CN108023411B - 一种具有功率因数校正功能的单相非接触供电系统 - Google Patents

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Abstract

本发明提出了一种具有功率因数校正功能的单相非接触供电系统，包括滤波电路、整流电路、DC‑AC变换电路、非接触变压器和控制电路，滤波电路与整流电路相连接，整流电路与DC‑AC变换电路相连接，DC‑AC变换电路与非接触变压器相连接，控制电路与DC‑AC变换电路相连接。本发明能将功率因数校正电路和DC‑AC变换电路合并，先将交流市电整流成脉动直流，再由DC‑AC变换电路斩波得到射频交流电，对输入电流具有功率因数校正的功能，且经非接触变压器传递能量后得到的射频交流电具有等幅性质；由于开关器件减少，功耗也随之降低，有助于减小单位功率的电路重量和体积，效率也有所提高。

Description

一种具有功率因数校正功能的单相非接触供电系统
技术领域
本发明涉及非接触供电及自动控制的技术领域，尤其涉及一种具有功率因数校正功能的单相非接触供电系统。
背景技术
非接触供电系统具有广阔的应用前景，同时也存在着电路复杂、功率密度低的弊端。非接触供电系统通常包含功率因数校正电路、DC-AC变换电路、非接触变压器电路、整流滤波电路，有些非接触供电系统还包括DC-DC稳压电路等。如何精简这些多级电路是该领域研究的一个热点。
发明内容
针对非接触供电系统电路复杂、功率密度低的技术问题，本发明提出一种具有功率因数校正功能的单相非接触供电系统，将功率因数校正电路和DC-AC变换电路合并成一个AC-AC电路，该电路先将交流市电整流成脉动直流，再由DC-AC变换电路斩波得到射频交流电，该DC-AC变换电路具有功率因数校正的功能，经非接触变压器传递能量后得到的射频交流电具有等幅性质。
为了达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：一种具有功率因数校正功能的单相非接触供电系统，包括滤波电路、整流电路、DC-AC变换电路、非接触变压器和控制电路，滤波电路与整流电路相连接，整流电路与DC-AC变换电路相连接，DC-AC变换电路与非接触变压器相连接，控制电路与DC-AC变换电路相连接；
所述滤波电路的输入电压为单相交流市电，市电电压u 1为正弦波，其频率f 1；电流i 2经滤波电路滤波后得到电流i 1，电流i 1为正弦波，其频率f 1；由整流电路将单相工频交流电u 1整流成脉动直流电压U dc1，其脉动频率f 2为工频频率f 1的2倍；经过控制电路调制的DC-AC变换电路具有功率因数校正的功能，当市电电压u 1为正弦波时，能使输入电流i 1接近正弦波，DC-AC变换电路将脉动直流电压U dc1斩波得到不等宽的脉冲交流电压u p，经非接触变压器传递能量后得到交流电压u s，交流电压u s的幅值近似相同。
所述DC-AC变换电路的输入端设有第一电压检测与处理电路和第一电流检测与处理电路，DC-AC变换电路的输出端设有第二电压检测与处理电路和第二电流检测与处理电路，第一电压检测与处理电路、第一电流检测与处理电路、第二电压检测与处理电路和第二电流检测与处理电路均与控制电路相连接；
第一电压检测与处理电路检测直流电压U dc1并将处理后的参考电压信号x u1传送给控制电路，信号x u1为叠加直流分量的脉动电压，脉动频率f 2=2·f 1；第一电流检测与处理电路检测直流电流I dc1并将处理后的信号x i1传送给控制电路；第二电压检测与处理电路检测DC-AC变换电路的输出电压u p并将处理后的信号x u2传送给控制电路，第二电流检测与处理电路检测DC-AC变换电路的输出电流i p并将处理后的信号x i2传送给控制电路。
所述控制电路采用双路三角波与脉动波比较的方法获得DC-AC变换电路的开关器件的驱动信号；所述控制电路包括反馈调节电路、三角波产生电路、非门、第一运算放大器和第二运算放大器，第一电压检测与处理电路、第一电流检测与处理电路、第二电压检测与处理电路和第二电流检测与处理电路均与反馈调节电路相连接，反馈调节电路分别与第一运算放大器的反向输入端和非门相连接，非门与第二运算放大器的同向输入端相连接；所述三角波产生电路分别与第一运算放大器的同向输入端以及第二运算放大器的反向输入端相连接；
第一电压检测与处理电路、第一电流检测与处理电路、第二电压检测与处理电路和第二电流检测与处理电路的输出信号x u1、x i1、x u2和x i2反馈调节电路处理后输出信号x ' u1，三角波产生电路产生三角波电压信号U Δ；
第一运算放大器比较信号x' u1与信号U Δ的大小，当信号U Δ大于信号x' u1时，第一运算放大器输出端V G1和V G3输出高电平信号，反之第一运算放大器输出端V G1和V G3输出低电平信号；
