CN112713780A - 一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法，包括：在双有源桥变换器拓扑中引入隔直电容，配合不对称移相调制，实现原副边电压的等效电压匹配；在满足等效电压匹配的条件下，推导获得不对称移相控制方法的各个工作模式下的零电压开关范围和功率分布；根据零电压开关范围和功率分布，选取双有源桥变换器全范围的最优工作点；根据输出电压闭环得到原副边之间的移相角，根据电压变比和传输功率大小确定不对称移相调制度。相较于现有技术，发明能拓宽双有源桥DC‑DC变换器的零电压开关范围，能够降低损耗，提高系统效率。

Description

一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法
技术领域
本发明涉及功率变换器技术领域，尤其涉及一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法。
背景技术
双有源桥DC-DC变换器具有高功率密度、高频隔离、功率双向流动的特点，在电力电子变压器、储能系统、电动汽车充电桩等场合有着广泛的应用。
移相控制是双有源桥变换器最为常见的控制方法。传统的单移相控制在输入输出电压匹配，即电压调制比k＝nVo/Vin＝1时，全功率范围内，所有开关管都可以实现零电压开关(Zero Voltage Switch，ZVS)，但在电压调制比不等于1时，零电压开关范围大大减小，原边或副边存在四个开关管无法实现零电压开通，会增加电路开关损耗。
发明内容
针对背景技术中提出的技术问题，本发明的目的在于提供一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法，包括以下步骤：
步骤1，在双有源桥变换器拓扑中引入隔直电容，配合不对称移相调制，实现原副边电压的等效电压匹配；
步骤2，在满足所述等效电压匹配的条件下，推导获得不对称移相控制方法的各个工作模式下的零电压开关范围和功率分布；
步骤3，根据所述零电压开关范围和功率分布，选取双有源桥变换器全范围的最优工作点；
步骤4，根据输出电压闭环得到原副边之间的移相角，根据电压变比和传输功率大小确定不对称移相调制度。
进一步地，在一种实现方式中，所述步骤1，包括：
在所述不对称移相调制中，原边桥臂中点电压存在+Vin、0和-Vin三个电平，持续时间分别为0.5T、DT和(0.5-D)T，其中，D为不对称调制度；
在所述不对称移相调制中，所述原边桥臂中点电压Vab的一个周期平均电压不为0，隔直电容Cp用于消除所述点电压Vab中的直流偏差；
原边电压Vp的波形相当于在所述点电压Vab的基础上减去值为隔直电容电压Vcp的直流偏差，仍为三电平波形，分别为(1-D)Vin、-DVin和-(1+D)Vin；
对于所述不对称移相调制，通过改变所述不对称调制度D，调节所述原边电压Vp的平均值，在电压调制比k小于1的条件下，实现不对称的等效电压匹配，即实现所述原副边电压的等效电压匹配：
Figure BDA0002874167070000021
其中，V+为正半周期电压，
Figure BDA0002874167070000022
为负半周期平均电压，Vin为输入电压，Vo为输出电压，D为不对称调制度，T为开关周期，n为变压器变比。
进一步地，在一种实现方式中，所述步骤2，包括：
在满足所述等效电压匹配的条件下，根据所述不对称调制度D和移相角
Figure BDA0002874167070000023
的大小关系，所述不对称移相调制可分为4个工作模式，分别为：
模式A：
Figure BDA0002874167070000024
模式B：
Figure BDA0002874167070000025
模式C：-0.5<D<0，
Figure BDA0002874167070000026
模式D：-0.5<D<0，
Figure BDA0002874167070000027
在所述模式A中，各个时刻的电感电流表达式为：
Figure BDA0002874167070000028
其中，iL(t0)-iL(t4)为t0-t4时刻的电感电流，L为电感值；
对于所述模式A，各个开关管零电压开通的条件为：
Figure BDA0002874167070000031
其中，S1-S8表示8个开关管；
在所述不对称调制度D和移相角
Figure BDA0002874167070000032
取值满足
Figure BDA0002874167070000039
时，t0时刻的电感电流iL(t0)<0和t3时刻的电感电流iL(t3)<0始终成立，则所述开关管中S1、S4、S6和S7始终可以实现零电压开关；
将所述移相角
Figure BDA0002874167070000033
作为不对称调制度D的函数
Figure BDA00028741670700000310
t0时刻的电感电流iL(t0)>0和t2时刻的电感电流iL(t2)>0成立需要满足：
Figure BDA0002874167070000034
其中，
Figure BDA0002874167070000035
为t2时刻的电感电流iL(t2)>0所限制的零电压开通范围边界；
t4时刻的电感电流iL(t4)<0成立需要满足：
Figure BDA0002874167070000036
其中，
Figure BDA0002874167070000037
