CN109842300B - 一种基于单移相的全桥直流变换器的瞬时电流控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于单移相的全桥直流变换器的瞬时电流控制方法，该控制方法在全桥直流变换器处于稳态的情况下，当V1侧和V2侧两个H桥电路输出的相电压波形间的移相比Df改变时，通过调节过渡区间内V1侧或V2侧H桥电路开关管的驱动波形，使得变压器的电感电流仅经过半个开关周期的过渡区间就可达到平衡，而且大大降低了电感电流的直流偏置的幅度，避免了变压器出现磁饱和问题，且算法可移植性较高，从而改善了变换器的动态特性。
Description
技术领域
本发明属于全桥直流变换器技术领域，具体涉及一种基于单移相的全桥直流变换器的瞬时电流控制方法。
背景技术
全桥直流变换器是由一个高频或中频变压器和两个H桥电路构成，其拓扑结构如图1所示。它是一种隔离型双向直流变换器，具有高功率密度、宽电压输入，较低的开关应力，易于实现软开关和控制简单等优点，适用于中、大功率场合，适合应用于混合动力汽车、电力电子变压器，轨道牵引以及智能电网能量存储系统等。
对于工作在单移相控制策略选的全桥直流变换器，在稳态状态下，添加扰动或改变其控制变量，会造成变压器中电感电流出现直流偏置的现象，并以τ＝Ls/Rs为时间常数逐渐衰减(其中，Ls为变压器中等效电感值，Rs为变压器中等效电阻值)，严重的话，会导致变压器磁饱和。在实际的变换器设计过程中，为了实现两个直流侧较宽的电压变化范围，变压器中的等效电感值Ls需要被设计得较大，同时为了提高变换器效率，变压器中等效电阻值Rs则需要被设计得较小以减小线路损耗。因此，时间常数往往会变得比较大，进而使得变换器电感电流的暂态时间较长。
现有的改善上述现象的几种典型控制方法如下，最优轨迹控制法，该方法需要电压传感器和高速电流传感器，通过检测上一个步长中输入输出电压的大小以及电感电流的大小和方向，决定下一个步长开关管的开关状态。该控制方法比较复杂。而且对于不同的单相双有源直流变换器，该算法需要在此计算，可移植性较差；还有一种暂态电流控制方法，该方法通过在两个稳态之间添加一个过渡状态，通过对过渡状态内移相比大小进行调节，可以使电感电流在过渡区间迅速达到新的平衡，而且不需要高速电流传感器，节约硬件成本。但是仍然需要电压传感器检测输入输出电压，可移植性一般，对于不同的单相双有源直流变换器仍然需要再次计算，但是运算量较小；还有一种方法是通过优化控制设计，将负载电流的变换作为前馈引入控制环，该控制方法提升了建模的复杂度，同样对于不同的全桥直流变换器需要重新建模，可移植性较差。综上可以看出现有的方法需要电压电流传感器等硬件，此外可移植性较差。
发明内容
为了克服上述现有技术存在的缺陷，本发明的目的在于提供一种基于单移相的全桥直流变换器的瞬时电流控制方法，该控制方法能够使变压器电感电流在半个开关周期之内快速达到平衡，提高了变换器的动态响应，不需要电压电流传感器等硬件资源，大大降低了电感电流的直流偏置的幅度，避免了变压器出现磁饱和问题，且算法可移植性较高。
为达到上述目的，本发明通过以下技术方案来实现的：
一种基于单移相的全桥直流变换器的瞬时电流控制方法，全桥直流变换器为双有源全桥直流变换器，且全桥直流变换器由中频或高频变压器，V1侧H桥电路及V2侧H桥电路组成，全桥直流变换器工作在单移相的调制策略下，全桥直流变换器在单移相的调制策略下的控制变量只有一个，即两个H桥电路中相应开关器件的驱动信号之间的移相比为Df，移相比即移相角与π的比值，通过改变移相比Df的大小和正负进而改变全桥直流变换器传输功率的大小和方向，在该控制策略下，V1侧和V2侧两个H桥电路输出相电压的占空比均被控制为50％的方波；
