CN106961225B - 不连续空间矢量脉冲宽度调制方法及逆变装置 - Google Patents

不连续空间矢量脉冲宽度调制方法及逆变装置 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种不连续空间矢量脉冲宽度调制方法及逆变装置，该调制方法包括：获取调制波信号；在调制波信号中加入三次谐波信号；在加入了三次谐波信号的调制波信号中加入用于使得开关在部分区域内不动作的偏置信号，偏置信号在任意一点处的斜率均不大于第一预设值且不小于第二预设值，第一预设值为正数，第二预设值为负数。本发明提供的调制方法，可以在减少逆变装置开关损耗的同时，降低中线共模电流。

Description

不连续空间矢量脉冲宽度调制方法及逆变装置
技术领域
本发明涉及电源变换技术领域，具体涉及一种不连续空间矢量脉冲宽度调制方法及逆变装置。
背景技术
对于分布式发电系统的逆变装置，减少逆变器的开关损耗来提高逆变器的效率，国内外学者进行了大量的研究。对于分布式发电系统的逆变器，常用的减少开关损耗方法是不连续PWM(Discontinuous Pulse Width Modulation,DPWM)控制。
其中，不连续PWM控制方法中的DPWM1方法开关状态保持不变的区间刚好位于波峰和波谷处，如果逆变器所带负载的功率因数为1，负载电流最大的共120°范围内开关状态刚好保持不变，这样会使开关损耗降低到最小。计算表明：采用DPWM1方式，与传统的连续PWM(Continuous Pulse Width Modulation,CPWM)控制相比，开关损耗可以大大减少。因此，DPWM1有在大功率电力电子变换器得到广泛的应用。
例如，为提高三电平三相逆变器的效率，公开号为CN105450061的发明专利申请公开了一种减小开关器件损耗的PWM调制方法，其将传统的每个PWM调制周期内有七种开关状态(简称七段式)优化为每个PWM调制周期内有五种开关状态(简称五段式)，可以减小开关器件的开关次数，降低开关器件的开关损耗。
上述现有技术是从空间矢量PWM方法上减少了开关次数，从而提高逆变器的效率。但是，在三电平三相逆变器中，为了抑制逆变器的共模电流，通常将逆变器的滤波电容的公共点连接到直流母线电容中性点。如果采用常规的60度不连续PWM方法或五段式空间矢量PWM方法时，会导致中线共模电流比较大，从而影响逆变器的共模电流。
发明内容
因此，本发明要解决的技术问题在于现有减少逆变器开关损耗的方法应用于三电平三相逆变器时容易导致中线共模电流增大。
为此，本发明实施例提供了如下技术方案：
本发明实施例提供了一种不连续空间矢量脉冲宽度调制方法，包括如下步骤：获取调制波信号；在所述调制波信号中加入三次谐波信号；在加入了三次谐波信号的调制波信号中加入用于使得开关在部分区域内不动作的偏置信号，所述偏置信号在任意一点处的斜率均不大于第一预设值且不小于第二预设值，所述第一预设值为正数，所述第二预设值为负数。
可选地，所述调制波信号为正弦调制波信号。
可选地，在加入了三次谐波信号的调制波信号中加入用于使得开关在部分区域内不动作的偏置信号之前，还包括：
采用以下公式计算三相调制波电压的均方根：
其中，Varef为A相调制波电压，Vbref为B相调制波电压，Vcref为C相调制波电压；
如果-0.2Vrms≤Vmid≤0.2Vrms，得到的所述偏置信号为：
Voffset1＝-(max(Varef,Vbref,Vcref)+min(Varef,Vbref,Vcref))/2
其中，Vmax＝max(Varef,Vbref,Vcref)，Vmid＝mid(Varef,Vbref,Vcref)，Vmin＝min(Varef,Vbref,Vcref)，max表示取最大值，min表示取最小值，mid表示取中间值。
可选地，如果Vmid≥0.2Vrms或Vmid≤-0.2Vrms，得到的所述偏置信号为：
可选地，所述偏置信号的斜率为(max(Varef,Vbref,Vcref)+min(Varef,Vbref,Vcref))*2，其中，Varef为A相调制波电压，Vbref为B相调制波电压，Vcref为C相调制波电压。
