S1~S4和Q1~Q4导通和关断切换的控制信号CS1~CS4和CQ1~CQ4。
本公开基于MATLAB/Simulink，搭建了基于本公开的对称-非对称移相调制方法以及传统单移相调制的双有源桥变换器仿真平台，仿真的参数如表1所示：
Figure 783827DEST_PATH_IMAGE016
通过给定同一组基准化功率Po*和电压转换比M，保证本发明所提方法与单移相调制方法的测试工况一致，测得两种调制方法的电感电流峰峰值和电感电流有效值如表2所示。
Figure 356890DEST_PATH_IMAGE017
根据表2的仿真结果，可以清晰的看出在全功率范围内本发明调制方法的电感电流峰峰值和有效值均低于传统单移相调制策略，可以极大的降低导通损耗。此外，本发明所提调制方法在轻载时可以实现四个开关的零电压开通和四个开关的零电流关断，而单移相调制丢失了四个开关的软开关，因此本发明的移相调制方法在降低导通损耗的同时也极大的降低了开关损耗。
虽然前面已经参照几个典型实施例对本公开进行了描述，但相关领域的普通技术人员应当理解，所公开的本公开的实施例中所采用的术语是说明性和示例性的，而非限制性的，仅用于描述特定实施例，并非是对本公开的限制。此外，本领域的普通技术人员在没有背离本公开的原理和概念的前提下，未通过创造性的努力而对本公开公开的实施例在形式和细节上进行的多种修改，这些修改均落在本申请的权利要求或其等效范围所限定的保护范围内。

Claims (8)

1.一种双有源桥变换器的对称-非对称移相调制方法，所述变换器包括原边全桥、副边全桥、电感器和变压器，其中，原边全桥包括四个开关S1~S4，副边全桥包括四个开关Q1~Q4，开关S1和开关S2串联连接在变换器的输入端和参考地之间，开关S3和开关S4串联连接在变换器的输入端和参考地之间，开关S1和开关S2的公共端通过电感器和变压器的原边耦接至开关S3和开关S4的公共端，开关Q1和开关Q2串联连接在变换器的输出端和参考地之间，开关Q3和开关Q4串联连接在变换器的输出端和参考地之间，开关Q1和开关Q2的公共端通过变压器副边耦接至开关Q3和开关Q4的公共端，其特征在于，所述对称-非对称移相调制方法包括：
步骤一：对输出电压反馈信号和电压参考信号的差值做比例积分控制后产生基准化实时传输功率信号Po*，其中输出电压反馈信号代表变换器的输出电压信号；
步骤二：根据变换器的输出电压信号和输入电压信号计算电压转换比M；
步骤三：根据基准化实时传输功率信号Po*和电压转换比M计算出第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解；其中，第一占空比代表D1表示在一个开关周期内开关S1和开关S2的公共端与开关S3和开关S4的公共端之间的电压为高电平的时间占一个开关周期的比值；第二占空比D2表示在一个开关周期内，变压器原边两端的电压为高电平的时间占一个开关周期的比值；第三占空比D3表示开关Q1导通时刻与开关S1导通时刻的移相时间占一个开关周期的比值；以及
步骤四：根据第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解产生控制信号，所述控制信号用于控制所述原边全桥四个开关S1~S4和所述副边全桥四个开关Q1~Q4的导通和关断切换；
其中，所述步骤三包括：
判断基准化实时传输功率信号Po*是否小于等于基准化临界功率；
当基准化实时传输功率信号Po*小于等于基准化临界功率时，将基准化实时传输功率信号Po*和电压转换比M代入第一公式计算出第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解；以及
当基准化实时传输功率信号P0*大于基准化临界功率时，将基准化实时传输功率信号Po*和电压转换比M代入第二公式计算出第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解，其中，第一公式为：
Figure 569068DEST_PATH_IMAGE001
第二公式为：
Figure 453848DEST_PATH_IMAGE002
其中，D1,op为第一占空比D1的最优解；D2,op为第二占空比D2的最优解；D3,op为第三占空比D3的最优解。