为t2时刻的电感电流iL(t4)<0所限制的零电压开通范围边界；
以上为所述模式A的零电压开通范围，为：
Figure BDA0002874167070000038
进一步地，在一种实现方式中，所述步骤2，包括：
所述模式B中，各个时刻的电感电流表达式为：
Figure BDA0002874167070000041
所述模式B的各开关管零电压开通条件为：
Figure BDA0002874167070000042
在所述不对称调制度D和移相角
Figure BDA0002874167070000043
取值满足
Figure BDA0002874167070000044
时，t0时刻的电感电流iL(t0)<0、iL(t1)>0、t2时刻的电感电流iL(t2)>0、t4时刻的电感电流iL(t4)<0始终成立，原边开关管S1、S2和S4，副边开关管S5、S6、S7和S8始终可以实现零电压开通；S3的零电压开通范围受到t3时刻的电感电流iL(t3)>0条件的限制，为：
Figure BDA0002874167070000045
其中，
Figure BDA0002874167070000046
为iL(t3)>0所限制的零电压开通范围边界；
以上为所述模式B的零电压开通范围，为：
Figure BDA0002874167070000047
进一步地，在一种实现方式中，所述步骤2，包括：
所述模式C中，各个时刻的电感电流表达式为：
Figure BDA0002874167070000051
各开关管的零电压条件为：
Figure BDA0002874167070000052
在所述模式C的-0.5<D<0，
Figure BDA0002874167070000053
取值范围内，iL(t0)<0，iL(t2)>0，iL(t4)<0始终成立，即开关管S1、S3、S4、S6和S7可以满足零电压开通；
开关管S2、S5和S8的零电压开通范围受限于iL(t3)>0和iL(t1)>0，为：
Figure BDA0002874167070000054
其中，
Figure BDA0002874167070000055
为iL(t3)>0所限制的零电压开通边界；
以上为所述模式C的零电压开通范围，为：
Figure BDA0002874167070000056
进一步地，在一种实现方式中，所述步骤2，包括：
所述模式D中，各个时刻的电感电流表达式为：
Figure BDA0002874167070000061
各开关管的零电压开通条件为：
Figure BDA0002874167070000062
在所述模式D中
Figure BDA0002874167070000066
的取值范围内，iL(t0)<0，iL(t2)>0，iL(t3)>0，iL(t4)<0始终成立，则除S3外，模式D中其他开关管始终都能实现零电压开通；S3的零电压开通的范围被iL(t1)>0所限制，为：
Figure BDA0002874167070000063
其中，
Figure BDA0002874167070000064
为iL(t1)>0所限制的零电压开通边界；
以上为所述模式D的零电压开通范围，为：
Figure BDA0002874167070000065
进一步地，在一种实现方式中，
根据所述模式A、模式B、模式C和模式D的零电压开通范围，综合得到全范围的零电压开通范围：
Figure BDA0002874167070000071
其中，
Figure BDA0002874167070000072
为移相角
Figure BDA0002874167070000073
关于不对称调制度D的函数值，即获得所述各个工作模式下的零电压开关范围。
进一步地，在一种实现方式中，所述步骤2，包括：
传输功率可由一个开关周期内平均传输功率表示，计算公式为：
Figure BDA0002874167070000074
其中，
Figure BDA0002874167070000075
为传输功率，Vp(t)为原边电压，iL(t)为电感电流；
根据以上公式，计算得到所述模式A-模式D的传输功率表达式为：
Figure BDA0002874167070000076
其中，PA-PD分别表示模式A-模式D的传输功率表达式，即获得所述各个工作模式下的功率分布。
进一步地，在一种实现方式中，所述步骤3，包括：
依次遵循以下标准，选取所述双有源桥变换器全范围的最优工作点，所述最优工作点具有完备的传输功率范围和最大的零电压开关区域：
所述模式A下的功率可以从0开始变化，且轻载条件下所有所述开关管都可以零电压开关；所述模式C和模式D在重载条件具有更大的零电压开关范围；取中间变量d∈(0,0.5)，取功率参考值
Figure BDA0002874167070000077
当传输功率P∈(0,P*)时，D＝d，工作在所述模式A；当所述传输功率P>P*时，D＝-d，工作在所述模式C和模式D。
进一步地，在一种实现方式中，所述步骤4，包括：
所述移相角
Figure BDA0002874167070000081
和不对称调制度D分别控制；
参考电压Vo*与输出电压Vo做差，经过PI控制器，得到所述移相角
Figure BDA0002874167070000082
采样输入电压Vin、输出电压Vo、输出电流Io和变压器变比n，计算输出功率P＝Vo Io和不对称调制度的中间变量d＝1-n Vo/Vin；