可选地，开关不动作的区域角度为50度。
本发明实施例还提供了一种逆变装置，包括功率开关管Sa1-Sa4、Sb1-Sb4和Sc1-Sc4,直流母线电容C1和C2，滤波电感L1-L3和滤波电容C3-C5,以及用于分别控制所述功率开关管Sa1-Sa4、Sb1-Sb4和Sc1-Sc4通断的处理器，所述处理器执行上述权利要求1-6中任一项所述方法；
所述直流母线电容C1的第二端和所述直流母线电容C2的第一端串联，所述直流母线电容C1的第一端和所述直流母线电容C2的第二端分别作为直流输入端；所述功率开关管Sa1的第一端与其中一个所述直流输入端连接、第二端与所述功率开关管Sa4的第一端连接，所述功率开关管Sa4的第二端与另一个所述直流输入端连接；所述功率开关管Sb1的第一端与其中一个所述直流输入端连接、第二端与所述功率开关管Sb4的第一端连接，所述功率开关管Sb4的第二端与另一个所述直流输入端连接；所述功率开关管Sc1的第一端与其中一个所述直流输入端连接、第二端与所述功率开关管Sc4的第一端连接，所述功率开关管Sc4的第二端与另一个所述直流输入端连接；所述功率开关管Sa3的第二端与所述功率开关管Sa2的第二端连接，所述功率开关管Sa3的第一端与所述直流母线电容C1的第二端连接，所述功率开关管Sa2的第一端与所述功率开关管Sa1的第二端连接；所述功率开关管Sb3的第二端与所述功率开关管Sb2的第二端连接，所述功率开关管Sb3的第一端与所述直流母线电容C1的第二端连接，所述功率开关管Sb2的第一端与所述功率开关管Sb1的第二端连接；所述功率开关管Sc3的第二端与所述功率开关管Sc2的第二端连接，所述功率开关管Sc3的第一端与所述直流母线电容C1的第二端连接，所述功率开关管Sc2的第一端与所述功率开关管Sc1的第二端连接；所述功率开关管Sa1的第二端还与所述滤波电感L1的一端连接，所述功率开关管Sb1的第二端还与所述滤波电感L2的一端连接，所述功率开关管Sc1的第二端还与所述滤波电感L3的一端连接，所述滤波电感L1的另一端与所述滤波电容C3的一端连接，所述滤波电感L2的另一端与所述滤波电容C4的一端连接，所述滤波电感L3的另一端与所述滤波电容C5的一端连接，所述滤波电容C3的另一端、所述滤波电容C4的另一端和所述滤波电容C5的另一端分别与所述直流母线电容C1的第二端连接，所述滤波电感L1与所述滤波电容C3的连接处、所述滤波电感L2与所述滤波电容C4的连接处、所述滤波电感L3与所述滤波电容C5的连接处分别作为交流输出端；其中，功率开关管的第一端为源极、第二端为漏极，功率开关管的源极和漏极之间并联续流二极管，该续流二极管从漏极向源极导通。
本发明技术方案，具有如下优点：
本发明实施例提供的不连续空间矢量脉冲宽度调制方法及逆变装置，与传统60度不连续PWM调制方法相比，其注入的使得开关在部分区域内不动作的偏置信号各处缓慢变化，没有突变，从而减小共模电压变化，进而在降低三相逆变装置开关损耗的同时，大大减小输出的中线共模电流。
附图说明
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例中不连续空间矢量脉冲宽度调制方法的流程图；
图2为本发明实施例中逆变装置的电路图；
图3为本发明实施例中逆变装置的电压矢量分布图；
图4(a)为正弦调制波波形图；(b)为在正弦调制波中加入三次谐波后的波形图；
图5(a)为三相正弦调制波波形图；(b)为现有不连续PWM调制注入的偏置信号波形图；
图6为利用现有不连续PWM调制的正弦调制波、注入的三次谐波和注入的偏置信号的波形图；
图7为本发明实施例中不连续PWM调制的正弦调制波、注入的三次谐波、注入的偏置信号以及现有不连续PWM调制注入的偏置信号的波形图；
图8(a)为利用本发明实施例提供的不连续PWM调制方法逆变装置输出的中线电流波形图；(b)为利用本发明实施例提供的不连续PWM调制方法输出的三相交流电波形图；