2.如权利要求1所述的对称-非对称移相调制方法，其特征在于，所述步骤三进一步包括：
以基准化电感电流峰峰值作为目标函数，以基准化传输功率为约束条件推导出所述第一公式和所述第二公式，其中，基准化电感电流峰峰值为电感电流峰峰值与额定电流的比值，基准化传输功率为传输功率与额定功率的比值。
3.如权利要求2所述的对称-非对称移相调制方法，其特征在于，第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解代表电感电流的峰峰值最小。
4.如权利要求1所述的对称-非对称移相调制方法，其特征在于，所述原边全桥四个开关S1~S4的导通占空比均为50%，所述副边全桥四个开关Q1~Q4的导通占空比以及开关S1的导通时刻和开关S4的导通时刻之间的移相时间均由第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解计算得出。
5.一种双有源桥变换器的对称-非对称移相调制电路，所述变换器包括原边全桥、副边全桥、电感器和变压器，其中，原边全桥包括四个开关S1~S4，副边全桥包括四个开关Q1~Q4，开关S1和开关S2串联连接在变换器的输入端和参考地之间，开关S3和开关S4串联连接在变换器的输入端和参考地之间，开关S1和开关S2的公共端通过电感器和变压器的原边耦接至开关S3和开关S4的公共端，开关Q1和开关Q2串联连接在变换器的输出端和参考地之间，开关Q3和开关Q4串联连接在变换器的输出端和参考地之间，开关Q1和开关Q2的公共端通过变压器副边耦接至开关Q3和开关Q4的公共端，其特征在于，所述对称-非对称移相调制电路包括：
参数产生电路，用于接收输出电压反馈信号，并对输出电压反馈信号和电压参考信号做比例积分控制后产生基准化实时传输功率信号（Po*），同时根据变换器的输入电压信号和输出电压信号产生电压转换比M；
最优占空比计算单元，用于根据基准化实时传输功率信号Po*和电压转换比M计算出第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解；其中，第一占空比D1代表表示一个开关周期内开关S1和开关S2的公共端与开关S3和开关S4的公共端之间的电压为高电平的时间占一个开关周期的比值；第二占空比D2表示在一个周期内，变压器原边两端的电压为高电平的时间占一个开关周期的比值；第三占空比D3表示开关Q1导通与开关S1导通移相时间占一个开关周期的比值；以及
PWM控制电路，用于根据第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解产生控制信号，所述控制信号用于控制所述原边全桥四个开关S1~S4和所述副边全桥四个开关Q1~Q4的导通和关断切换；
其中，在轻载模式下，所述最优占空比计算单元将根据第一公式计算出第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解，其中，第一公式为：
Figure 533930DEST_PATH_IMAGE001
其中，D1,op为第一占空比D1的最优解；D2,op为第二占空比D2的最优解；D3,op为第三占空比D3的最优解。
6.如权利要求5所述的对称-非对称移相调制电路，其特征在于，在重载模式下，所述最优占空比计算单元将根据第二公式计算出第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解，其中，第二公式为：
Figure 795147DEST_PATH_IMAGE003
其中，D1,op为第一占空比D1的最优解；D2,op为第二占空比D2的最优解；D3,op为第三占空比D3的最优解。
7.如权利要求5所述的对称-非对称移相调制电路，其特征在于，第一占空比D1、第二占空比D2和第三占空比D3的最优解代表电感电流的峰峰值最小。
8.如权利要求6所述的对称-非对称移相调制电路，其特征在于，所述第一公式和所述第二公式是以基准化电感电流峰峰值作为目标函数，以基准化传输功率为约束条件推导出的，其中，基准化电感电流峰峰值为电感电流峰峰值与额定电流的比值，基准化传输功率为传输功率与额定功率的比值。
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