CN102035219B - 单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制装置及方法 - Google Patents

Abstract

单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制装置及方法，属于电能变换领域，本发明为解决现有控制方法存在的并网电流颠覆以及最大开关频率不可控的问题。本发明方法：步骤一、将采集的并网电流的瞬时值i，增加直流偏移量，获得整个电周期内均大于零的并网电流的偏置瞬时值i_t；采集电网电压的瞬时值e，生成与电网电压同步的方波信号；设置给定并网电流的幅值I_m ^*；步骤二、获取给定并网电流的瞬时值i^*；步骤三、在定时器周期到来时，根据i^*与i_t生成两路开关信号，作为第二桥臂的的控制信号；步骤四、根据与电网电压同步的方波信号生成两路开关信号，作为第一桥臂的控制信号，实现单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制。

Description

单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制装置及方法

技术领域

本发明涉及一种单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制装置及方法，属于电能变换领域。

背景技术

在单相并网逆变器中，为实现低谐波污染、近单位功率因数运行，需要对并网电流的波形和相位进行实时控制。但是单相并网逆变器的并网电流的交流特性使实现优良的波形控制具有较大难度，传统的比例积分控制方案无法满足控制要求。在用于单相并网电流的几种控制策略中，电流滞环控制具有电流响应快、跟踪精度高、无瞬态电流过冲等优点，得到了广泛应用。而从获得开关信号的调制方式上又分为双极性调制和单极性调制两种，单极性调制由于有一个桥臂的开关频率与电网频率相同，因此可大幅减小开关损耗，另外，在相同环宽和滤波参数的前提下，其高频臂的平均开关频率也要小于双极性调制的情况，可进一步降低开关损耗。但是在使用中存在如下问题：(1)由于单片机、数字信号处理器等控制芯片无法输入负电压信号，因此通常将并网电流采样后的信号进行全波整流，在控制芯片中按照全波整流后的波形进行控制，由于在并网电流负半周时输入控制芯片的信号极性与实际信号极性相反，在过零点附近容易出现电流颠覆现象，即朝某一方向持续增加(参见图1所示，图中曲线a表示电网电压，曲线b表示给定电流，曲线c表示实际电流)，进而造成系统过流损耗，严重的将使电网上一级保护开关动作，造成周边设备失电；针对这一问题，现有方案采用在过零点附近加大两个桥臂的死区时间来解决，但是也造成电流畸变严重，低频谐波大幅上升，也造成滤波电感出现贡品噪声；(2)传统电流滞环控制方案的功率器件开关频率不固定，在某一区间功率器件开关频率过高，造成其开关损耗加大，降低系统整体使用寿命；另外，开关频率在整个工频周期变化剧烈，为输出滤波器的设计带来较大难度；针对这一问题，现有方案采用近似固定开关频率的控制方案，这些方法算法复杂，而且受系统电气参数影响较大；(3)在采用数字方法实现时，需要较高的采样频率，造成实现难度和成本均有所提高。

发明内容

本发明目的是为了解决现有控制方法存在的并网电流颠覆以及最大开关频率不可控的问题，提供了一种单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制装置及方法。

本发明所述的一种单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制装置：

单相并网逆变器包括第一桥臂、第二桥臂和电感，第一桥臂和第二桥臂由直流源供电，第一桥臂和第二桥臂并联在直流供电电源的输出端，第一桥臂的直流输出端通过电感连接在电网的一端，第二桥臂的直流输出端与电网的另一端相连，

所述单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制装置包括并网电流采样模块、电网电压采样模块、同步信号产生模块、角频率计算模块、偏置电路模块、给定电流瞬时值计算模块、电流控制模块、定时器模块和开关信号生成模块，

并网电流采样模块采集流经电感的并网电流，并网电流采样模块的输出端与偏置电路模块的输入端相连，偏置电路模块的实际并网电流输出端与电流控制模块的实际并网电流输入端相连；

电网电压采样模块采集电网电压信号，电网电压采样模块的瞬时电压信号输出端与同步信号产生模块的输入端相连，同步信号产生模块的第一输出端与角频率计算模块的输入端相连，角频率计算模块的角频率信号输出端与给定电流瞬时值计算模块的输入端相连，定时器模块的定时启动输出端分别与给定电流瞬时值计算模块的定时启动输入端和电流控制模块的定时启动输入端相连，给定电流瞬时值计算模块接收给定并网电流的幅值I_m ^*，给定电流瞬时值计算模块的给定电流信号输出端与电流控制模块的给定电流信号输入端相连，电流控制模块的输出端与第二桥臂的控制端相连，