图9(a)为利用现有PWM调制方法逆变装置输出的中线电流波形图；(b)为利用现有PWM调制方法逆变装置输出的三相交流电波形图。
具体实施方式
下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
此外，下面所描述的本发明不同实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。
如图1所示，本实施例提供了一种不连续空间矢量脉冲宽度调制方法，包括如下步骤：
S1：获取调制波信号，该调制波信号可以是正弦调制波信号。
S2：在调制波信号中加入三次谐波信号。其波形如图5所示的Voffset02。
S3：在加入了三次谐波信号的调制波信号中加入用于使得开关在部分区域内不动作的偏置信号，所述偏置信号在任意一点处的斜率均不大于第一预设值且不小于第二预设值，所述第一预设值为正数，所述第二预设值为负数。本实施例中，在加入偏置信号之后，对得到的信号进行正弦波脉冲宽度调制，得到最终的调制信号。
偏置信号在任意一点处均缓慢变化，没有突变，如图7中所述的Voffset2。具体地，所述偏置信号的斜率可以为(max(Varef,Vbref,Vcref)+min(Varef,Vbref,Vcref))*2，其中，Varef为A相调制波电压，Vbref为B相调制波电压，Vcref为C相调制波电压。
本发明实施例中，开关不动作的区域角度小于60度，其取值可以根据需要灵活选择，例如，选择45-55度中的任意值。
本发明实施例中，在加入偏置信号之前，需要计算得到相应的偏置信号，具体地，对于偏置信号的计算，可以包括：
一、取出三个信号的调制信号，也即是三相调制波电压：
Vmax＝max(Varef,Vbref,Vcref)
Vmid＝mid(Varef,Vbref,Vcref)
Vmin＝min(Varef,Vbref,Vcref)
二、计算算出调制信号的均方根值：
三、以开关不动作的区域角度为50度作为示例：
如果-0.2Vrms≤Vmid≤0.2Vrms，注入的偏置信号为:
Voffset1＝-(max(Varef,Vbref,Vcref)+min(Varef,Vbref,Vcref))/2
则参考电压信号为：
如果Vmid≥0.2Vrms或Vmid≤-0.2Vrms，注入的偏置信号为:
则参考电压信号为:
然后将和进行正弦波脉冲宽度调制，得到最终的调制信号。
本发明实施例提供的不连续空间矢量脉冲宽度调制方法，与传统60度不连续PWM调制方法相比，其注入的使得开关在部分区域内不动作的偏置信号各处缓慢变化，没有突变，从而减小共模电压变化，进而在降低三相逆变装置开关损耗的同时，大大减小输出的中线共模电流，提高输出波形质量。
如图2所示，本实施例还提供了一种逆变装置，也即三电平三相逆变装置，该逆变装置可以应用于光伏发电和风能发电等分布式发电系统向三相电网的并网。
该逆变装置包括T型三电平三相逆变桥和LC滤波器，其直流输入端可以接光伏发电系统输出端、风能发电输出端等直流电源(图2中使用Edc和Rdc等效代替)，其交流输出端可以接三相电网以实现并网。
另外，图2中，uan、ubn、ucn为三电平三相逆变装置输出相电压，ea、eb、ec为三相电网电压，ia、ib、ic是三电平三相逆变装置输出电流。
具体地，该逆变装置包括功率开关管Sa1-Sa4、Sb1-Sb4和Sc1-Sc4,直流母线电容C1和C2，滤波电感L1-L3和滤波电容C3-C5,以及用于分别控制功率开关管Sa1-Sa4、Sb1-Sb4和Sc1-Sc4通断的处理器，处理器执行上述任一种不连续空间矢量脉冲宽度调制方法。
直流母线电容C1的第二端和直流母线电容C2的第一端串联，直流母线电容C1的第一端和直流母线电容C2的第二端分别作为直流输入端；
功率开关管Sa1的第一端与其中一个直流输入端连接、第二端与功率开关管Sa4的第一端连接，功率开关管Sa4的第二端与另一个直流输入端连接；
功率开关管Sb1的第一端与其中一个直流输入端连接、第二端与功率开关管Sb4的第一端连接，功率开关管Sb4的第二端与另一个直流输入端连接；