在忽略损耗的条件下，所述输出功率P和传输功率近似相等；
计算功率参考值
Figure BDA0002874167070000083
并判断所述功率参考值P*和输出功率P的大小关系；
若P<P*，D＝d；若P>P*，D＝-d；
所述移相角
Figure BDA0002874167070000084
和不对称调制度D共同影响脉冲宽度调制，决定双有源桥不对称电压匹配移相控制的工作模式。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法，在双有源桥DC-DC变换器拓扑中，引入隔直电容，配合不对称移相调制，可以实现原副边电压的等效电压匹配；在满足电压匹配的条件下，推导不对称移相控制方法的各个工作模式下零电压开关范围和功率分布；根据零电压开关范围及功率分布，选取双有源桥变换器全范围的最优工作点；原副边之间的移相角由输出电压闭环得到，不对称移相调制度根据电压变比确定及传输功率大小确定。
本发明与现有技术相比，其显著优点为：1)本发明控制方法采用不对称移相调制，开关管占空比可调，控制更加灵活；2)本发明控制方法通过调节不对称调制度，配合隔直电容，可以实现原副边电压的等效电压匹配；3)本发明控制方法拓展了开关管的零电压开通范围，在全功率范围内，至多只有一个开关管无法实现零电压开通。
附图说明
为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，对于本领域普通技术人员而言，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为带隔直电容的双有源桥DC-DC变换器拓扑示意图；
图2为不对称移相调制的开关特性和工作原理波形图；
图3为各开关管零电压开关范围示意图；
图4为归一化功率分布示意图；
图5为不对称电压匹配移相控制方法控制框图；
图6a为第一个工作点单移相控制波形图；
图6b为第二个工作点单移相控制波形图；
图6c为第三个工作点单移相控制波形图；
图6d为第四个工作点单移相控制波形图；
图6e为第五个工作点单移相控制波形图；
图6f为第六个工作点单移相控制波形图；
图7a为第一个工作点不对称电压匹配移相控制波形图；
图7b为第二个工作点不对称电压匹配移相控制波形图；
图7c为第三个工作点不对称电压匹配移相控制波形图；
图7d为第四个工作点不对称电压匹配移相控制波形图；
图7e为第五个工作点不对称电压匹配移相控制波形图；
图7f为第六个工作点不对称电压匹配移相控制波形图。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
本发明实施例公开一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法，本方法应用于双有源桥变换器宽电压输出范围的场合，尤其是电压调制比不为1的场合。
本发明实施例提供的一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法，包括以下步骤：
步骤1，在双有源桥变换器拓扑中引入隔直电容，配合不对称移相调制，实现原副边电压的等效电压匹配；
步骤2，在满足所述等效电压匹配的条件下，推导获得不对称移相控制方法的各个工作模式下的零电压开关范围和功率分布；
步骤3，根据所述零电压开关范围和功率分布，选取双有源桥变换器全范围的最优工作点；
步骤4，根据输出电压闭环得到原副边之间的移相角，根据电压变比和传输功率大小确定不对称移相调制度。
本实施例所述的一种双有源桥变换器不对称电压匹配移项控制方法中，所述步骤1，包括：
在所述不对称移相调制中，原边桥臂中点电压存在+Vin、0和-Vin三个电平，持续时间分别为0.5T、DT和(0.5-D)T，其中，D为不对称调制度；
在所述不对称移相调制中，所述原边桥臂中点电压Vab的一个周期平均电压不为0，隔直电容Cp用于消除所述点电压Vab中的直流偏差；
原边电压Vp的波形相当于在所述点电压Vab的基础上减去值为隔直电容电压Vcp的直流偏差，仍为三电平波形，分别为(1-D)Vin、-DVin和-(1+D)Vin；
对于所述不对称移相调制，通过改变所述不对称调制度D，调节所述原边电压Vp的平均值，在电压调制比k小于1的条件下，实现不对称的等效电压匹配，即实现所述原副边电压的等效电压匹配：
Figure BDA0002874167070000101
其中，V+为正半周期电压，
Figure BDA0002874167070000102
为负半周期平均电压，Vin为输入电压，Vo为输出电压，D为不对称调制度，T为开关周期，n为变压器变比。
本实施例所述的一种双有源桥变换器不对称电压匹配移项控制方法中，所述步骤2，包括：
在满足所述等效电压匹配的条件下，根据所述不对称调制度D和移相角
Figure BDA0002874167070000111
的大小关系，所述不对称移相调制可分为4个工作模式，分别为：
模式A：
Figure BDA0002874167070000119
模式B：
Figure BDA0002874167070000112
模式C：-0.5<D<0，
Figure BDA0002874167070000113
模式D：-0.5<D<0，
Figure BDA0002874167070000114
以所述模式A为例，各个时刻的电感电流表达式为：
