CN103475245A - 双降压并网逆变器的过零畸变抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了双降压并网逆变器的过零畸变抑制方法，属于电能变换的技术领域。所述方法通过对三相双降压并网逆变器拓扑的控制引入了带纹波电流负反馈的半周期SVPWM控制方法，对进网电流的纹波分量进行负反馈，改变电流过零点处的调制波幅值，并通过逻辑运算电路实现了半周期驱动信号的屏蔽，在保证双降压并网逆变器具有高效率高可靠性的基础上，解决了现有双降压并网逆变器的过零畸变问题。

Description

双降压并网逆变器的过零畸变抑制方法

技术领域

本发明公开了双降压并网逆变器的过零畸变抑制方法，属于电能变换的技术领域。

背景技术

三相并网逆变器广泛应用于新能源发电、电动汽车等领域。双降压拓扑以其不存在桥臂直通问题、续流二极管反向恢复损耗小等优点得到了越来越多的应用。因此，研究三相双降压并网逆变器及其控制方法具有重要的意义。将双降压拓扑应用于三相DC/AC逆变器，能够克服桥式拓扑的直通问题，避免死区效应，减小进网电流谐波含量，减小滤波器尺寸和重量，提高变流器效率。

现有双降压并网逆变器的主要控制方法主要分为滞环电流控制、单周期控制和SPWM控制。其中滞环电流控制将三相双降压并网逆变器看作三个独立的单相双降压并网逆变器，分别对其进行滞环控制，三相不会相互影响，但不易设计滤波器。矢量模式单周期控制策略将三相电网交流电压划分为6个区间，不同的是在每个区间建立单周控制模型，实现较为复杂。SPWM控制将三相静止坐标系下的交流电流变换为两相旋转坐标系下的直流电流进行闭环控制，并可通过注入三次谐波实现较高的直流电压利用率，但其存在全周期控制下效率较低和半周期控制下过零畸变的问题。

双降压并网逆变器的全周期和半周期控制方式，分别对应逆变器的有偏置电流和无偏置电流工作模式。有偏置电流工作模式下每相桥臂的两个降压变换器同时工作，每个输出滤波电感流过一个工频周期的电流，其存在偏置电流；而无偏置电流工作模式实质为两个Buck变换器交替工作，每个输出滤波电感仅流过半个工频周期的电流，故无偏置电流工作模式相比有偏置电流工作模式，功率管的开关损耗和导通损耗小，且流过输出滤波电感的电流有效值小。因此，采用半周期控制方法时，逆变器效率较高。

然而，半周期控制方法下，两个Buck变换器交替工作，在电流过零点处进行切换。而在切换工作的瞬间，由功率管开关造成的交流侧进网电流纹波的方向会发生突变，进而导致了交流侧电流的过零畸变。目前仅有的解决方法为采用多路双降压并网逆变器输入并联、输出级联的方式使电流纹波相互抵消，从而消除过零畸变。然而此方法仅对特定的拓扑有效，其应用场合具有一定的局限性。对于三相逆变器，由于受共模电压的影响，在过零点附近的几个开关周期内，输出滤波电感两端压差所导致的单方向纹波电流较大，其过零畸变比单相逆变器更为严重。此外，为简化控制，三相并网逆变器通常采用坐标变换控制方法，将三相交流电转化为两相直流电。三相电流反馈值同时参与坐标变换，互相影响，某一相在过零点处的畸变会导致其它两相电流在该时刻也发生畸变，严重影响了进网电流质量。因此，抑制过零畸变是将双降压拓扑应用于三相逆变器所需要解决的重要问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是针对上述背景技术的不足，提供了双降压并网逆变器的过零畸变抑制方法。

本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：

双降压并网逆变器的过零畸变抑制方法，包括如下步骤：

步骤1，采集进网电流；

步骤2，进网电流经过电流环单元得到进网电压二相静止坐标；

步骤,3，利用空间矢量脉宽调制策略调制所述进网电压二相静止坐标，得到双降压并网逆变器初始驱动信号；

步骤4，根据电网电压、有功电流给定得到双降压并网逆变器上、下桥臂功率管半周期屏蔽信号。

所述双降压并网逆变器的过零畸变抑制方法中，步骤4具体包括如下步骤：

步骤4-1，检测有功电流给定的正负:

步骤4-2，检测电网电压的正负半周信号；

步骤4-3，根据有功电流给定的正负、电网电流的正负半轴信号得到双降压并网逆变器上、下桥臂功率管的半周期驱动信号：

当有功电流给定为正且电网电压处于正半周时，双降压并网逆变器上桥臂功率管在初始驱动信号作用下工作，下桥臂功率管在下桥臂功率管半周期屏蔽信号作用下关断；

否则，双降压并网逆变器下桥臂功率管在初始驱动信号下工作，上桥臂功率管在上桥臂功率管半周期屏蔽信号作用下关断。

所述双降压并网逆变器的过零畸变抑制方法中，步骤2具体包括如下步骤：

步骤2-1，对进网电流做旋转变换得到进网电流的有功分量、无功分量；

步骤2-2，所述进网电流的有功分量、无功分量经过高通滤波处理后得到有功电流和无功电流的高频纹波，高频纹波经放大后作为空间电压矢量基准的修正量的有功分量、无功分量；

步骤2-3，所述进网电流的有功分量与有功分量给定值得到进网电流的进网电流有功分量误差值，所述进网电流的无功分量与无功分量给定值得到进网电流无功分量误差值；

步骤2-4，所述进网电流有功分量误差值、进网电流无功分量误差值经过PI调节得到电网电压有功分量、无功分量；

步骤2-5，以所述电网电压的有功分量、无功分量与空间电压矢量基准修正量的有功分量、无功分量的差值作为空间电压矢量基准，对空间电压矢量基准值进行坐标变换得到进网电压二相静止坐标。

本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：通过对三相双降压并网逆变器拓扑的控制引入了带纹波电流负反馈的半周期SVPWM控制方法，对进网电流的纹波分量进行负反馈，改变电流过零点处的调制波幅值，并通过逻辑运算电路实现了半周期驱动信号的屏蔽，在保证双降压并网逆变器具有高效率高可靠性的基础上，解决了现有双降压并网逆变器的过零畸变问题。

附图说明

图1是本发明涉及的双降压并网逆变器及其控制系统的结构示意图；

图2是本发明所述双降压拓扑单元示意图；

图3是本发明所述双降压拓扑单元单相桥臂示意图；

图4是本发明所述电流环单元示意图；

图5是本发明所述SVPWM单元和半周期驱动信号屏蔽单元示意图；

图6是本发明所述双降压并网逆变器a相桥臂的驱动逻辑示意图；

图7和图8是本发明所述双降压并网逆变器的过零畸变抑制方法应用于双降压并网逆变器控制的进网电流波形和传统双降压并网逆变器控制方法下的进网电流波形。

图中标号说明：S₁-S₆为第一至第六功率管，D₁-D₆为第一至第六快恢复二极管，L_a1、L_a2为直流侧a相滤波电感，L_b1、L_b2为直流侧b相滤波电感，L_c1、L_c2为直流侧c相滤波电感，L_ag为交流侧a相滤波电感，L_bg为交流侧b相滤波电感，L_cg为交流侧c相滤波电感。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明：

如图1所示，一种双降压并网逆变器的过零畸变抑制方法，所基于的系统包括连接于发电装置和电网之间的双降压拓扑单元以及与双降压拓扑单元相连接的逆变器控制单元。其中，逆变器控制单元包括用于控制逆变器并网电流的电流环单元、与电流环单元相连接的SVPWM单元以及与SVPWM单元相连接的半周期驱动信号屏蔽单元。

图2为本发明所述双降压拓扑单元示意图。第一至第六功率管S₁-S₆为a、b、c三相桥臂功率管，D₁-D₆为外接的第一至第六快恢复二极管，P为直流侧正端，N点为直流侧负端，直流侧电压为V_DC，电网电压为e_a、e_b和e_c。逆变器交流侧接LCL滤波器，其中：L_a1、L_a2为直流侧a相滤波电感，L_b1、L_b2为直流侧b相滤波电感，L_c1、L_c2为直流侧c相滤波电感，L_ag为交流侧a相滤波电感，L_bg为交流侧b相滤波电感，L_cg为交流侧c相滤波电感，逆变器侧电流为i_ac、i_bc和i_cc，进网电流为i_ag、i_bg和i_cg。