功率开关管Sc1的第一端与其中一个直流输入端连接、第二端与功率开关管Sc4的第一端连接，功率开关管Sc4的第二端与另一个直流输入端连接；
功率开关管Sa3的第二端与功率开关管Sa2的第二端连接，功率开关管Sa3的第一端与直流母线电容C1的第二端(即直流母线电容C1和直流母线电容C2的连接处)连接，功率开关管Sa2的第一端与功率开关管Sa1的第二端(即功率开关管Sa1和Sa4的连接处)连接；
功率开关管Sb3的第二端与功率开关管Sb2的第二端连接，功率开关管Sb3的第一端与直流母线电容C1的第二端(即直流母线电容C1和直流母线电容C2的连接处)连接，功率开关管Sb2的第一端与功率开关管Sb1的第二端(即功率开关管Sb1和Sb4的连接处)连接；
功率开关管Sc3的第二端与功率开关管Sc2的第二端连接，功率开关管Sc3的第一端与直流母线电容C1的第二端(即直流母线电容C1和直流母线电容C2的连接处)连接，功率开关管Sc2的第一端与功率开关管Sc1的第二端(即功率开关管Sc1和Sc4的连接处)连接；
功率开关管Sa1的第二端(即功率开关管Sa1和Sa4的连接处)还与滤波电感L1的一端连接，功率开关管Sb1的第二端(即功率开关管Sb1和Sb4的连接处)还与滤波电感L2的一端连接，功率开关管Sc1的第二端(即功率开关管Sc1和Sc4的连接处)还与滤波电感L3的一端连接，滤波电感L1的另一端与滤波电容C3的一端连接，滤波电感L2的另一端与滤波电容C4的一端连接，滤波电感L3的另一端与滤波电容C5的一端连接，滤波电容C3的另一端、滤波电容C4的另一端和滤波电容C5的另一端分别与直流母线电容C1的第二端(即直流母线电容C1和直流母线电容C2的连接处)连接，滤波电感L1与滤波电容C3的连接处、滤波电感L2与滤波电容C4的连接处、滤波电感L3与滤波电容C5的连接处分别作为交流输出端；
功率开关管的第一端为源极、第二端为漏极，功率开关管的源极和漏极之间并联续流二极管，该续流二极管从漏极向源极导通。
上述功率开关管Sa1-Sa4、Sb1-Sb4和Sc1-Sc4分别构成T型三电平三相逆变桥的三个桥臂，每个桥臂有4个功率开关管，其中Sx1管和Sx3管互补，Sx2管和Sx4管互补，每个桥臂共有三种状态，分别为P、O和N，P表示上两管Sa1和Sa2导通、O状态表示中间两管Sx2、Sx3导通，N状态表示下面两管Sx3、Sx4导通。例如，A相各功率开关管的状态如表1所示。
表1 三电平三相逆变装置A相开关管状态和输出电压的关系
三电平三相逆变装置的三组开关变量SA、SB、SC可以分别取值为P、0、N，即33＝27组开关组合状态。又由于一个电压矢量可以对应多个状态组合，所以这27个输出状态组合，一共只对应了19个电压矢量，这19个电压矢量称为基本电压矢量。图3为三电平三相逆变装置的电压矢量分布图，19个基本电压矢量都在图3中表示了出来。
常规的空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM)方法在调制波里加入三次谐波偏置，其中，Varef、Vbref和Vcref为三相调制波， 分别表示在三相调制波中加入了三次谐波后的三相波，也即是上述中的参考电压信号，具体波形图如图4所示，三次谐波偏置Voffset＝-(max(Varef,Vbref,Vcref)+min(Varef,Vbref,Vcref))/2，max函数取变量的最大值，min函数取变量的最小值。三相调制波具体可以是三相正弦调制波。
这种在调制波里加入三次谐波的方法在每一个开关周期，每一相都有开关动作。为了减小共模电压变化，在降低三相逆变装置开关损耗的同时，大大减小输出的中线共模电流，提高输出波形质量，本实施例中在常规的方法中，再注入偏置信号。对于偏置信号的计算，可以包括：
一、取出三个信号的调制信号，也即是三相调制波电压：
Vmax＝max(Varef,Vbref,Vcref)
Vmid＝mid(Varef,Vbref,Vcref)
Vmin＝min(Varef,Vbref,Vcref)
二、计算算出调制信号的均方根值：
三、以开关不动作的区域角度为50度作为示例：
