CN114400892B - 一种Boost变换器的数字化最优时间动态控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明的目的在于提供一种Boost变换器的数字化最优时间动态控制方法，属于电力电子技术领域。该方法将Boost变换器的工作状态分为两种情况进行不同控制：在瞬态期间，采用SOTDC方法进行控制，即使用状态平面分析来估计开关管开通和关断的时间，改变驱动信号占空比，让状态变量在最短时间内达到目标工作点；在稳态过程，采用改进的自抗扰控制(ADRC)控制方法，减轻变换器中右半平面零点对系统的影响。该方法能够显著改善动态响应，同时保持闭环稳定性。

Description

一种Boost变换器的数字化最优时间动态控制方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种Boost变换器的数字化最优时间动态控制方法。
背景技术
在过去的几十年里，DC-DC变换器获得了极大的发展，在非常多的领域得到了应用，例如光伏系统、燃料电池、混合动力汽车等方面。但是在DC-DC变换器中存在一些变换器是非最小相位(NMP)系统，例如Boost变换器和buck-boost衍生变换器等，即变换器控制输入占空比到输出电压的传递函数具有右半平面零点。具有NMP系统的变换器使得其输出和输入之间会产生较大的相角滞后，从而导致系统响应缓慢。如果变换器参数(即负载电阻和电压增益)的变化，比如输入电压或负载电阻的降低，会使右半平面零点向原点移动，正零位置的动态偏移会进一步加剧NMP问题，导致系统不稳定。
目前解决非最小相位问题的方法大致可以分为两类：一类是通过设计变换器拓扑以实现最小相位动态的技术目标，虽然这种通过设计拓扑获得性能改进在右半平面零点位于非常靠近原点的重负载和高压增益应用中非常显著，但是新的拓扑中所需的附加组件(开关，电感器和电容器)增加了实现的复杂性和成本；另一类是通过设计针对非最小相位系统的控制方法来改善系统性能。
目前，现有技术中常用的有以下几种控制方法：1.基于滑模的变结构的典型的边界控制方法[1][2]，这种控制方法中状态变量没有限制的移动，直到到达滑动表面为止；此后，Boost变换器在开通和关断的两种结构下不断的切换来迫使工作点跟随滑模面，经过若干个开关动作后到达目标工作点。这种基于滑模的变结构控制相对于传统的线性控制能够实现增强的动态响应，但是该方法在开关面引起的高频抖震难以消除，容易激发系统的未建模动态，可能会导致系统不稳定。2.多回路电流模式控制方法[3]将输入电感电流用具有高交叉频率的内部电流环路调节，输出电压则是由较慢的外部电压环路调节，这种控制方法的设计考虑了不同的环路增益和特定目标操作点来评估系统性能。但因为Boost变换器的动态行为取决于输入电源和负载，使得基于多回路电流模式控制方法的设计参数对于电源或者负载出现大扰动时其动态与稳态性能不佳。3.还有一些针对Boost变换器所提出的其它控制方案，比如，基于降阶观测器的比例积分控制应用于Boost变换器的电压控制[4]，明确了最小相位系统右半平面零点所施加的带宽限制；以及引入平面滤波算法作为广义比例积分(GPI)控制器的稳健扩展[5]，用于联合衰减电压跟踪场景中随时间变化的内外扰动的影响。这些控制方法很大程度上依赖于精确的数学模型或是对于电路拓扑结构的输入输出关系的深入理解，然而，获得系统的精确化模型以及精确的参数值往往是很难做到的。
[1]R.Munzert and P.T.Krein,“Issues in boundary control,”in Proc.IEEEPower Electron.Spec.Conf.,Baveno,Italy,Jun.1996,pp.810–816.
[2]M.Greuel,R.Muyshondt,and P.T.Krein,“Design approaches to boundarycontr ollers,”in Proc.IEEE Power Electron.Spec.Conf.,St.Louis,Missouri,USA,Jun.1997,pp.672–678.