第二运算放大器比较信号-x' u1与信号U Δ的大小，当信号-x' u1大于信号U Δ时，第二运算放大器输出端V G2和V G4输出高电平信号，反之第二运算放大器输出端V G2和V G4输出低电平信号；输出端V G1、V G2、V G3和V G4驱动DC-AC变换电路的开关器件。
所述控制电路利用三角波跳频寻优控制方法确定DC-AC变换电路的斩波频率，使非接触变压器的传输效率最高，且能提高电流i 1的功率因数，减少畸变率，具体方法为：
脉冲宽度调制使用的高频载波为三角波，三角波电压U Δ，幅值为U Δm，频率为f Δ；DC-AC变换电路的开关器件的斩波频率与三角波频率f Δ相同，改变与三角波频率f Δ即可改变DC-AC变换电路的开关器件的斩波频率和非接触变压器电压u p的频率；
当三角波频率f Δ为工频电压的工频频率f 1倍数时，可消除输入电流i 1的低次谐波；非接触变压器在20kHz~20 MHz通常有多个谐振频率点，在谐振频率点附近，非接触变压器的能量传递效率达到峰值；
在非接触变压器的谐振频率点附近选择三角波频率f Δ，且使三角波频率f Δ为工频频率f 1的倍数，控制电路的运算放大器输出的信号V G1~ V G4驱动DC-AC变换电路的开关器件，使DC-AC变换电路的输出电压u p的频率为工频频率f 1的整数倍，电压u p的频率决定了非接触变压器的频率，在各频率点分别测量传输效率，效率最高的频率点即为优先选择的频率，频率选择的范围为20kHz~20 MHz。
所述滤波电路为第一滤波电路、第二滤波电路、第三滤波电路、第四滤波电路、第五滤波电路或第六滤波电路；
所述第一滤波电路包括电容C 11，输入市电的两端与电容C 11的两端相连接，电容C 11的两端与整流电路的输入端相连接；
所述第二滤波电路包括电感L 11、电感L 12和电容C 12，电感L 11和电感L 12的同名端分别与输入市电的两端相连接，电感L 11和电感L 12的异名端分别与电容C 12的两端相连接，电感L 11和电感L 12构成互感电路，电容C 12的两端分别与整流电路的输入端相连接；
所述第三滤波电路包括电容C 13、电感L 13、电感L 14和电容C 14，电容C 13的两端分别与电感L 13和电感L 14的同名端相连接，电感L 13和电感L 14的异名端分别与电容C 14的两端相连接，电感L 13和电感L 14构成互感电路，电容C 13的两端分别与输入市电的两端相连接，电容C 14的两端分别与整流电路的输入端相连接；
所述第四滤波电路包括电感L 15和电容C 15，电感L 15和电容C 15串联连接，电感L 11和电容C 12分别与输入市电相连接，电容C 11的两端分别与整流电路的输入端相连接；
所述第五滤波电路包括电容C 16、电感L 16和电感L 17，电感L 16、电容C 16和电感L 17依次串联连接，电感L 16和电感L 17构成互感电路，电容C 16的两端分别与输入市电的两端相连接，电感L 16和电感L 17分别与整流电路的输入端相连接；
所述第六滤波电路包括电感L 18和电容C 17，电感L 18和电容C 17串联连接，电容C 17的两端分别与输入市电的两端相连接，电感L 18和电容C 17分别与整流电路的输入端相连接。
所述整流电2为倍压整流电路或全波整流电路；
所述倍压整流电路包括二极管D 21、二极管D 22、电容C 21和电容C 22，二极管D 21和二极管D 22串联连接，电容C 21和电容C 22串联连接，二极管D 21和二极管D 22的中点、电容C 21和电容C 22的中点分别与滤波电路的输出端相连接；电容C 21与二极管D 21连接，电容C 22与二极管D 22连接，电容C 21与二极管D 21的中点、电容C 22与二极管D 22的中点分别与DC-AC变换电路的输入端相连接；
所述全波整流电路包括二极管D 23、二极管D 24二极管D 25和二极管D 26，二极管D 23和二极管D 24串联连接，二极管D 25和二极管D 26串联连接，二极管D 23与二极管D 25连接，二极管D 24与二极管D 26连接，二极管D 23和二极管D 24的中点、二极管D 25和二极管D 26的中点分别与滤波电路的输出端相连接，二极管D 23和二极管D 25的中点、二极管D 24和二极管D 26的中点分别与DC-AC变换电路的输入端相连接。
所述DC-AC电能变换器电路为半桥式变换电路、全桥式变换电路或推挽式变换电路；
所述半桥式变换电路包括电容C 31、电容C 32、开关管S31和开关管S32，电容C 31和电容C 32串联连接后的支路与开关管S31与开关管S32串联连接的支路并联连接，电容C 31和电容C 32的所在支路的两端与整流电路的输出端相连接，电容C 31和电容C 32的中点、开关管S31和开关管S32的中点分别与非接触变压器的输入端相连接；
所述全桥式变换电路包括开关管S33、开关管S34、开关管S5和开关管S36，开关管S33和开关管S34串联连接后的支路与开关管S35与开关管S36串联连接的支路并联连接，开关管S33和开关管S34所在支路的两端分别与整流电路的输出端相连接，开关管S33和开关管S34的中点、开关管S35和开关管S36的中点分别与非接触变压器的输入端相连接；