同步信号产生模块的第二输出端与开关信号生成模块的输入端相连，开关信号生成模块的输出端与第一桥臂的控制端相连。

基于上述单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制装置的方法包括以下步骤：

步骤一、并网电流采样模块采集并网电流的瞬时值i，利用偏置电路模块将并网电流的瞬时值i增加直流偏移量进行偏置，获得整个电周期内均大于零的并网电流的偏置瞬时值i_t；

电网电压采样模块采集电网电压的瞬时值e，通过同步信号产生模块获得与电网电压同步的方波信号；

并设置输入信号给定并网电流的幅值I_m ^*；

步骤二、根据电网电压的瞬时值e和给定并网电流的幅值I_m ^*获取给定并网电流的瞬时值i^*，

步骤三、将所述给定并网电流的瞬时值i^*与并网电流的偏置瞬时值i_t一起输入到电流控制模块中，在定时器模块设置的定时器周期到来时，电流控制模块生成两路开关信号，作为第二桥臂的上下两个开关管的控制信号，以实现并网电流的闭环控制；

步骤四、将同步信号产生模块生成的电网电压同步的方波信号输入到开关信号生成模块，生成两路开关信号，作为第一桥臂的上下两个开关管的控制信号，以实现并网电流的闭环控制，实现单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制。

本发明的优点：一方面通过将并网电流采样信号还原为与实际信号具有相同极性的信号进行控制，避免了并网电流的颠覆现象；另一方面取消环宽，在每个采样时刻到来时直接根据给定电流值和实际电流值的大小关系获得开关信号，由此可以保证功率器件的最大开关频率不超过采样频率的一半，因此只需合理设置采样频率，即可限制功率器件的最大开关频率；同时有效降低了算法的计算量，更无需高采样频率，实现了利用低成本控制芯片来获得并网逆变器的高性能可靠运行。

附图说明

图1是背景技术中电流颠覆现象的波形图；

图2是本发明控制方法的控制结构示意图；

图3是实施方式三的工作原理图；

图4是给定电流与实际电流关系图；

图5是开关周期随时间的分布曲线图；

图6是采用本发明的并网电流与电压波形；

图7是电网电流给定与实际波形局部放大图；

图8是并网电流频谱分布图；

图9是实施方式四的工作原理图。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图2说明本实施方式，本实施方式提供一种单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制装置：

单相并网逆变器包括第一桥臂1、第二桥臂2和电感3，第一桥臂1和第二桥臂2由直流源供电，第一桥臂1和第二桥臂2并联在直流供电电源的输出端，第一桥臂1的直流输出端通过电感3连接在电网的一端，第二桥臂2的直流输出端与电网的另一端相连，

其特征在于，所述单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制装置包括并网电流采样模块4、电网电压采样模块5、同步信号产生模块6、角频率计算模块7、偏置电路模块8、给定电流瞬时值计算模块9、电流控制模块10、定时器模块11和开关信号生成模块12，

并网电流采样模块4采集流经电感3的并网电流，并网电流采样模块4的输出端与偏置电路模块8的输入端相连，偏置电路模块8的实际并网电流输出端与电流控制模块10的实际并网电流输入端相连；

电网电压采样模块5采集电网电压信号，电网电压采样模块5的瞬时电压信号输出端与同步信号产生模块6的输入端相连，同步信号产生模块6的第一输出端与角频率计算模块7的输入端相连，角频率计算模块7的角频率信号输出端与给定电流瞬时值计算模块9的输入端相连，定时器模块11的定时启动输出端分别与给定电流瞬时值计算模块9的定时启动输入端和电流控制模块10的定时启动输入端相连，给定电流瞬时值计算模块9接收给定并网电流的幅值I_m ^*，给定电流瞬时值计算模块9的给定电流信号输出端与电流控制模块10的给定电流信号输入端相连，电流控制模块10的输出端与第二桥臂2的控制端相连，

同步信号产生模块6的第二输出端与开关信号生成模块12的输入端相连，开关信号生成模块12的输出端与第一桥臂1的控制端相连。

第一桥臂1由第一开关管V₁和第二开关管V₂串联构成，第二桥臂2由第三开关管V₃和第四开关管V₄串联构成。

具体实施方式二：本实施方式是基于具体实施方式一所述的单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制装置的控制方法，该方法包括以下步骤：