图3为本发明所述双降压拓扑单元单相桥臂示意图。第一功率管S₁为上桥臂功率管，第二功率管S2为下桥臂功率管，第一功率管S₁与第二快恢复二极管D₂的连接点为E，第二功率管S₂与第一快恢复二极管D₁的连接点为M，直流侧a相滤波电感L_a1和L_a2的连接点为A。O点为交流侧中点，其中A点相对于O点的电位v_AO为：

$v_{\mathrm{AO}}=e_a+L_{\mathrm{ag}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ag}}}{\mathrm{dt}}---\left(1\right),$

而O点相对于N点的电位为v_ON，即：

$v_{\mathrm{ON}}=\frac{V_{\mathrm{DC}}}{2}+v_{\mathrm{cm}}---\left(2\right),$

式（2）中，v_cm为共模电压，其表达式为：

$v_{\mathrm{cm}}\left(t\right)=\frac{{2V}_{\mathrm{DC}}}{\mathrm{\π}}\underset{m=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{m}{J}_0\left(\frac{\mathrm{m\π}}{2}M\right)\sin \frac{\mathrm{m\π}}{2}\cos {\mathrm{m\ω}}_{s}t---\left(3\right),$

$+\frac{{2V}_{\mathrm{DC}}}{\mathrm{\π}}\underset{m=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=\±3k}{\overset{\±\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{m}{J}_n\left(\frac{\mathrm{m\π}}{2}M\right)\sin \frac{(m+n)\mathrm{\π}}{2}\cos ({\mathrm{m\ω}}_{s}t+\mathrm{n\ωt})$

式（3）中，m为调制比，即载波与调制波的幅值之比，ω_s为开关角频率，J_n为n次贝塞尔级数，J₀为贝塞尔函数的直流分量，该式对全半周期控制模式均适用，其为三倍开关频率脉动量。

.A点相对于N点的电位v_AN和P点相对于A点的电位v_PA分别为：

$v_{\mathrm{AN}}=\frac{V_{\mathrm{DC}}}{2}+v_{\mathrm{cm}}+e_a+L_{\mathrm{ag}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ag}}}{\mathrm{dt}}---\left(4\right),$

$v_{\mathrm{PA}}=\frac{V_{\mathrm{DC}}}{2}-v_{\mathrm{cm}}-e_a-L_{\mathrm{ag}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ag}}}{\mathrm{dt}}---\left(5\right),$

半周期控制时，假设工作电感在t₁时刻由L_a1切换至L_a2，在该时刻附近电流基波值很小。在接近却未到t₁时刻的t₁-时间内，由S₁、D₂和L_a1组成的降压电路工作，当S₁导通时，L_a1两端电压为v_PA，由于v_cm为三倍开关频率，此时会出现v_PA为正或为负两种情况，此时的v_PA正值远高于负值的模，故i_a1总体趋势上升。当D₂续流时，L_a1两端电压为-v_AN，v_AN大于零，故i_a1下降，当i_a1降为0时，由于没有电流通路，i_a1不会反向流动。在t₁-时间内，虽然i_ac的基波电流值近似为0，但纹波电流有效值为正。在接近且刚过t₁时刻的t₁+时间内，切换至S₂、D₁和L_a2组成的降压电路工作，当S₂导通时，L_a2两端电压为v_AN，此时也会出现v_AN为正或为负两种情况，此时的v_AN正值远高于负值的模，故i_a2可看作总体趋势上升。当D₁续流时，L_a1两端电压为-v_PA，v_PA大于零，故i_a2下降，当i_a2降为0时，由于没有电流通路，i_a2不会反向流动。在t₁+时间内，i_ac的有效值为负。