[3]R.Ridley,B.Cho,and F.Lee,“Analysis and interpretation of loopgains of multi loop-controlled switching regulators,”IEEE Trans.PowerElectron.,vol.3,no.4,pp.489–498,Oct.1988.
[4]Alvarez-Ramirez,J.,Cervantes,I.,Espinosa-Perez,G.,et al.:‘A stabledesign of PI control for DC–DC converters with an RHS zero’,IEEETrans.Circuits Syst.I,Fun dam.Theory Appl.,2001,48,(1),pp.103–106
[5]Linares-Flores,J.,Mendez,A.H.,Garcia-Rodriguez,C.,et al.:‘Robustnonlinear a daptive control of a‘boost’converter via algebraic parameteridentification’,IEEE Trans.Ind.Electron.,2014,61,(8),pp.4105–4114
发明内容
针对背景技术中非最小相位系统控制方法中所存在的系统瞬态性能不佳的问题，本发明提供一种Boost变换器的数字化最优时间动态控制方法(SOTDC)。该方法将Boost变换器的工作状态分为两种情况进行不同控制：在瞬态期间，采用SOTDC方法进行控制，即使用状态平面分析来估计开关管开通和关断的时间，改变驱动信号占空比，让状态变量在最短时间内达到目标工作点；在稳态过程，采用改进的自抗扰控制(ADRC)控制方法，减轻变换器中右半平面零点对系统的影响。该方法能够显著改善动态响应，同时保持闭环稳定性。
为实现上述目的，本发明的技术方案如下：
一种Boost变换器的数字化最优时间动态控制方法，包括以下步骤：
步骤1.判断电路处于稳态还是瞬态，如果是瞬态，执行步骤2；否则执行步骤5；
步骤2.判断负载是由重载到轻载变化还是轻载到重载变化，如果是轻载到重载，执行步骤3；否则执行步骤4；所述重载到轻载变化即下一时刻负载电流相比于当前时刻负载电流减小；
步骤3.当负载从轻载到重载跃变时，在ton期间内开关管开通，占空比为100％，在toff期间内开关管关断，占空比为0％，输出电压重新到达稳态的最短恢复时间为tMRT，tMRT＝ton+toff；
其中，
Figure BDA0003468169380000031
上式中，Ion3为重载时已知的期望目标工作点处的负载电流，iLn2为暂态点的电感电流，von2为暂态点的输出电压，Vccn为归一化输入电压，iLnt为重载工作点的电感电流，iLn(0)为轻载工作点处的初始电感电流；
步骤4.当负载从重载到轻载跃变时，在ton期间内开关管开通，驱动信号占空比为100％；在toff期间内开关管关断，驱动信号占空比为0％，输出电压重新到达稳态的最短恢复时间为tMRT，tMRT＝ton+toff，
其中，
Figure BDA0003468169380000032
上式中，iLn(0)为重载工作点处的的初始电感电流值，iLnt为轻载时已知的期望目标工作点处电感电流值，Vcc为输入电压，vonA为关断轨迹在电感电流为0处的输出电压值，vonB为开通轨迹在电感电流为0处的输出电压值，ion2为暂态点处的负载电流；
步骤5.当电路为稳态时，使用改进的自抗扰控制控制器进行控制，其中，自抗扰控制控制器具体为，
Figure BDA0003468169380000033
上式中，k1和k2为控制器增益，yref为期望的输出电压，
Figure BDA0003468169380000034
分别为扩张观测器观测到的输出电压和输出电压倒数，b0为控制输入的系数，
Figure BDA0003468169380000035
为估计的扰动。