如果-0.2Vrms≤Vmid≤0.2Vrms，注入的偏置信号为:
Voffset1＝-(max(Varef,Vbref,Vcref)+min(Varef,Vbref,Vcref))/2
则参考电压信号为：
如果Vmid≥0.2Vrms或Vmid≤-0.2Vrms，注入的偏置信号为:
则参考电压信号为:
然后将和进行正弦波脉冲宽度调制，得到最终的调制信号。
从图5所示的注入的直流偏置信号可以看出：在各相调制信号的交点处发生注入的直流偏置信号突变。对于三电平三相逆变装置，为了抑制逆变装置的共模电流，通常将逆变装置的滤波电容的公共点(即图2中滤波电容C3、C4和C5的连接处)连接到直流母线电容中性点(即图2所示直流母线电容C1和C2的连接处)。而采用上述的现有60度不连续的PWM控制或五段式空间矢量PWM控制时，会导致图2中的中线共模电流icm比较大，从而引起共模电压的突变，导致直流母线电压中点与滤波电容中性点相连线上电流icm突变。所以在T型三电平三相逆变装置滤波电容中线回到直流母线中点的拓扑结构上，使用传统60度DPWM调制方法，中线共模电流icm比较大。
图6为利用现有60度DPWM调制方法进行调制时注入的偏置信号(Voffset02)、正弦调制波(Varef、Vbref、Vcref)和三次谐波注入信号(Vmax+Vmin)，其中三相正弦调制波分别为：Varef＝4000sin(314.15t)，Vbref＝4000sin(314.15t-2π/3)，Vcref＝4000sin(314.15t+2π/3)，钳位正母线电压时最大值为8192。
图7为使用上述不连续空间矢量脉冲宽度调制方法进行调制时注入的偏置信号(Voffset2)、正弦调制波(Varef、Vbref、Vcref)和三次谐波注入信号(Vmax+Vmin)。为了减少逆变装置开关损耗，假定要求不导通的区域为50度。此时注入的偏置信号缓慢变化，减小了共模电压变化。
针对图2所示的逆变装置，分别利用现有60度不连续PWM调制方法进行调制、本实施例提供的不连续PWM调制方法进行调制，注入的偏置信号、正弦调制波和三次谐波注入信号分别如图6和图7所示，其他参数如下表2所示。
表2 其他参数
额定功率 P＝10kW
滤波电感 L＝1.3mH
滤波电容 C＝5μF
母线滤波电容 C<sub>p</sub>＝C<sub>N</sub>＝300uF
逆变装置开关频率 f<sub>s</sub>＝20kHz
电网电压频率 f<sub>g</sub>＝50Hz
电网电压有效值 e<sub>RMS</sub>＝220V
图8a、图8b分别为使用本实施例提供的不连续空间矢量脉冲宽度调制方法进行调制时三电平三相逆变装置(图2所示)的中线电流波形图、输出的三相电流波形图；图9a、图9b分别为利用传统60度DPWM方法进行调制时三电平三相逆变装置(图2所示)的中线电流波形图、输出的三相电流波形图。从图中可以看出：(1)利用本实施例提供的调制方法中线电流icm的最大值为10A，而利用传统60度DPWM方法中线电流icm的最大值为20A，本实施例提供的调制方法输出的中线电流明显小于传统60度DPWM方法；(2)利用本实施例提供的调制方法输出的电流波形质量好于传统60度DPWM方法。
显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明创造的保护范围之中。

Claims (6)

1.一种不连续空间矢量脉冲宽度调制方法，其特征在于，包括如下步骤：
获取调制波信号；
在所述调制波信号中加入三次谐波信号；
在加入了三次谐波信号的调制波信号中加入用于使得开关在部分区域内不动作的偏置信号，所述偏置信号在任意一点处的斜率均不大于第一预设值且不小于第二预设值，所述第一预设值为正数，所述第二预设值为负数；
在加入了三次谐波信号的调制波信号中加入用于使得开关在部分区域内不动作的偏置信号之前，还包括：
采用以下公式计算三相调制波电压的均方根：
其中，Varef为A相调制波电压，Vbref为B相调制波电压，Vcref为C相调制波电压；