在全桥直流变换器处于稳态时，当负载变化引起移相比Df改变时，通过调节V1侧或V2侧H桥电路开关管的驱动波形，使得变压器的电感电流经过半个开关周期的过渡区间达到平衡，完成基于单移相的全桥直流变换器的瞬时电流控制；其中，H桥电路的相电压函数为ux(t)，相电压函数的值为1代表该相输出正电平，其值为0代表该相输出0电平，值为-1代表该相输出负电平，x＝1或2，分别代表V1侧和V2侧H桥电路。
本发明进一步的改进在于，当改变后的V1侧与V2侧H桥电路之间的移相比Df2大于改变前的V1侧与V2侧H桥电路之间的移相比Df1时，则有：
当对V1侧H桥电路加瞬时电流控制算法时，全桥直流变换器在稳态运行时移相比为Df1，引入扰动后，定义V1侧H桥电路的相电压函数u1(t)在检测到扰动时刻所处的高电平或低电平左侧的上升沿或下降沿时刻为0时刻，先经过(Ts-DfΔTs)/2进入过渡区间；进入过渡区间立刻输出零电平，并持续(DfΔTs)/2后结束过渡区间，进入移相比为Df2的下一个稳态，其中Ts为开关周期，DfΔ为过渡区间的移相比；
当对V2侧H桥电路加瞬时电流控制算法时，全桥直流变换器在稳态运行时移相比为Df1，引入扰动后，定义V2侧H桥电路的相电压函数u2(t)在检测到扰动时刻所处的高电平或低电平右侧的上升沿或下降沿时刻为0时刻，先经过(Ts-DfΔTs)/2进入过渡区间；进入过渡区间立刻输出零电平，并持续(DfΔTs)/2后结束过渡区间，进入移相比为Df2的下一个稳态，其中Ts为开关周期，DfΔ为过渡区间的移相比。
本发明进一步的改进在于，V1侧和V2侧H桥电路的过渡区间为(DfΔTs)/2，其中DfΔ为：
DfΔ＝Df2-Df1 (1)。
本发明进一步的改进在于，当改变后的V1侧与V2侧H桥电路之间的移相比Df2小于改变前的V1侧与V2侧H桥电路之间的移相比Df1时，则有：
当对V1侧H桥电路加瞬时电流控制算法时，全桥直流变换器在稳态运行时移相比为Df1，引入扰动后，定义V1侧H桥电路的相电压函数u1(t)在检测到扰动时刻所处的高电平或低电平右侧的上升沿或下降沿时刻为0时刻，先经过(Ts-DfΔTs)/2进入过渡区间；进入过渡区间立刻输出零电平，并持续(DfΔTs)/2后结束过渡区间，进入移相比为Df2的下一个稳态，其中Ts为开关周期，DfΔ为过渡区间的移相比；
当对V2侧H桥电路加瞬时电流控制算法时，全桥直流变换器在稳态运行时移相比为Df1，引入扰动后，定义V2侧H桥电路的相电压函数u2(t)在检测到扰动时刻所处的高电平或低电平左侧的上升沿或下降沿时刻为0时刻，先经过(Ts-DfΔTs)/2进入过渡区间；进入过渡区间立刻输出零电平，并持续(DfΔTs)/2后结束过渡区间，进入移相比为Df2的下一个稳态，其中Ts为开关周期，DfΔ为过渡区间的移相比。
本发明进一步的改进在于，V1侧和V2侧H桥电路的过渡区间为(DfΔTs)/2，其中DfΔ为：
DfΔ＝Df1-Df2 (2)。
与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果：
本发明提供的一种基于单移相的全桥直流变换器的瞬时电流控制方法，能够在全桥直流变换器发生扰动后，通过在过渡区间内改变V1或V2侧H桥电路开关管的驱动波形，使得变压器电感电流仅经过半个开关周期的过渡区间就可达到平衡。本发明解决了变压器电感电流在暂态过程中的直流偏置问题，大大降低电感电流直流偏置的幅度，防止变压器磁饱和，改善了变换器的动态性能。本发明提出的瞬时电流控制方法不依赖输入或输出电压以及变压器电感电流，因此不需要电压或电流传感器，节约了硬件成本。此外，本发明提出的瞬时电流控制方法对单相全桥直流变换器的无源参数没有要求，因此算法可移植性较高，对于不同功率等级，不同电压等级的拓扑都可以直接使用。
附图说明
图1为单相双有源直流变换器的拓扑结构图；
图2为基于单移相双有源直流变换器稳态时相电压及电感电流波形图；
图3为移相比Df减小时，瞬时电流控制方法中改变暂态过程V2侧H桥电路相电压波形的示意图；
图4为移相比Df增大时，瞬时电流控制方法中改变暂态过程V2侧H桥电路相电压波形的示意图；