进一步地，所述Boost变换器的拓扑结构包括：电感(L)、电容(C)、开关管(S1)和二极管(D1)；其中，开关管(S1)的漏极与电感的一端连接，开关管(S1)的源极与输入电源负极相连；二极管(D1)的阳极与电感的一端和开关管(S1)的漏极相连，二极管(D1)的阴极与输出电容(C)的一端连接，输出电容(C)的另一端与电源负极相连。
进一步地，所述Boost变换器的输出电压不能为负，因为电路拓扑结构中二极管的存在。
进一步地，所述Boost变换器在稳态期间的工作模式为连续导通模式(CCM)。
进一步地，本发明控制方法适用于负载扰动较小情况，即扰动使得变换器的输出电压不为0。
进一步地，控制器增益k1＝wc 2,k2＝2wc，wc为带宽参数化的控制器增益。
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
1.本发明所提出基于自然轨迹进行的暂态控制方法在负载扰动时，由于它的开通和关断的轨迹是已知的，因此当负载出现扰动时，它的动态响应过程是基于自然状态变化轨迹运行的，所以通过分别计算MOSFET开关管开通时间和关断时间，来实现最小恢复时间，从而提高系统的动态响应，使得Boost变换器的输出能够快速的跟随期望电压。
2.本发明通过设计滤波器改进的ADRC控制器在在动态响应和闭环带宽之间得到了比较好折中。右半平面的零点Z的存在导致系统的闭环带宽wcl被限制在wcl＜z/2，间接导致观测器带宽也被限制在闭环带宽以下；而经过滤波器设计以后观测器带宽被增大，也间接反映到闭环带宽增加，使得系统动态响应能力增强。
附图说明
图1为Boost变换器的简化电路原理图；
其中，(a)为拓扑结构图；(b)为开关管开通等效电路图；(c)为开关管关断等效电路图。
图2为Boost变换器中开关管MOSFET开通和关断的归一化轨迹图。
图3为本发明控制方法的结构框图。
图4为负载从轻载到重载时本发明简化最优时间动态控制图；
其中，(a)为输出电压和电感电流的相轨迹图，(b)为输出电压波形，(c)为电感电流波形。
图5为负载从重载到轻载时本发明简化最优时间动态控制图；
其中，(a)为输出电压和电感电流的相轨迹图，(b)为输出电压波形，(c)为电感电流波形。
图6为本发明改进后的ADRC控制器结构框图。
图7为负载从轻载到重载时，本发明基于数字化最优时间动态控制的输出电压仿真图。
图8为负载从重载到轻载时，本发明基于数字化最优时间动态控制的输出电压仿真图。
图9为负载跃变时，采用本发明控制方法的电感电流波形变化仿真图；
其中，(a)为轻载到重载电感电流仿真图；(b)为重载到轻载电感电流仿真图。
图10为传统自抗扰控制仿真波形图。
其中，(a)为轻载到重载输出电压仿真图；(b)为重载到轻载输出电压仿真图。
图11为传统自抗扰控制与本发明基于数字化最优时间动态控制相结合的仿真波形图。
其中，(a)为轻载到重载输出电压仿真图；(b)为重载到轻载输出电压仿真图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合实施方式和附图，对本发明作进一步地详细描述。
本发明控制方法针对具有非最小相位(NMP)系统的Boost变换器设计，所述Boost变换器的简化电路原理图如图1所示。其中，电路拓扑结构如图1(a)，包括：电感(L)、电容(C)、开关管(S1)和二极管(D1)；其中，开关管(S1)的漏极与电感的一端连接，开关管(S1)的源极与输入电源负极相连；二极管(D1)的阳极与电感的一端和开关管(S1)的漏极相连，二极管(D1)的阴极与输出电容(C)的一端连接，输出电容(C)的另一端与电源负极相连；输出电容(C)和负载(R)并联。图1(b)和图1(c)分别为开关管MOSFET开通或关断等效电路图。当开关管MOSFET开通时，电感电流储存能量，当开关管MOSFET关断时，电感中储存的能量向负载传输。
对于上述变换器，为了消除状态变量的量纲获得一般性，对变量进行归一化处理，
Figure BDA0003468169380000051
其中，Vr为参考电压，fo为固有频率，
Figure BDA0003468169380000052
L和C分别是电感感值和电容容值，Zo为特征阻抗，
Figure BDA0003468169380000053