Figure BDA0002874167070000115
其中，iL(t0)-iL(t4)为t0-t4时刻的电感电流，L为电感值；
对于所述模式A，各个开关管零电压开通的条件为：
Figure BDA0002874167070000116
其中，S1-S8表示8个开关管；
在所述不对称调制度D和移相角
Figure BDA0002874167070000117
取值满足
Figure BDA0002874167070000118
时，t0时刻的电感电流iL(t0)<0和t3时刻的电感电流iL(t3)<0始终成立，则所述开关管中S1、S4、S6和S7始终可以实现零电压开关；
将所述移相角
Figure BDA0002874167070000121
作为不对称调制度D的函数
Figure BDA0002874167070000122
t0时刻的电感电流iL(t0)>0和t2时刻的电感电流iL(t2)>0成立需要满足：
Figure BDA0002874167070000123
其中，
Figure BDA0002874167070000124
为t2时刻的电感电流iL(t2)>0所限制的零电压开通范围边界；
t4时刻的电感电流iL(t4)<0成立需要满足：
Figure BDA0002874167070000125
其中，
Figure BDA0002874167070000126
为t4时刻的电感电流iL(t4)<0所限制的零电压开通范围边界；
以上为所述模式A的零电压开通范围，为：
Figure BDA0002874167070000127
本实施例所述的一种双有源桥变换器不对称电压匹配移项控制方法中，所述步骤2，包括：
所述模式B中，各个时刻的电感电流表达式为：
Figure BDA0002874167070000128
所述模式B的各开关管零电压开通条件为：
Figure BDA0002874167070000131
在所述不对称调制度D和移相角
Figure BDA0002874167070000132
取值满足
Figure BDA0002874167070000133
时，t0时刻的电感电流iL(t0)<0、iL(t1)>0、t2时刻的电感电流iL(t2)>0、t4时刻的电感电流iL(t4)<0始终成立，原边开关管S1、S2和S4，副边开关管S5、S6、S7和S8始终可以实现零电压开通。S3的零电压开通范围受到t3时刻的电感电流iL(t3)>0条件的限制，为：
Figure BDA0002874167070000134
其中，
Figure BDA0002874167070000135
为iL(t3)>0所限制的零电压开通范围边界。
以上为所述模式B的零电压开通范围，为：
Figure BDA0002874167070000136
本实施例所述的一种双有源桥变换器不对称电压匹配移项控制方法中，所述步骤2，包括：
所述模式C中，各个时刻的电感电流表达式为：
Figure BDA0002874167070000137
各开关管的零电压条件为：
Figure BDA0002874167070000141
在所述模式C的-0.5<D<0，
Figure BDA0002874167070000142
取值范围内，iL(t0)<0，iL(t2)>0，iL(t4)<0始终成立，即开关管S1、S3、S4、S6和S7可以满足零电压开通。
开关管S2、S5和S8的零电压开通范围受限于iL(t3)>0和iL(t1)>0，为：
Figure BDA0002874167070000143
其中，
Figure BDA0002874167070000144
为iL(t3)>0所限制的零电压开通边界。
以上为所述模式C的零电压开通范围，为：
Figure BDA0002874167070000145
本实施例所述的一种双有源桥变换器不对称电压匹配移项控制方法中，所述步骤2，包括：
所述模式D中，各个时刻的电感电流表达式为：
Figure BDA0002874167070000146
各开关管的零电压开通条件为：
Figure BDA0002874167070000151
在所述模式D中-0.5<D<0，
Figure BDA0002874167070000152
的取值范围内，iL(t0)<0，iL(t2)>0，iL(t3)>0，iL(t4)<0始终成立，则除S3外，模式D中其他开关管始终都能实现零电压开通。S3的零电压开通的范围被iL(t1)>0所限制，为：
Figure BDA0002874167070000153
其中，
Figure BDA0002874167070000154
为iL(t1)>0所限制的零电压开通边界。
以上为所述模式D的零电压开通范围，为：
Figure BDA0002874167070000155
本实施例所述的一种双有源桥变换器不对称电压匹配移项控制方法中，所述步骤2，包括：
根据所述模式A、模式B、模式C和模式D的零电压开通范围，综合得到全范围的零电压开通范围：
Figure BDA0002874167070000156
其中，
Figure BDA0002874167070000157
为移相角
Figure BDA0002874167070000158
关于不对称调制度D的函数值，即获得所述各个工作模式下的零电压开关范围。
本实施例所述的一种双有源桥变换器不对称电压匹配移项控制方法中，所述步骤2，包括：
传输功率可由一个开关周期内平均传输功率表示，计算公式为：