步骤一、并网电流采样模块4采集并网电流的瞬时值i，利用偏置电路模块8将并网电流的瞬时值i增加直流偏移量进行偏置，获得整个电周期内均大于零的并网电流的偏置瞬时值i_t；

电网电压采样模块5采集电网电压的瞬时值e，通过同步信号产生模块6获得与电网电压同步的方波信号；

并设置输入信号给定并网电流的幅值I_m ^*；

步骤二、根据电网电压的瞬时值e和给定并网电流的幅值I_m ^*获取给定并网电流的瞬时值i^*，

步骤三、将所述给定并网电流的瞬时值i^*与并网电流的偏置瞬时值i_t一起输入到电流控制模块10中，在定时器模块11设置的定时器周期到来时，电流控制模块10生成两路开关信号，作为第二桥臂2的上下两个开关管的控制信号，以实现并网电流的闭环控制；

步骤四、将同步信号产生模块6生成的电网电压同步的方波信号输入到开关信号生成模块12，生成两路开关信号，作为第一桥臂1的上下两个开关管的控制信号，以实现并网电流的闭环控制，实现单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制。

步骤二中获取给定并网电流的瞬时值i^*的过程为：

步骤21、电网电压采样模块5采集到的电网电压的瞬时值e通过同步信号产生模块6获得电网电压的0度和180度两个相位；

步骤22、通过角频率计算模块7计算步骤21中所述两个相位的时间差Δt；

步骤23、利用如下公式获得电网电压的角频率ω：

ω＝π/Δt；

步骤24、在定时器模块11中设置定时器周期，在定时器周期到来时，在给定电流瞬时值计算模块9中对步骤23获取的电网电压的角频率ω按如下公式进行处理，以获得电网电压当前相位角本步骤中的定时器周期与步骤三的定时器周期相同。

以电网电压的0度为起始时间位置；

步骤25、根据步骤24获得电网电压当前相位角获取电网电压当前相位角的正弦值sinωt；

步骤26、给定电流瞬时值计算模块9接收给定并网电流的幅值I_m ^*和步骤25获取的电网电压当前相位角的正弦值sinωt，按下述公式进行处理以获取给定并网电流的瞬时值i^*：

i^*＝-(I_m ^*×sinωt)。

步骤三中电流控制模块10生成两路开关信号的过程为：

步骤31、电流控制模块10接收给定并网电流的瞬时值i^*和并网电流的偏置瞬时值i_t；

步骤32、将所述并网电流的偏置瞬时值i_t减去偏置电路模块8获取的直流偏移量，转化为正负对称的实际并网电流i′；

步骤33、在定时器周期到来时，将给定并网电流的瞬时值i^*和实际并网电流i′相比较，比较结果作为电流控制模块10生成的一路开关信号；

若i′大于i^*，则比较结果为高电平；若i′小于i^*，则比较结果为低电平，若i′＝i^*，则比较结果为保持原来的值，

步骤34、将给定并网电流的瞬时值i^*和实际并网电流i′相比较的结果取反，作为电流控制模块10生成的另一路开关信号。

具体实施方式三：下面结合图3至图8说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式二的进一步说明，步骤33的比较结果用于控制第二桥臂中的第三开关管V₃，步骤34的比较结果用于控制第二桥臂中的第四开关管V₄。控制信号的具体过程为，比较结果作为上开关管V₃的控制信号，比较结果进行逻辑取反后作为下开关管V₄的控制信号。下面具体说明本实施方式的工作原理。图3是本实施方式的工作原理波形图。其具体原理如下：

下面分析这种控制方法的开关频率和电流纹波的分布规律。以图1中所示并网电流方向为正方向，有电压方程

$V_L\left(t\right)=L\frac{\mathrm{di}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=e\left(t\right)-v\left(t\right)---\left(1\right)$

其中e(t)是电网电压，v(t)是逆变器电压，i(t)是并网电流。由于并网逆变器通常采用单位功率因数控制，认为e(t)与i(t)的相位相差180度。

若令并网电流i(t)＝I_msin(ωt)(ω是电网电压角频率)，则电网电压e(t)＝-E_msin(ωt)。且当开关频率远高于电网电压角频率时，第k个开关周期中e(t)可近似为常值，即e(t)≈e[T_S(k)]＝-E_msin[ωT_S(k)]，其中T_S(k)≤t＜T_s(k+1)。对于第k个开关周期，由式(1)得