在开关管开通(u＝1)和关断(u＝0)时(u指的是MOSFET开关管的状态，也是系统的控制输入)，根据KCL和KVL定律，电感电流和输出电压的状态方程如下所示，
Figure BDA0003468169380000054
Figure BDA0003468169380000055
其中，Vcc是输入电压，iL是电感电流，vo是输出电压；
假定Boost变换器工作过程没有功率损耗，则输入功率等于输出功率，负载线定义如下：
Figure BDA0003468169380000061
当目标工作电压(输出电压等于期望电压)归一化的结果为von,target＝1，
Figure BDA0003468169380000062
该变换器的目标工作点为(von,target,iLn,target)，根据(3)和(4)可以确定。
在目标工作点处开关管开通和关断时的常微分方程，得到归一化后电感电流和输出电压的相轨迹：
Figure BDA0003468169380000063
其中，u＝0时，电感电流和输出电压的相轨迹是以(Vccn,ion)为圆心，以期望工作点
Figure BDA0003468169380000064
到圆心(Vccn,ion)为半径的圆；而u＝1时，电感电流和输出电压的相轨迹是经过点
Figure BDA0003468169380000065
斜率为
Figure BDA0003468169380000066
的直线。如图2所示，Boost变换器的开通和关断轨迹在目标工作点处相切，理想情况下，系统到达稳态时，Boost变换器在目标工作点附近做高频开通和关断切换。
若输出电压不能为负，且Boost变换器在稳态期间工作在连续导通模式(CCM)。
一种Boost变换器的数字化最优时间动态控制方法，其结构框图如图3所示，包括以下步骤：
步骤1.判断电路处于稳态还是瞬态，如果是瞬态，执行步骤2；否则执行步骤5；其中，负载电流出现跳变时，进入瞬态，瞬态结束，进入稳态；
步骤2.判断负载是由重载到轻载变化还是轻载到重载变化，如果是轻载到重载，执行步骤3；否则执行步骤4；如果负载出现扰动时候，下一时刻负载电流相比于当前时刻负载电流增加就是重载，否则就是轻载；
步骤3.当负载从轻载到重载跃变时，在ton期间内开关管开通，占空比为100％；在tof期间内开关管关断，占空比为0％，输出电压重新到达稳态的最短恢复时间为tMRT，tMRT＝ton+toff其中，
Figure BDA0003468169380000071
具体过程如图4所示，
图4为负载从轻载到重载时简化最优时间动态控制图，点3是重载时已知的期望目标工作点，所以在重载时在点3时的开通和关断轨迹分别为：
Figure BDA0003468169380000072
Figure BDA0003468169380000073
当von＝0时；开通和关断轨迹上的电感电流分别为：
Figure BDA0003468169380000074
Figure BDA0003468169380000075
如图4(a)所示，负载从轻载向重载变化时，在初始时刻，工作点位于1处，由于负载电流的升高，目标工作点从1处移动到3处；而在初始时刻电感所储存的能量不足以供给输出滤波电容和负载，所以开关在初始时刻被开通，其开通时间由负载变化的大小决定，负载出现大的扰动时(iLnA＜iLnB)输出电压会进入断续模式，而负载出现小的扰动时(iLnA≥iLnB)输出电压会进入连续模式；
在后续已知的电路参数的情况下和在输出电压为0的情况下，通过计算开通和关断轨迹的电感电流值，发现输出电压在从轻载向重载跃变时出现扰动时不会进入断续模式。此时，为了获得最小恢复时间，工作点遵循轨迹λon，直到到达点2处结束，此时t12n是电感电流充电阶段；然后，开关管关断，工作状态从工作点2开始遵循轨迹λoff指向目标操作点3，覆盖角度(β2-α)，此时t23n是电感电流的放电阶段。
图4(b)和图4(c)分别表示负载从轻载到重载跃变过程中输出电压和电感电流的变化轨迹，具体的计算方式如下：
在工作点1处的电感电流和输出电压是轻载时的已知期望工作点，从点1到点2的开通轨迹λon的直线方程是：