Figure BDA0002874167070000161
其中，
Figure BDA0002874167070000162
为传输功率，Vp(t)为原边电压，iL(t)为电感电流；
本实施例中，t0表示开关周期开始时刻，t5表示开关周期结束时刻，如图2中对应示出的，t5时刻的各个值都与t0相同。
根据以上公式，计算得到所述模式A-模式D的传输功率表达式为：
Figure BDA0002874167070000163
其中，PA-PD分别表示模式A-模式D的传输功率表达式，即获得所述各个工作模式下的功率分布。
本实施例所述的一种双有源桥变换器不对称电压匹配移项控制方法中，所述步骤3，包括：
依次遵循以下标准，选取所述双有源桥变换器全范围的最优工作点，所述最优工作点具有完备的传输功率范围和最大的零电压开关区域：
所述模式A下的功率可以从0开始变化，且轻载条件下所有所述开关管都可以零电压开关；所述模式C和模式D在重载条件具有更大的零电压开关范围；取中间变量d∈(0,0.5)，取功率参考值
Figure BDA0002874167070000164
当传输功率P∈(0,P*)时，D＝d，工作在所述模式A；当所述传输功率P>P*时，D＝-d，工作在所述模式C和模式D。
本实施例所述的一种双有源桥变换器不对称电压匹配移项控制方法中，所述步骤4，包括：
所述移相角
Figure BDA0002874167070000165
和不对称调制度D分别控制；
参考电压Vo*与输出电压Vo做差，经过PI控制器，得到所述移相角
Figure BDA0002874167070000171
采样输入电压Vin、输出电压Vo、输出电流Io和变压器变比n，计算输出功率P＝Vo Io和不对称调制度的中间变量d＝1-n Vo/Vin；
在忽略损耗的条件下，所述输出功率P和传输功率近似相等；
计算功率参考值
Figure BDA0002874167070000172
并判断所述功率参考值P*和输出功率P的大小关系；
若P<P*，D＝d；若P>P*，D＝-d；
所述移相角
Figure BDA0002874167070000173
和不对称调制度D共同影响脉冲宽度调制，决定双有源桥不对称电压匹配移相控制的工作模式。
具体的，本实施例中，如图1所示，一种带隔直电容的双有源桥DC-DC变换器拓扑。其中，T为高频隔离变压器，变压器变比为1：n；S1-S4为变压器原边全桥四个开关管，S5-S8为变压器副边全桥四个开关管；L为外部串联电感和变压器等效漏感之和；Cin和Cout分别为原边和副边直流侧输入电容和输出电容；Cp和Cs分别为原边和副边的隔直电容。
在此拓扑基础上，本发明提出一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法，采用不对称调制策略，配合隔直电容，可以实现原副边的等效电压匹配。
如图2所示，为不对称移相调制的开关特性和工作原理波形图，依次为双有源桥四个桥臂开关管开关波形，原边桥臂中点电压Vab，原边电压Vp，副边电压Vs和电感电流iL波形。原边第一桥臂和副边两个桥臂的开关管占空比都为50％，且上下管互补。原边第二桥臂开关管S3、S4占空比可调，且上下管互补。D表示开关管S4与S1的占空比差，定义为不对称调制度。
Figure BDA0002874167070000174
在图中为原边和副边相移时间，
Figure BDA0002874167070000175
定义为移相调制度或移相角。
由于不对称调制时间差DT的作用，原边桥臂中点电压存在“+Vin”、“0”、“-Vin”三个电平，持续时间分别为0.5T、DT、(0.5-D)T。与传统的双有源桥移相控制方法不同，不对称移相中原边桥臂中点电压Vab的一个周期平均电压不为0，隔直电容Cp可以消除原边桥臂中点电压Vab中的直流偏差。由电感的伏秒平衡原理可知，原边电压Vp的平均值必定为0，则隔直电容上的平均电压等于原边桥臂中点电压Vab的平均值。若电容取到足够大可以忽略电压波动，在双有源桥达到稳定工作状态时，电容电压Vcp可以被认为恒定常数值，等于：
Figure BDA0002874167070000181
原边电压Vp的波形相当于在Vab的基础上减去值为Vcp的直流偏差，仍为三电平波形，分别为“(1-D)Vin”、“-DVin”、“-(1+D)Vin”。副边桥臂开关管不存在可变占空比，副边电压Vs为两个电平“+Vo”、“-Vo”。
对于不对称调制，通过改变不对称调制度D，可以调节原边电压平均值，在电压调制比k小于1的条件下，可以实现不对称的电压匹配。在不对称调制度D>0时，对于正半周期，只有一个正电平，为了满足电压匹配，令：
V+＝(1-D)Vin＝nVo (2)
对于负半周期，有两个负电平：
Figure BDA0002874167070000182
则：
Figure BDA0002874167070000183
负半周期电压平均值也满足电压匹配条件。从而实现原副边电压的等效电压匹配。
根据不对称调制度D和移相角
Figure BDA0002874167070000184
的大小关系，不对称移相调制可分为4个工作模式，依次为：模式A：
Figure BDA0002874167070000185
模式B：
Figure BDA0002874167070000186
模式C：-0.5<D<0，
Figure BDA0002874167070000187