$v_L\left(t\right)=v\left(t\right)-e\left(t\right)$

$\&ap;\left\{\begin{array}{cc}{V}_{\mathrm{dc}}-E_m\sin \left[{\mathrm{\&omega;T}}_S\left(k\right)\right]& T_S\left(k\right)\&le;t<T_S\left(k\right)+t_{\mathrm{on}}\\ -E_m\sin \left[{\mathrm{\&omega;T}}_S\left(k\right)\right]& T_S{\left(k\right)}_s+t_{\mathrm{on}}\&le;t<T_s(k+1)\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中V_dc是直流电压，t_on是一个开关周期内V_dc的作用时间。并定义t_off＝T_s(k+1)-T_S(k)_s-t_on为e的作用时间。

在t_on时段，并网电流的变化|Δi₁(t)|为

$\left|{\mathrm{\&Delta;i}}_1\left(t\right)\right|=\frac{t_{\mathrm{on}}}{L}\{V_{\mathrm{dc}}-E_m\sin [{\mathrm{\&omega;T}}_S\left(k\right)\left]\right\}---\left(3\right)$

在t_off时段，并网电流的变化|Δi₂(t)|为

$\left|{\mathrm{\&Delta;i}}_2\left(t\right)\right|=\frac{t_{\mathrm{off}}}{L}{E}_m\sin \left[{\mathrm{\&omega;T}}_S\left(k\right)\right]---\left(4\right)$

下面分析t_on、t_off与采样周期T_C的关系，进而获得开关周期的分布情况。对于单相并网逆变器为获得理想的正弦并网电流波形，通常满足

则有在并网电流的相角在0～180度区间时，对于相同的采样周期T_C，由式(3)、(4)得

|Δi₁(T_C)|＞|Δi₂(T_C)|         (5)

根据算法原理可知，在整个t_off时段内，只有一点T_S(k)+t_on+t_eq1并网电流与实际电流相等，在此时刻之后，并网电流将进一步下降直到下一个采样点，因此有t_off-t_eq1≤T_C。在这段时间的电流增量|Δi′₁(t)|为

$\left|{\mathrm{\&Delta;i}}_1^{\&prime;}\left(t\right)\right|=\left|{\mathrm{\&Delta;i}}_1(t_{\mathrm{off}}-t_{\mathrm{eq}1})\right|\&le;\frac{T_C}{L}\left\{E_m\sin \right[{\mathrm{\&omega;T}}_s\left(k\right)\left]\right\}$ (6)

$\&le;\frac{T_C}{L}\{V_{\mathrm{dc}}-E_m\sin [{\mathrm{\&omega;T}}_s\left(k\right)\left]\right\}=\left|{\mathrm{\&Delta;i}}_2\left(T_C\right)\right|$

上式表明，在T_S(k)+t_on+t_off＝T_S(k+1)时刻，开关状态发生变化，电流处于上升阶段，在此时刻之后的一个采样周期，必然满足i(t)＞i^*(t)的开关状态转换条件。也就说明，在此区间内均满足

t_on＝T_C        (7)

再分析t_off与T_C的关系。结合式(6)，应有t_on＜t_off。再由t_off是T_C的倍数，设t_off＝n_unT_C(n_un是t的函数)。则有第k个周期的持续时间为

T[k，k+1]＝T_s(k+1)-T_S(k)_s＝t_on+t_off＝(1+n_un)T_C                      (8)

下面分析n随时间的分布关系。由并网电流在一个开关周期内的并网电流实际值的增量与给定值的增量近似相等，有

|Δi₁(t_on)|-|Δi₂(t_off)|≈|i^*[T_S(k+1)]-i^*[T_s(k)]|

                                                                    (9)

＝I_m{sin[ωT_S(k+1)]-sin[ωT_S(k)]}

写为连续时间函数的形式

|Δi₁(t_on)|-|Δi₂(t_off)|≈|i^*[T_S(k+1)]-i^*[T_s(k)]|

                                                                    (10)