Figure BDA0003468169380000076
联立公式7和10求出点2的坐标
Figure BDA0003468169380000081
Figure BDA0003468169380000082
其中：
Figure BDA0003468169380000083
通过执行几何分析得到加载瞬态(tMRT)
Figure BDA0003468169380000084
其中，
Figure BDA0003468169380000085
Figure BDA0003468169380000086
所以，当负载从轻载跃变到重载时，在ton期间内开关管开通，占空比为100％；在toff期间内开关管关断，占空比为0％。输出电压重新到达稳态的最下恢复时间为tMRT；
步骤4.当负载从重载到轻载跃变时，在ton期间内开关管开通，占空比为100％；在toff期间内开关管关断，占空比为0％，输出电压重新到达稳态的最短恢复时间为tMRT，tMRT＝ton+toff；
其中，
Figure BDA0003468169380000087
toff＝t12n+t22'n，
Figure BDA0003468169380000088
Figure BDA0003468169380000089
具体过程为：
图5为负载从重载到轻载时本发明简化最优时间动态控制图，工作点3是轻载时已知的期望目标工作点，所以在轻载时其操作点的开通和关断轨迹分别为：
Figure BDA00034681693800000810
Figure BDA0003468169380000091
在工作点1处的电感电流和输出电压是重载时的已知期望工作点，从点1到点2的关断轨迹λoff的直线方程是：
Figure BDA0003468169380000092
当iLn＝0时，开通和关断轨迹上的输出电压分别为：
Figure BDA0003468169380000093
Figure BDA0003468169380000094
负载降压过程中，为了获得最小恢复时间，假定当负载降压发生在初始点1时，开关管立即关闭。变换器的状态开始沿着轨迹λoff变化。其关断时间由负载变化的大小决定，负载出现大的扰动电感电流会进入断续模式(vonA＞vonB)，而负载出现小的扰动时电感电感电流会进入连续模式(vonA≤vonB)。
在已知的电路参数和在电感电流为0的情况下，通过计算开通和关断轨迹的输出电压值，发现电感电流在从重载向轻载跃变时出现大的扰动电感电流会进入断续模式。如图5(a)所示。此时，为了获得最小恢复时间，工作点遵循轨迹λoff，直到到达点2’处结束，此时t12'n是电感电流充电阶段；然后，开关管开通，工作状态从工作点2’开始遵循轨迹λon指向目标操作点3，此时t2'3n是电感电流的放电阶段。
图5(b)和图5(c)分别表示负载从重载到轻载跃变过程中输出电压和电感电流的变化轨迹，具体的计算方式如下：
已知开通轨迹最终时刻的电感电流值iLnB＝0，开关管开通时的时间可以计算为：
Figure BDA0003468169380000095
开关管关断的时间分为两部分，一部分是电感电流连续部分t12n，还有一部分是电感电流断续部分t22'n，这两部分时间计算如下：
Figure BDA0003468169380000096
其中：
Figure BDA0003468169380000101
Figure BDA0003468169380000102
而在t22'n时间段内，电感电流处于断续模式，此时输出电容向负载供电，在这一过程中，近似认为负载电流不变，为ion2，因为负载扰动时电压波动不大，近似认为输出电压等于期望电压，所以认为负载电流在负载出现阶跃扰动以后变化波动不大。此时根据
Figure BDA0003468169380000103
得到：
Figure BDA0003468169380000104
那么，总的关断时间是：
toff＝t12n+t22'n (22)
所以负载从重载到轻载大跃变时，在ton期间内开关管开通，占空比为100％；在toff期间内开关管关断，占空比为0％。