图4为本发明所述电流环单元示意图。三相进网电流i_ag、i_bg和i_cg经Park变换后得到电流的有功分量i_dg和无功分量i_qg，其一方面作为反馈量与基准值比较，参与误差信号PI调节，另一方面经高通滤波器输出高频纹波电流，作为负反馈量乘以一定的比例系数k₁，并与u_d、u_q叠加，作为参与SVPWM运算的电压基准v_d和v_q。高频纹波电流为高于电网频率的电流。

进网电流的过零畸变是由于纹波电流方向突变引起的，因此应在各相电流过零点处尽可能地减小电感L_a1、L_a2、L_b1、L_b2、L_c1、L_c2的电流纹波。以a相为例，在t₁-时刻，需要降低S₁导通时i_a1的上升量，即减小v_PA的值。在t₁+时间内，需要降低S₂导通时i_a2的上升量，即减小v_AN的值。其实质为在过零点前增大共模电压v_cm的幅值，而在过零点后减小v_cm的幅值。而v_cm的值与三相桥臂输出电压有关，设三相桥臂输出为v_a、v_b和v_c，则v_cm为：

$v_{\mathrm{cm}}=\frac{v_a+v_b+v_c}{3}---\left(6\right),$

而v_a、v_b和v_c又与基准电压的幅值有关，其与v_α、v_β成正比。因此可以在控制环路中加入高频纹波电流负反馈，从而在过零点处改变基准电压的给定。由于三相电流的畸变均能够体现在Park变换后的电流波形上，因此可以直接将Park变换后的电流经过高通滤波器进行负反馈控制

图5为本发明所述SVPWM单元和半周期驱动信号屏蔽单元示意图。XOR为异或计算，AND为与运算。有功电流给定i_dg*经过过零比较器得到电流基准的正负信号c_mp1，电网电压e_a、e_b和e_c经过过零比较器得到电网电压的正负半周信号c_mpa、c_mpb和c_mpc，电流基准的正负信号c_mp1与电网电压的正负半周信号c_mpa、c_mpb和c_mpc经异或运算得到了驱动半周期屏蔽信号c_upa、c_upb、c_upc、c_downa、c_downb、c_downc。d_upa,d_upb,d_upc和d_downa,d_downb,d_downc为SVPWM调制出的三相上桥臂和下桥臂功率管的原始驱动信号，其与屏蔽信号c_upa、c_upb、c_upc、c_downa、c_downb、c_downc进行与运算得到改进后的SVPWM驱动信号d_upa’,d_upb’,d_upc’和d_downa’,d_downb’,d_downc’。

图6为本发明所述双降压并网逆变器a相桥臂的驱动逻辑示意图，图中横坐标为时间t，单位为s；纵坐标由上至下依次为a相进网电流i_ac，单位为A，a相上桥臂功率管驱动信号u_gupa，单位为V，a相下桥臂功率管驱动信号u_gdowna，单位为V，流过电感L_a1的电流i_a1，单位为A，流过电感L_a2的电流i_a2，单位为A。

a相桥臂功率管的驱动信号分别为d_upa和d_downa。流过滤波电感L_a1和L_a2的电流i_a1和i_a2为：

i_ac=i_a1-i_a2   (7)，

i_a1和i_a2不存在直流偏置，S₁和D₁，S₂和D₂不同时导通，L_a1和L_a2分别在半个周期内独立工作，此时逆变器侧等效电感L_ac=L_a1=L_a2。

图7和图8为本发明所述双降压并网逆变器的过零畸变抑制方法应用于双降压并网逆变器控制的进网电流波形和传统双降压并网逆变器控制方法下的进网电流波形。图中横坐标为时间t，单位为s；纵坐标由上至下依次为电网电压e_a，e_b，e_c，单位为V，进网电流i_ag，i_bg，i_cg，单位为A。由上至下为电网电压、传统双降压并网逆变器控制方法下的三相进网电流和采用过零畸变抑制方法的进网电流波形。

过零畸变电流的傅里叶系数为：

$C_n=\frac{2\mathrm{\Δi}}{\mathrm{n\π}}(\cos \mathrm{n\ω\Δt}-1)(1-\cos \mathrm{n\π})---\left(8\right),$