如果-0.2Vrms≤Vmid≤0.2Vrms，得到的所述偏置信号为：
Voffset1＝-(max(Varef,Vbref,Vcref)+min(Varef,Vbref,Vcref))/2
其中，Vmax＝max(Varef,Vbref,Vcref)，Vmid＝mid(Varef,Vbref,Vcref)，Vmin＝min(Varef,Vbref,Vcref)，max表示取最大值，min表示取最小值，mid表示取中间值。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述调制波信号为正弦调制波信号。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，
如果Vmid≥0.2Vrms或Vmid≤-0.2Vrms，得到的所述偏置信号为：
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述偏置信号的斜率为(max(Varef,Vbref,Vcref)+min(Varef,Vbref,Vcref))*2，其中，Varef为A相调制波电压，Vbref为B相调制波电压，Vcref为C相调制波电压。
5.根据权利要求1-4中任一项所述的方法，其特征在于，开关不动作的区域角度为50度。
6.一种逆变装置，其特征在于，包括功率开关管Sa1-Sa4、Sb1-Sb4和Sc1-Sc4,直流母线电容C1和C2，滤波电感L1-L3和滤波电容C3-C5,以及用于分别控制所述功率开关管Sa1-Sa4、Sb1-Sb4和Sc1-Sc4通断的处理器，所述处理器执行上述权利要求1-5中任一项所述方法；
所述直流母线电容C1的第二端和所述直流母线电容C2的第一端串联，所述直流母线电容C1的第一端和所述直流母线电容C2的第二端分别作为直流输入端；所述功率开关管Sa1的第一端与其中一个所述直流输入端连接、第二端与所述功率开关管Sa4的第一端连接，所述功率开关管Sa4的第二端与另一个所述直流输入端连接；所述功率开关管Sb1的第一端与其中一个所述直流输入端连接、第二端与所述功率开关管Sb4的第一端连接，所述功率开关管Sb4的第二端与另一个所述直流输入端连接；所述功率开关管Sc1的第一端与其中一个所述直流输入端连接、第二端与所述功率开关管Sc4的第一端连接，所述功率开关管Sc4的第二端与另一个所述直流输入端连接；所述功率开关管Sa3的第二端与所述功率开关管Sa2的第二端连接，所述功率开关管Sa3的第一端与所述直流母线电容C1的第二端连接，所述功率开关管Sa2的第一端与所述功率开关管Sa1的第二端连接；所述功率开关管Sb3的第二端与所述功率开关管Sb2的第二端连接，所述功率开关管Sb3的第一端与所述直流母线电容C1的第二端连接，所述功率开关管Sb2的第一端与所述功率开关管Sb1的第二端连接；所述功率开关管Sc3的第二端与所述功率开关管Sc2的第二端连接，所述功率开关管Sc3的第一端与所述直流母线电容C1的第二端连接，所述功率开关管Sc2的第一端与所述功率开关管Sc1的第二端连接；所述功率开关管Sa1的第二端还与所述滤波电感L1的一端连接，所述功率开关管Sb1的第二端还与所述滤波电感L2的一端连接，所述功率开关管Sc1的第二端还与所述滤波电感L3的一端连接，所述滤波电感L1的另一端与所述滤波电容C3的一端连接，所述滤波电感L2的另一端与所述滤波电容C4的一端连接，所述滤波电感L3的另一端与所述滤波电容C5的一端连接，所述滤波电容C3的另一端、所述滤波电容C4的另一端和所述滤波电容C5的另一端分别与所述直流母线电容C1的第二端连接，所述滤波电感L1与所述滤波电容C3的连接处、所述滤波电感L2与所述滤波电容C4的连接处、所述滤波电感L3与所述滤波电容C5的连接处分别作为交流输出端；其中，功率开关管的第一端为源极、第二端为漏极，功率开关管的源极和漏极之间并联续流二极管，该续流二极管从漏极向源极导通。
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