步骤5.当电路为稳态时，由于升压变换器的电压动态存在逆响应，一般情况下，右半平面零点zRHP对闭环带宽wcl的限制为：wcl＜zRHP/2，这也导致传统的线性控制难以产生比较好的控制效果。针对这一类非最小相位系统的闭环带宽被右半平面零点限制，通过将极点信息合并到扩张状态观测器的传统自抗扰控制(ADRC)控制器的基础上，将扰动部分中的右半平面零点分离出来，再设计滤波器来减轻升压变换器中右半平面零点对系统的影响，即通过改进后的自抗扰控制器进行控制，其电路结构框图如图6所示，根据被控对象(Boost升压变换器)的输出方程，得到扩张观测器ESO的观测方程，ESO分别观测出输出电压、输出电压导数和部分扰动的这三个值，而另一部分与右半平面零点有关的扰动被分离出来以后经过低通滤波器，非最小相位环节现象得到了改善，最后根据PD控制和扰动值得到它的控制输入u。图中，yref表示期望的输出电压，y为输出电压，bo是控制输入u的系数，b1是控制输入u导数的系数，c是低通滤波器的时间常数，z1,z2,z3分别是输出电压、输出电压导数和部分扰动的观测值；controller为PD控制器，plant为被控对象，Extended State Observe为扩张状态观测器；
自抗扰控制器的具体设计过程为：
将Boost变换器的动力学方程经过线性化后整理成为ADRC框架下的形式：
Figure BDA0003468169380000105
其中，
Figure BDA0003468169380000111
ξ(t)代表系统内部扰动和外部扰动的净扰动，而y,
Figure BDA0003468169380000112
u,
Figure BDA0003468169380000113
分别表示输出电压、输出电压的一阶导数、输出电压的二阶导数，控制输入占空比以及导数；
为了提高观测器的效率，以及减轻观测压力，将极点信息合并到扩张状态观测器(ESO)，得到如下标称方程：
Figure BDA0003468169380000114
其中，fn是包括具有右半平面的总扰动，将扰动部分fn中包括的右半平面零点部分分离出来，如公式25所示，
Figure BDA0003468169380000115
其中，wo是观测器带宽，s为拉普拉斯算子，fζ是除了右半平面零点以外的其它扰动。
为了改进右半平面零点的作用，通过增加一个滤波器来平衡右半平面零点的影响；设计的滤波器为：
Figure BDA0003468169380000116
令x1＝y,
Figure BDA0003468169380000117
修改后的状态方程为：
Figure BDA0003468169380000118
其中，g是被假定为有界但是未知的；
改进后的ESO的形式为：
Figure BDA0003468169380000121
其中
Figure BDA0003468169380000122
分别表示通过扩展观测器观测一部分扰动fζ和系统输出x1及其导数x2的观测值；
具有扰动的系统简化为：
Figure BDA0003468169380000123
为了简化成公式28的形式，控制器u被设计为：
Figure BDA0003468169380000124
通过选择反馈控制实现所需的闭环性能：
Figure BDA0003468169380000125
基于带宽参数化技术，分别用wo和wc表示的观测器和控制器带宽。通过使用参数化观测器和控制器增益，简化了ADRC方案中要调整的参数数量。选择观测器增益βa1＝3wo,βa2＝3wo 2,βa3＝wo 3和控制器增益k1＝wc 2,k2＝2wc。
实施例1
采用本发明控制方法对Boost变化器进行控制仿真，当变化器的电路参数如表1所示时，控制器和观测器的增益选择为wc＝500rad/s,wo＝4500rad/s。
电阻从5A到10A(轻载到重载)和10A到5A(重载到轻载)电压变化的仿真如图7和图8所示，动态过程电感电流的变化如图9所示。从上述图中可以看出，负载从5A到10A跃变时，输出电压动态恢复时间大约6ms，而为负载10A到5A跃变时，动态恢复时间大约为10ms。