ω为基波角频率。过零畸变导致的电流谐波不含偶次谐波，但含有奇次谐波，其会对基波产生影响，并引入了较大的低次谐波。在基于三相坐标变换的SVPWM控制三相并网逆变器电路中，每相电流的过零畸变会对其它两相造成影响，这是由于另外两相进网电流的过零畸变通过坐标变换影响了该相的电流，从而严重影响进网电流波形质量。加入纹波电流负反馈能够有效抑制进网电流的过零畸变。

驱动半周期屏蔽信号为六路与电网频率相等，占空比为0.5的信号，其中每相的两路驱动半周期屏蔽信号互补，且三相驱动半周期屏蔽信号相差120度。其与由SVPWM单元生成的三相上下桥臂功率管的驱动信号进行与运算，实现当进网电流处于正半周时，其对应相的下桥臂驱动信号应为低电平，当进网电流处于负半周时，其对应相的上桥臂驱动信号应为低电平。进网电流的正负半周由电网电压和有功电流给定的正负共同决定。

由有功电流给定的正负和电网电压的正负半周决定了进网电流的正负半周，进而得到半周期屏蔽信号。由半周期屏蔽信号和SVPWM单元生成的六路功率管初始驱动信号和六路驱动半周期屏蔽信号进行与运算得到最终驱动三相上下桥臂功率管的半周期驱动信号。

综上所述：本发明通过对三相双降压并网逆变器拓扑的控制引入了带纹波电流负反馈的半周期SVPWM控制方法，对进网电流的纹波分量进行负反馈，改变电流过零点处的调制波幅值，并通过逻辑运算电路实现了半周期驱动信号的屏蔽，在保证双降压并网逆变器具有高效率高可靠性的基础上，解决了现有双降压并网逆变器的过零畸变问题。

Claims (3)

1.双降压并网逆变器的过零畸变抑制方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1，采集进网电流；

步骤2，进网电流经过电流环单元得到进网电压二相静止坐标；

步骤,3，利用空间矢量脉宽调制策略调制所述进网电压二相静止坐标，得到双降压并网逆变器初始驱动信号；

步骤4，根据电网电压、有功电流给定得到双降压并网逆变器上、下桥臂功率管半周期屏蔽信号。

2.根据权利要求1所述的双降压并网逆变器的过零畸变抑制方法，其特征在于，所述步骤4具体包括如下步骤：

步骤4-1，检测有功电流给定的正负:

步骤4-2，检测电网电压的正负半周信号；

步骤4-3，根据有功电流给定的正负、电网电流的正负半轴信号得到双降压并网逆变器上、下桥臂功率管的半周期驱动信号：

当有功电流给定为正且电网电压处于正半周时，双降压并网逆变器上桥臂功率管在初始驱动信号作用下工作，下桥臂功率管在下桥臂功率管半周期屏蔽信号作用下关断；

否则，双降压并网逆变器下桥臂功率管在初始驱动信号下工作，上桥臂功率管在上桥臂功率管半周期屏蔽信号作用下关断。

3.根据权利要求1或2所述的双降压并网逆变器的过零畸变抑制方法，其特征在于，所述步骤2具体包括如下步骤：

步骤2-1，对进网电流做旋转变换得到进网电流的有功分量、无功分量；

步骤2-2，所述进网电流的有功分量、无功分量经过高通滤波处理后得到有功电流和无功电流的高频纹波，高频纹波经放大后作为空间电压矢量基准的修正量的有功分量、无功分量；

步骤2-3，所述进网电流的有功分量与有功分量给定值得到进网电流的进网电流有功分量误差值，所述进网电流的无功分量与无功分量给定值得到进网电流无功分量误差值；

步骤2-4，所述进网电流有功分量误差值、进网电流无功分量误差值经过PI调节得到电网电压有功分量、无功分量；

步骤2-5，以所述电网电压的有功分量、无功分量与空间电压矢量基准修正量的有功分量、无功分量的差值作为空间电压矢量基准，对空间电压矢量基准值进行坐标变换得到进网电压二相静止坐标。

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