模式D：
Figure BDA0002874167070000188
由所述4个工作模式中各个时刻的电流表达式及所有开关管的零电压开关条件，可以推导出全范围的开关管ZVS范围，如图3所示，用
Figure BDA0002874167070000189
表示为：
Figure BDA00028741670700001810
由4个模式中原边电压和电感电流表达式，可以推导出全范围的功率分布如图4所示，归一化功率表达式为：
Figure BDA0002874167070000191
在D>0和D<0时，若有两个点都能在电压匹配条件下都满足传输功率的要求，则存在最优工作点选取问题。根据图3的ZVS范围和图4的功率分布进行最优功率点选取。最优工作点选取依次遵循以下标准：完备的传输功率范围，最大的ZVS区域。
当工作在轻载条件下，应选择工作在模式A，图3中模式A中ZVS下边界
Figure BDA0002874167070000192
的传输功率
Figure BDA0002874167070000193
小于0，功率可以从0开始变化，且所有开关管都可以实现零电压开关。随着功率增加，超过上边界功率
Figure BDA0002874167070000194
时，开关管S3失去ZVS。模式C中的功率PC(D,0)>0，表示功率不能从0开始变化，但模式C在重载时相比于模式A有更大的ZVS范围。为了便于比较分析，取中间变量d∈(0,0.5)，取
Figure BDA0002874167070000195
当传输功率P∈(0,P*)时，D＝d，工作在模式A；传输功率P>P*时，D＝-d，工作在模式C和模式D。
不对称电压匹配移相控制框图如5所示。移相角
Figure BDA0002874167070000196
和不对称调制度D分别控制。参考电压Vo*与输出电压Vo做差，经过PI控制器，得到移相角
Figure BDA0002874167070000197
采样输入电压Vin、输出电压Vo、输出电流Io、变压器变比n，计算输出功率P和不对称调制度的中间变量d。在忽略损耗的条件下，输出功率和传输功率近似相等。计算功率参考值
Figure BDA0002874167070000198
并判断P*和P的大小关系。若P<P*，D＝d；若P>P*，D＝-d。移相角
Figure BDA0002874167070000199
和不对称调制度D共同影响脉冲宽度调制(PWM Modulation)，决定双有源桥不对称电压匹配移相控制的工作模式。
实施例
为了验证所提控制策略的有效性，在Matlab/simulink里搭建双有源桥DC-DC变换器的主电路仿真模型及不对称电压匹配移相控制部分。本实施例仿真参数如表1所示。
表1仿真参数
参数 值
额定功率PN 1500W
变压器变比n 1
输入电压Vin 200V
输出电压Vo 100V～200V
开关频率f 80kHz
电感L 40μH
隔直电容Cp 80μF
为了验证控制方法的可行性和有效性，仿真选取了6个典型工作点，分别为：(1)Vin＝200V，Vo＝150V，P＝100W；(2)Vin＝200V，Vo＝140V，P＝450W；(3)Vin＝200V，Vo＝120V，P＝350W；(4)Vin＝200V，Vo＝110V，P＝435W；(5)Vin＝200V，Vo＝200V，P＝1000W；(6)Vin＝200V，Vo＝100V，P＝250W。比较单移相控制和不对称电压匹配移相控制在这6个工作点的波形，如图6a-图6f和图7a-图7f所示。
通过以上6个工作点的波形图可知，单移相控制只有电压调制比k＝nVo/Vin＝1时，如图6e，所有开关管才能实现零电压开关；而当k<1时，如图6a-6d、6f，副边的4个开关管S5、S6、S7和S8失去零电压开关。对于不对称电压匹配移相控制，图7b中，开关管S2失去ZVS，图7d中开关管S3失去ZVS，其他工作点如图7a、7c、7e和7f中，所有开关管都能实现零电压开关。相较于传统的单移相控制方法，不对称电压匹配移相控制方法在全功率范围至多只有一个开关管S2或S3失去零电压开关，拓宽了零电压开关范围，从而可以减少电路的开关损耗。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法，在双有源桥DC-DC变换器拓扑中，引入隔直电容，配合不对称移相调制，可以实现原副边电压的等效电压匹配；在满足电压匹配的条件下，推导不对称移相控制方法的各个工作模式下零电压开关范围和功率分布；根据零电压开关范围及功率分布，选取双有源桥变换器全范围的最优工作点；原副边之间的移相角由输出电压闭环得到，不对称移相调制度根据电压变比确定及传输功率大小确定。
本发明与现有技术相比，其显著优点为：1)本发明控制方法采用不对称移相调制，开关管占空比可调，控制更加灵活；2)本发明控制方法通过调节不对称调制度，配合隔直电容，可以实现原副边电压的等效电压匹配；3)本发明控制方法拓展了开关管的零电压开通范围，在全功率范围内，至多只有一个开关管无法实现零电压开通。
本说明书中各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。以上所述的本发明实施方式并不构成对本发明保护范围的限定。

Claims (10)

1.一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1，在双有源桥变换器拓扑中引入隔直电容，配合不对称移相调制，实现原副边电压的等效电压匹配；