图5为移相比Df减小时，瞬时电流控制方法中改变暂态过程V1侧H桥电路相电压波形的示意图；
图6为移相比Df增大时，瞬时电流控制方法中改变暂态过程V1侧H桥电路相电压波形的示意图；
图7为发生功率阶跃后，瞬时电流控制与传统控制两种方法对比的电感电流波形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体的实施例对本发明做进一步的详细说明，所述是对本发明的解释而不是限定。
双有源全桥直流变换器的拓扑结构如图1所示。其中，假设功率是从V1侧流向V2侧，则V1是输入侧直流电压，V2是输出侧直流电压。Ls是变压器的漏感或附加电感；Rs是线路电阻，iL是变压器的电感电流，变压器的变比为n:1。稳态时，基于单移相双有源直流变换器相电压及电感电流波形如图2所示。
设定双有源全桥直流变换器的一组基本参数如表1所示。
表1
| 参数 | 数值 | 参数 | 数值 |
| V<sub>1</sub>侧电压稳态值V<sub>1</sub> | 80V | 开关频率f<sub>s</sub> | 20kHz |
| V<sub>2</sub>侧电压稳态值V<sub>2</sub> | 30V | 额定传输功率P<sub>o</sub> | 100W |
| 变压器变比n | 1 | 电阻 | 0.2Ω |
| V<sub>2</sub>侧输出电容C<sub>o</sub> | 500μF | 电感 | 35μH |
在单相双有源桥式直流变换器的稳态运行时，采用单移相调制策略。这种调制策略下仅有一个控制变量：V1侧和V2侧两个H桥电路相应开关管驱动脉冲间的移相比Df。
根据本发明描述，需要做两个实验比较，第一个实验暂态过程中移相比Df增大，第二个实验暂态过程中移相比Df减小。对于表1中的基本参数，可以得到在这种调制策略下，实验一中变换器处于稳态1时的控制变量为：移相比Df1为0.2。假设此时由于传输功率或其它控制需求的变化，控制变量移相比Df需要发生变化，分别从稳态情况下的移相比Df1＝0.2改变至移相比Df2＝0.7643；实验二中变换器处于稳态1时的控制变量为：移相比Df1为0.7643。假设此时由于传输功率或其它控制需求的变化，控制变量移相比Df需要发生变化，分别从稳态情况下的移相比Df1＝0.7643改变至移相比Df2＝0.2。在传统控制方式下，当系统检测到负载变化后，移相比Df指令会立刻完成改变，而这种方法将会导致电感电流偏置且经过很长的暂态才能稳定。
当使用本发明中具有半个开关周期的过渡区间的瞬时电流控制方法时，对于实验一来说，当对V1侧H桥电路加瞬时电流控制算法时，全桥直流变换器在稳态运行时移相比为Df1，引入扰动后，定义V1侧H桥电路的相电压函数u1(t)在扰动所处的高电平或低电平左侧的上升沿或下降沿时刻为0时刻，先经过(Ts-DfΔTs)/2进入过渡区间；进入过渡区间立刻输出零电平，并持续(DfΔTs)/2后结束过渡区间，进入移相比为Df2的下一个稳态，电感电流及相电压波形的仿真结果如图6所示。
当对V2侧H桥电路加瞬时电流控制算法时，全桥直流变换器在稳态运行时移相比为Df1，引入扰动后，定义V2侧H桥电路的相电压函数u2(t)在扰动所处的高电平或低电平右侧的上升沿或下降沿时刻为0时刻，先经过(Ts-DfΔTs)/2进入过渡区间；进入过渡区间立刻输出零电平，并持续(DfΔTs)/2后结束过渡区间，进入移相比为Df2的下一个稳态，电感电流及相电压波形的仿真结果如图4所示。
其中DfΔ为：
DfΔ＝Df2-Df1 (1)
当使用本发明中具有半个开关周期的过渡区间的瞬时电流控制方法时，对于实验二来说，
当对V1侧H桥电路加瞬时电流控制算法时，全桥直流变换器在稳态运行时移相比为Df1，引入扰动后，定义V1侧H桥电路的相电压函数u1(t)在扰动所处的高电平或低电平右侧的上升沿或下降沿时刻为0时刻，先经过(Ts-DfΔTs)/2进入过渡区间；进入过渡区间立刻输出零电平，并持续(DfΔTs)/2后结束过渡区间，进入移相比为Df2的下一个稳态，电感电流及相电压波形的仿真结果如图5所示。