＝I_m{sin[ωt+(1+n_un)T_C]-sin(ωt)}

对于sin[ωt+(1+n_un)T_C]-sin(ωt)采用线性化近似，给定电流的导数为

$\frac{{\mathrm{di}}^{*}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=\frac{d\left[I_m\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\right]}{\mathrm{dt}}=I_m\mathrm{\&omega;}\cos \left(\mathrm{\&omega;t}\right)---\left(11\right)$

因此，有

sin[ωt+(1+n_un)T_C]-sin(ωt)≈(1+n_un)T_Cωcos(ωt)                    (12)

将式(3)、(4)、(8)和上式代入式(9)，并写为t的函数求得

其中由上式可知，在

时，n_un单调下降；在

时，n_un单调上升。由此得

$n_{\mathrm{un}\min }=\frac{V_{\mathrm{dc}}}{\sqrt{E_m^2+{\left(I_m\mathrm{L\&omega;}\right)}^2}}-1---\left(14\right)$

最短开关周期为

$T_{\mathrm{Sun}\min }=(n_{\mathrm{un}\min }+1)T_C\&ap;\frac{V_{\mathrm{dc}}}{\sqrt{E_m^2+{\left(I_m\mathrm{L\&omega;}\right)}^2}}{T}_C---\left(15\right)$

对于n_un的最大值，由式(13)可知，在

即180°附近n_un会出现无穷大点以及出现负值的情况，下面进行分析。在180°附近，由于续流电流斜率很小，下降缓慢，出现两种情况，如图4所示，一种是曲线a，即在此范围内电流下降的斜率大于给定电流的斜率，二者有交点，此时n_un为有限值，另外一种情况为曲线b，即在此范围内电流下降的斜率等于或小于给定电流的斜率，二者无交点，此时n_un为无穷大或为负值，已失去实际的物理意义。由此可见n_un的最大值难以确定。而对于情况二，在此之前一定存在情况一的时刻，因此这里取情况一与情况二的临界情况，即对应曲线3，在电流过零点时给定电流与实际电流相等，由此获得n_un的理想最大值n′_un。

由于在过零点附近正弦值较小，采用线性化近似的方法，则有

$\left|{\mathrm{\&Delta;i}}_2\left(t^{\&prime;}\right)\right|=\underset{0}{\overset{t^{\&prime;}}{\&Integral;}}\frac{E_m\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)}{L}\mathrm{dt}\&ap;\underset{0}{\overset{t^{\&prime;}}{\&Integral;}}\frac{E_m\mathrm{\&omega;t}}{L}\mathrm{dt}=\frac{E_m\mathrm{\&omega;}}{2L}{t}^{\&prime;2}---\left(16\right)$

$\left|{\mathrm{\&Delta;i}}_1\left(T_C\right)\right|\&ap;\frac{V_{\mathrm{dc}}-E_m{\mathrm{\&omega;t}}^{\&prime;}}{L}{T}_C---\left(17\right)$

|Δi^*(T_C+t′)|≈I_mω(T_C+t′)    (18)

t′＝n′_unT_C                    (19)

根据电流增量相等原则得

$\frac{E_m\mathrm{\&omega;}}{2L}{n_{\mathrm{un}}^{\&prime;}}^2{T_C}^2=\frac{V_{\mathrm{dc}}-E_m{\mathrm{\&omega;n}}_{\mathrm{un}}^{\&prime;}{T}_C}{L}{T}_C+I_m\mathrm{\&omega;}(T_C+n_{\mathrm{un}}^{\&prime;}{T}_C)---\left(20\right)$

解得

$n_{\mathrm{un}}^{\&prime;}=\sqrt{\frac{{2V}_{\mathrm{dc}}}{E_m\mathrm{\&omega;}{T}_C}+\frac{2I_{m}L}{E_m{T}_C}+{(\frac{I_{m}L}{E_m{T}_C}-1)}^2}+(\frac{I_{m}L}{E_m{T}_C}-1)>0---\left(21\right)$

由此获得单极性调制方式开关周期的分布

其曲线如图5所示。由上述分析可知，在逆变器参数一定的前提下，系统的最短开关周期与采样周期直接相关，因此只要限制采样周期，即可限制开关周期。

下面分析最大电流纹波值。由式(3)、(4)可知，最大电流纹波等于在峰值附近的|Δi1(t)|值。即有

${\left|\mathrm{\&Delta;i}\left(t\right)\right|}_{\max }={\left|{\mathrm{\&Delta;i}}_1\left(t\right)\right|}_{\max }=\frac{T_C}{L}(V_{\mathrm{dc}}-E_m)---\left(23\right)$