步骤2，在满足所述等效电压匹配的条件下，推导获得不对称移相控制方法的各个工作模式下的零电压开关范围和功率分布；
步骤3，根据所述零电压开关范围和功率分布，选取双有源桥变换器全范围的最优工作点；
步骤4，根据输出电压闭环得到原副边之间的移相角，根据电压变比和传输功率大小确定不对称移相调制度。
2.根据权利要求1所述的一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法，其特征在于，所述步骤1，包括：
在所述不对称移相调制中，原边桥臂中点电压存在+Vin、0和-Vin三个电平，持续时间分别为0.5T、DT和(0.5-D)T，其中，D为不对称调制度；
在所述不对称移相调制中，所述原边桥臂中点电压Vab的一个周期平均电压不为0，隔直电容Cp用于消除所述点电压Vab中的直流偏差；
原边电压Vp的波形相当于在所述点电压Vab的基础上减去值为隔直电容电压Vcp的直流偏差，仍为三电平波形，分别为(1-D)Vin、-DVin和-(1+D)Vin；
对于所述不对称移相调制，通过改变所述不对称调制度D，调节所述原边电压Vp的平均值，在电压调制比k小于1的条件下，实现不对称的等效电压匹配，即实现所述原副边电压的等效电压匹配：
Figure FDA0002874167060000011
其中，V+为正半周期电压，
Figure FDA0002874167060000012
为负半周期平均电压，Vin为输入电压，Vo为输出电压，D为不对称调制度，T为开关周期，n为变压器变比。
3.根据权利要求1所述的一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法，其特征在于，所述步骤2，包括：
在满足所述等效电压匹配的条件下，根据所述不对称调制度D和移相角
Figure FDA0002874167060000021
的大小关系，所述不对称移相调制可分为4个工作模式，分别为：
模式A：
Figure FDA0002874167060000022
模式B：
Figure FDA0002874167060000023
模式C：-0.5<D<0，
Figure FDA0002874167060000024
模式D：-0.5<D<0，
Figure FDA0002874167060000025
在所述模式A中，各个时刻的电感电流表达式为：
Figure FDA0002874167060000026
其中，iL(t0)-iL(t4)为t0-t4时刻的电感电流，L为电感值；
对于所述模式A，各个开关管零电压开通的条件为：
Figure FDA0002874167060000027
其中，S1-S8表示8个开关管；
在所述不对称调制度D和移相角
Figure FDA00028741670600000210
取值满足
Figure FDA00028741670600000211
时，t0时刻的电感电流iL(t0)<0和t3时刻的电感电流iL(t3)<0始终成立，则所述开关管中S1、S4、S6和S7始终可以实现零电压开关；
将所述移相角
Figure FDA0002874167060000028
作为不对称调制度D的函数
Figure FDA0002874167060000029
t0时刻的电感电流iL(t0)>0和t2时刻的电感电流iL(t2)>0成立需要满足：
Figure FDA0002874167060000031
其中，
Figure FDA0002874167060000032
为t2时刻的电感电流iL(t2)>0所限制的零电压开通范围边界；
t4时刻的电感电流iL(t4)<0成立需要满足：
Figure FDA0002874167060000033
其中，
Figure FDA0002874167060000034
为t4时刻的电感电流iL(t4)<0所限制的零电压开通范围边界；
以上为所述模式A的零电压开通范围，为：
Figure FDA0002874167060000035
4.根据权利要求3所述的一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法，其特征在于，所述步骤2，包括：
所述模式B中，各个时刻的电感电流表达式为：
Figure FDA0002874167060000036
所述模式B的各开关管零电压开通条件为：
Figure FDA0002874167060000041
在所述不对称调制度D和移相角
Figure FDA0002874167060000042
取值满足
Figure FDA0002874167060000043
时，t0时刻的电感电流iL(t0)<0、iL(t1)>0、t2时刻的电感电流iL(t2)>0、t4时刻的电感电流iL(t4)<0始终成立，原边开关管S1、S2和S4，副边开关管S5、S6、S7和S8始终可以实现零电压开通；S3的零电压开通范围受到t3时刻的电感电流iL(t3)>0条件的限制，为：
Figure FDA0002874167060000044
其中，
Figure FDA0002874167060000045
为iL(t3)>0所限制的零电压开通范围边界；
以上为所述模式B的零电压开通范围，为：
Figure FDA0002874167060000046