当对V2侧H桥电路加瞬时电流控制算法时，全桥直流变换器在稳态运行时移相比为Df1，引入扰动后，定义V2侧H桥电路的相电压函数u2(t)在扰动所处的高电平或低电平左侧的上升沿或下降沿时刻为0时刻，先经过(Ts-DfΔTs)/2进入过渡区间；进入过渡区间立刻输出零电平，并持续(DfΔTs)/2后结束过渡区间，进入移相比为Df2的下一个稳态，电感电流及相电压波形的仿真结果如图3所示。
其中DfΔ为：
DfΔ＝Df1-Df2 (2)
瞬时电流控制与传统控制两种方法对比的电感电流波形如图7所示。
Claims (1)
1.一种基于单移相的全桥直流变换器的瞬时电流控制方法，其特征在于，全桥直流变换器为双有源全桥直流变换器，且全桥直流变换器由中频或高频变压器，V1侧H桥电路及V2侧H桥电路组成，全桥直流变换器工作在单移相的调制策略下，全桥直流变换器在单移相的调制策略下的控制变量只有一个，即两个H桥电路中相应开关器件的驱动信号之间的移相比为Df，移相比即移相角与π的比值，通过改变移相比Df的大小和正负进而改变全桥直流变换器传输功率的大小和方向，在该控制策略下，V1侧和V2侧两个H桥电路输出相电压的占空比均被控制为50％的方波；
在全桥直流变换器处于稳态时，当负载变化引起移相比Df改变时，通过调节V1侧或V2侧H桥电路开关管的驱动波形，使得变压器的电感电流经过半个开关周期的过渡区间达到平衡，完成基于单移相的全桥直流变换器的瞬时电流控制；其中，H桥电路的相电压函数为ux(t)，相电压函数的值为1代表该相输出正电平，其值为0代表该相输出0电平，值为-1代表该相输出负电平，x＝1或2，分别代表V1侧和V2侧H桥电路；
当改变后的V1侧与V2侧H桥电路之间的移相比Df2大于改变前的V1侧与V2侧H桥电路之间的移相比Df1时，则有：
当对V1侧H桥电路加瞬时电流控制算法时，全桥直流变换器在稳态运行时移相比为Df1，引入扰动后，定义V1侧H桥电路的相电压函数u1(t)在检测到扰动时刻所处的高电平或低电平左侧的上升沿或下降沿时刻为0时刻，先经过(Ts-DfΔTs)/2进入过渡区间；进入过渡区间立刻输出零电平，并持续(DfΔTs)/2后结束过渡区间，进入移相比为Df2的下一个稳态，其中Ts为开关周期，DfΔ为过渡区间的移相比；
当对V2侧H桥电路加瞬时电流控制算法时，全桥直流变换器在稳态运行时移相比为Df1，引入扰动后，定义V2侧H桥电路的相电压函数u2(t)在检测到扰动时刻所处的高电平或低电平右侧的上升沿或下降沿时刻为0时刻，先经过(Ts-DfΔTs)/2进入过渡区间；进入过渡区间立刻输出零电平，并持续(DfΔTs)/2后结束过渡区间，进入移相比为Df2的下一个稳态，其中Ts为开关周期，DfΔ为过渡区间的移相比；V1侧和V2侧H桥电路的过渡区间为(DfΔTs)/2，其中DfΔ为：
DfΔ＝Df2-Df1 (1)
当改变后的V1侧与V2侧H桥电路之间的移相比Df2小于改变前的V1侧与V2侧H桥电路之间的移相比Df1时，则有：
当对V1侧H桥电路加瞬时电流控制算法时，全桥直流变换器在稳态运行时移相比为Df1，引入扰动后，定义V1侧H桥电路的相电压函数u1(t)在检测到扰动时刻所处的高电平或低电平右侧的上升沿或下降沿时刻为0时刻，先经过(Ts-DfΔTs)/2进入过渡区间；进入过渡区间立刻输出零电平，并持续(DfΔTs)/2后结束过渡区间，进入移相比为Df2的下一个稳态，其中Ts为开关周期，DfΔ为过渡区间的移相比；
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
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