由上式可知，在选定采样周期后，只要合理设计电感值，即可将电流纹波限制在一定范围内，对于相关标准有

则由此获得电感的取值范围

$L>\frac{T_C}{5\%I_m}(V_{\mathrm{dc}}-E_m)---\left(24\right)$

由此即可将最大纹波限制在要求的范围内。图6至图8是采用本发明的并网电流及其频谱分析图，由图可知，并网电流与电网电压相位相差180度，并网电流正线性好，总谐波含量小于5％，满足相关标准。

具体实施方式四：下面结合图9说明本实施方式，本实施方式是对实施方式二的进一步说明，步骤三中电流控制模块10生成两路开关信号的过程为：

步骤31、电流控制模块10接收给定并网电流的瞬时值i^*和并网电流的偏置瞬时值i_t；

步骤32、将所述并网电流的偏置瞬时值i_t减去偏置电路模块8获取的直流偏移量，转化为正负对称的实际并网电流i′；

步骤33、在定时器周期到来时，将给定并网电流的瞬时值i^*和实际并网电流i′相比较，比较结果为：

若i′大于i^*，则比较结果为高电平；若i′小于i^*，则比较结果为低电平，若i′＝i^*，则比较结果为保持原来的值，

所述比较结果用于生成第二桥臂2的上第三开关管V₃和第四开关管V₄的控制信号的具体过程为：

在电网电压正半周，第三开关管V₃保持关断，比较结果直接作为第四开关管V₄的控制信号；在电网电压负半周，第四开关管V₄保持关断，比较结果直接作为第三开关管V₃的控制信号。具体原理如下：

这种控制方法的电流流通路径与实施方式二相同，因此其开关周期和电流纹波的分布规律也与实施方式二相同，在此不再赘述。所不同的是，在整个过程中，其开关频率仅为实施方式二的一半左右，因此可进一步降低功率器件的开关损耗。

Claims (5)

1.单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制装置的控制方法，该方法涉及的单相并网逆变器包括第一桥臂(1)、第二桥臂(2)和电感(3)，第一桥臂(1)和第二桥臂(2)由直流源供电，第一桥臂(1)和第二桥臂(2)并联在直流供电电源的输出端，第一桥臂(1)的交流输出端通过电感(3)连接在电网的一端，第二桥臂(2)的交流输出端与电网的另一端相连，

该方法涉及的单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制装置包括并网电流采样模块(4)、电网电压采样模块(5)、同步信号产生模块(6)、角频率计算模块(7)、偏置电路模块(8)、给定电流瞬时值计算模块(9)、电流控制模块(10)、定时器模块(11)和开关信号生成模块(12)，

并网电流采样模块(4)采集流经电感(3)的并网电流，并网电流采样模块(4)的输出端与偏置电路模块(8)的输入端相连，偏置电路模块(8)的实际并网电流输出端与电流控制模块(10)的实际并网电流输入端相连；

电网电压采样模块(5)采集电网电压信号，电网电压采样模块(5)的瞬时电压信号输出端与同步信号产生模块(6)的输入端相连，同步信号产生模块(6)的第一输出端与角频率计算模块(7)的输入端相连，角频率计算模块(7)的角频率信号输出端与给定电流瞬时值计算模块(9)的输入端相连，定时器模块(11)的定时启动输出端分别与给定电流瞬时值计算模块(9)的定时启动输入端和电流控制模块(10)的定时启动输入端相连，给定电流瞬时值计算模块(9)接收给定并网电流的幅值I_m ^*，给定电流瞬时值计算模块(9)的给定电流信号输出端与电流控制模块(10)的给定电流信号输入端相连，电流控制模块(10)的输出端与第二桥臂(2)的控制端相连，

同步信号产生模块(6)的第二输出端与开关信号生成模块(12)的输入端相连，开关信号生成模块(12)的输出端与第一桥臂(1)的控制端相连，

第一桥臂(1)由第一开关管V₁和第二开关管V₂串联构成，第二桥臂(2)由第三开关管V₃和第四开关管V₄串联构成，

其特征在于，所述单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制装置的控制方法包括以下步骤：

步骤一、并网电流采样模块(4)采集并网电流的瞬时值i，利用偏置电路模块(8)将并网电流的瞬时值i增加直流偏移量进行偏置，获得整个电周期内均大于零的并网电流的偏置瞬时值i_t；