5.根据权利要求4所述的一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法，其特征在于，所述步骤2，包括：
所述模式C中，各个时刻的电感电流表达式为：
Figure FDA0002874167060000047
各开关管的零电压条件为：
Figure FDA0002874167060000051
在所述模式C的-0.5<D<0，
Figure FDA0002874167060000052
取值范围内，iL(t0)<0，iL(t2)>0，iL(t4)<0始终成立，即开关管S1、S3、S4、S6和S7可以满足零电压开通；
开关管S2、S5和S8的零电压开通范围受限于iL(t3)>0和iL(t1)>0，为：
Figure FDA0002874167060000053
其中，
Figure FDA0002874167060000054
为iL(t3)>0所限制的零电压开通边界；
以上为所述模式C的零电压开通范围，为：
Figure FDA0002874167060000055
6.根据权利要求5所述的一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法，其特征在于，所述步骤2，包括：
所述模式D中，各个时刻的电感电流表达式为：
Figure FDA0002874167060000056
各开关管的零电压开通条件为：
Figure FDA0002874167060000061
在所述模式D中-0.5<D<0，
Figure FDA0002874167060000062
的取值范围内，iL(t0)<0，iL(t2)>0，iL(t3)>0，iL(t4)<0始终成立，则除S3外，模式D中其他开关管始终都能实现零电压开通；S3的零电压开通的范围被iL(t1)>0所限制，为：
Figure FDA0002874167060000063
其中，
Figure FDA0002874167060000064
为iL(t1)>0所限制的零电压开通边界；
以上为所述模式D的零电压开通范围，为：
Figure FDA0002874167060000065
7.根据权利要求6所述的一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法，其特征在于，所述步骤2，包括：
根据所述模式A、模式B、模式C和模式D的零电压开通范围，综合得到全范围的零电压开通范围：
Figure FDA0002874167060000066
其中，
Figure FDA0002874167060000067
为移相角
Figure FDA0002874167060000068
关于不对称调制度D的函数值，即获得所述各个工作模式下的零电压开关范围。
8.根据权利要求7所述的一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法，其特征在于，所述步骤2，包括：
传输功率可由一个开关周期内平均传输功率表示，计算公式为：
Figure FDA0002874167060000071
其中，
Figure FDA0002874167060000072
为传输功率，Vp(t)为原边电压，iL(t)为电感电流；
根据以上公式，计算得到所述模式A-模式D的传输功率表达式为：
Figure FDA0002874167060000073
其中，PA-PD分别表示模式A-模式D的传输功率表达式，即获得所述各个工作模式下的功率分布。
9.根据权利要求8所述的一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法，其特征在于，所述步骤3，包括：
依次遵循以下标准，选取所述双有源桥变换器全范围的最优工作点，所述最优工作点具有完备的传输功率范围和最大的零电压开关区域：
所述模式A下的功率可以从0开始变化，且轻载条件下所有所述开关管都可以零电压开关；所述模式C和模式D在重载条件具有更大的零电压开关范围；取中间变量d∈(0,0.5)，取功率参考值
Figure FDA0002874167060000074
当传输功率P∈(0,P*)时，D＝d，工作在所述模式A；当所述传输功率P>P*时，D＝-d，工作在所述模式C和模式D。
10.根据权利要求9所述的一种双有源桥变换器不对称电压匹配移相控制方法，其特征在于，所述步骤4，包括：
所述移相角
Figure FDA0002874167060000075
和不对称调制度D分别控制；
参考电压Vo*与输出电压Vo做差，经过PI控制器，得到所述移相角
Figure FDA0002874167060000076
采样输入电压Vin、输出电压Vo、输出电流Io和变压器变比n，计算输出功率P＝VoIo和不对称调制度的中间变量d＝1-n Vo/Vin；
在忽略损耗的条件下，所述输出功率P和传输功率近似相等；
计算功率参考值
Figure FDA0002874167060000081
并判断所述功率参考值P*和输出功率P的大小关系；
若P<P*，D＝d；若P>P*，D＝-d；
所述移相角
Figure FDA0002874167060000082
和不对称调制度D共同影响脉冲宽度调制，决定双有源桥不对称电压匹配移相控制的工作模式。
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