图10和图11分别为原始ADRC控制方法和改进的ADRC控制方法的仿真结果。图10表示的是使用传统ADRC控制得到的电压波形，当电阻从5A到10A(图10.a)和10A到5A(图10.b)变化时候输出电压达到稳态的时间分别大约为15ms和10ms；图11表示的是使用传统ADRC与本论文提出的数字时间最优控制相结合得到的电压波形，当电阻从5A到10A(图11.a)和10A到5A(图11.b)变化时候输出电压达到稳态的时间分别大约为15ms和14ms。因此，综合图9,10,11所示，本发明控制方法在负载扰动时有较好的动态响应，而且通过设计滤波器改进的ADRC控制器在在动态响应和闭环带宽之间得到了比较好折中。
表1
参数 值
Vcc 30V
Vo 50V
fs 100KHz
L 500μH
C 1000μF
D 0.4
R 50Ω
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。

Claims (6)

1.一种Boost变换器的数字化最优时间动态控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1.判断Boost变换器的电路处于稳态还是瞬态，如果是瞬态，执行步骤2；否则执行步骤5；
步骤2.判断负载是由重载到轻载变化还是轻载到重载变化，如果是轻载到重载，执行步骤3；否则执行步骤4；所述重载到轻载变化即下一时刻负载电流相比于当前时刻负载电流减小；
步骤3.当负载从轻载到重载跃变时，在ton期间内开关管开通，占空比为100％，在toff期间内开关管关断，占空比为0％，输出电压重新到达稳态的最短恢复时间为tMRT，tMRT＝ton+toff；
其中，
Figure FDA0004131505380000011
上式中，Ion3为重载时已知的期望目标工作点处的负载电流，iLn2为暂态点的电感电流，von2为暂态点的输出电压，Vccn为归一化输入电压，iLnt为重载工作点的电感电流，iLn(0)为轻载工作点处的初始电感电流；
步骤4.当负载从重载到轻载跃变时，在ton期间内开关管开通，驱动信号占空比为100％；在toff期间内开关管关断，驱动信号占空比为0％，输出电压重新到达稳态的最短恢复时间为tMRT，tMRT＝ton+toff，
其中，
Figure FDA0004131505380000012
上式中，iLn(0)为重载工作点处的初始电感电流值，iLnt为轻载时已知的期望目标工作点处电感电流值，vonA为关断轨迹在电感电流为0处的输出电压值，vonB为开通轨迹在电感电流为0处的输出电压值，ion2为暂态点处的负载电流；
步骤5.当电路为稳态时，使用改进的自抗扰控制控制器进行控制，其中，自抗扰控制控制器具体为，
Figure FDA0004131505380000013
上式中，k1和k2为控制器增益，yref为期望的输出电压，
Figure FDA0004131505380000014
分别为扩张观测器观测到的输出电压和输出电压倒数，b0为控制输入的系数，
Figure FDA0004131505380000015
为估计的扰动。
2.如权利要求1所述的数字化最优时间动态控制方法，其特征在于，所述Boost变换器的拓扑结构包括：电感、电容、开关管和二极管；其中，开关管的漏极与电感的一端连接，开关管的源极与输入电源负极相连；二极管的阳极与电感的一端和开关管的漏极相连，二极管的阴极与输出电容的一端连接，输出电容的另一端与电源负极相连。
3.如权利要求1所述的数字化最优时间动态控制方法，其特征在于，所述Boost变换器的输出电压不能为负。
4.如权利要求1所述的数字化最优时间动态控制方法，其特征在于，所述Boost变换器在稳态期间的工作模式为连续导通模式。
5.如权利要求1所述的数字化最优时间动态控制方法，其特征在于，无论是轻载到负载的变化还是负载到轻载的变化，负载扰动使得变换器的输出电压不为0。
6.如权利要求1所述的数字化最优时间动态控制方法，其特征在于，控制器增益k1＝wc 2,k2＝2wc，wc为带宽参数化的控制器增益。
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