电网电压采样模块(5)采集电网电压的瞬时值e，通过同步信号产生模块(6)获得与电网电压同步的方波信号；

并设置输入信号给定并网电流的幅值I_m ^*；

步骤二、根据电网电压的瞬时值e和给定并网电流的幅值I_m ^*获取给定并网电流的瞬时值i^*，

步骤三、将所述给定并网电流的瞬时值i^*与并网电流的偏置瞬时值i_t一起输入到电流控制模块(10)中，在定时器模块(11)设置的定时器周期到来时，电流控制模块(10)生成两路开关信号，作为第二桥臂(2)的上下两个开关管的控制信号，以实现并网电流的闭环控制；

步骤四、将同步信号产生模块(6)生成的电网电压同步的方波信号输入到开关信号生成模块(12)，生成两路开关信号，作为第一桥臂(1)的上下两个开关管的控制信号，以实现并网电流的闭环控制，实现单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制。

2.根据权利要求1所述的单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制装置的控制方法，其特征在于，步骤二中获取给定并网电流的瞬时值i^*的过程为：

步骤21、电网电压采样模块(5)采集到的电网电压的瞬时值e通过同步信号产生模块(6)获得电网电压的0度和180度两个相位；

步骤22、通过角频率计算模块(7)计算步骤21中所述两个相位的时间差Δt；

步骤23、利用如下公式获得电网电压的角频率ω：

ω＝π/Δt；

步骤24、在定时器模块(11)中设置定时器周期，在定时器周期到来时，在给定电流瞬时值计算模块(9)中对步骤23获取的电网电压的角频率ω按如下公式进行处理，以获得电网电压当前相位角

以电网电压的0度为起始时间位置；

步骤25、根据步骤24获得电网电压当前相位角获取电网电压当前相位角的正弦值sinωt；

步骤26、给定电流瞬时值计算模块(9)接收给定并网电流的幅值I_m ^*和步骤25获取的电网电压当前相位角的正弦值sinωt，按下述公式进行处理以获取给定并网电流的瞬时值i^*：

i^*＝-(I_m ^*×sinωt)。

3.根据权利要求1所述的单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制装置的控制方法，其特征在于，步骤三中电流控制模块(10)生成两路开关信号的过程为：

步骤31、电流控制模块(10)接收给定并网电流的瞬时值i^*和并网电流的偏置瞬时值i_t；

步骤32、将所述并网电流的偏置瞬时值i_t减去偏置电路模块(8)获取的直流偏移量，转化为正负对称的实际并网电流i′；

步骤33、在定时器周期到来时，将给定并网电流的瞬时值i^*和实际并网电流i′相比较，比较结果作为电流控制模块(10)生成的一路开关信号；

若i′大于i^*，则比较结果为高电平；若i′小于i^*，则比较结果为低电平，若i′＝i^*，则比较结果为保持原来的值，

步骤34、将给定并网电流的瞬时值i^*和实际并网电流i′相比较的结果取反，作为电流控制模块(10)生成的另一路开关信号。

4.根据权利要求3所述的单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制装置的控制方法，其特征在于，步骤33的比较结果用于控制第二桥臂中的第三开关管V₃，步骤34的比较结果用于控制第二桥臂中的第四开关管V₄。

5.根据权利要求1所述的单相并网逆变器的并网电流单极性无环宽滞环控制装置的控制方法，其特征在于，步骤三中电流控制模块(10)生成两路开关信号的过程为：

步骤31、电流控制模块(10)接收给定并网电流的瞬时值i^*和并网电流的偏置瞬时值i_t；

步骤32、将所述并网电流的偏置瞬时值i_t减去偏置电路模块(8)获取的直流偏移量，转化为正负对称的实际并网电流i′；

步骤33、在定时器周期到来时，将给定并网电流的瞬时值i^*和实际并网电流i′相比较，比较结果为：

若i′大于i^*，则比较结果为高电平；若i′小于i^*，则比较结果为低电平，若i′＝i^*，则比较结果为保持原来的值，

所述比较结果用于生成第二桥臂(2)的第三开关管V₃和第四开关管V₄的控制信号的具体过程为：

在电网电压正半周，第三开关管V₃保持关断，比较结果直接作为第四开关管V₄的控制信号；在电网电压负半周，第四开关管V₄保持关断，比较结果直接作为第三开关管V₃的控制信号。

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