所述推挽式变换电路包括电感L 31、分裂电感L 32、分裂电感L 33、开关管S37和开关管S38，电感L 31分别与分裂电感L 32和分裂电感L 33相连接，分裂电感L 32和分裂电感L 33采用磁芯耦合、异名端相连，分裂电感L 32与开关管S37串联连接，分裂电感L 33与开关管S38串联连接，分裂电感L 33与开关管S38的串联电路和分裂电感L 32与开关管S37的串联电路并联连接，电感L 31、开关管S37分别与整流电路的输出端相连接，分裂电感L 32与开关管S37的中点、分裂电感L 33与开关管S38的中点分别与非接触变压器的输入端相连接。
所述非接触变压器包含有补偿电路，非接触变压器为串-串联谐振电路、串-并联谐振电路、并-串联谐振电路或并-并联谐振电路；
所述串-串联谐振电路包括电容C P1、电感L P1、电容C S1和电感L S1，电容C P1和电感L P1串联连接，电容C S1和电感L S1串联连接，电感L P1和电感L S1通过电磁耦合连接；电容C P1和电感L P1所在支路的两端分别与DC-AC电能变换器电路的输出端相连接，电容C S1和电感L S1所在支路的两端为输出端；
所述串-并联谐振电路包括电容C P2、电感L P2、C S2和电感L S2，电容C P1和电感L P1串联连接，电容C S2和电感L S2并联连接，电感L P2和电感L S2通过电磁耦合连接；电容C P2和电感L P2所在支路的两端分别与DC-AC电能变换器电路的输出端相连接，电感L S2的两端为输出端；
所述并-串联谐振电路包括电容C P3、电感L P3、C S3和电感L S3，电容C P3和电感L P3并联连接，电容C S3和电感L S3串联连接，电感L P3和电感L S3通过电磁耦合连接；电感L P3的两端分别与DC-AC电能变换器电路的输出端相连接，电容C S3和电感L S3所在支路的两端为输出端；
所述并-并联谐振电路电容C P4、电感L P4、C S4和电感L S4，电容C P4和电感L P4并联连接，电容C S4和电感L S4并联连接，电感L P4和电感L S4通过电磁耦合连接；电感L S4的两端分别与DC-AC电能变换器电路的输出端相连接，电感L S4的两端为输出端。
本发明的有益效果：通过采集DC-AC变换电路的输入电压、输入电流、输出电压和输出电流采用双路三角波与脉动波比较方法控制开关器件的驱动信号，使输出信号更稳定；能将功率因数校正电路和DC-AC变换电路合并成一个AC-AC电路，先将交流市电整流成脉动直流，再由DC-AC变换电路斩波得到射频交流电，具有功率因数校正的功能，经非接触变压器传递能量后得到的射频交流电具有等幅性质；由于开关器件减少，功耗也随之降低，有助于减小单位功率的电路重量和体积，效率也有所提高。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明的原理框图。
图2为本发明的驱动信号生成示意图。
图3为本发明的波形示意图。
图4为本发明的滤波电路可选用方案的电路图。
图5为本发明的整流电路可选用方案的电路图。
图6为本发明的DC-AC变换电路可选用方案的电路图。
图7为本发明的非接触变压器可选用方案的电路图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有付出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1所示，一种具有功率因数校正功能的单相非接触供电系统，包括滤波电路1、整流电路2、DC-AC变换电路3、非接触变压器4和控制电路111，滤波电路1与整流电路2相连接，整流电路2与DC-AC变换电路3相连接，DC-AC变换电路3与非接触变压器4相连接，控制电路111与DC-AC变换电路3相连接；
所述滤波电路1的输入电压为单相交流市电，市电电压u 1为正弦波，其频率f 1；电流i 2经滤波电路1滤波后得到电流i 1，电流i 1为正弦波，其频率f 1；由整流电路2将单相工频交流电u 1整流成脉动直流电压U dc1，其脉动频率f 2为工频频率f 1的2倍；经过控制电路111调制的DC-AC变换电路3具有功率因数校正的功能，当市电电压u 1为正弦波时，能使输入电流i 1接近正弦波，DC-AC变换电路3将脉动直流电压U dc1斩波得到不等宽的脉冲交流电压u p，经非接触变压器4传递能量后得到交流电压u s，交流电压u s的幅值近似相同。当市电电压u 1为正弦波时，能使输入电流i 1接近正弦波。
所述DC-AC变换电路的输入端设有第一电压检测与处理电路113和第一电流检测与处理电路114，DC-AC变换电路3的输出端设有第二电压检测与处理电路115和第二电流检测与处理电路116，第一电压检测与处理电路113、第一电流检测与处理电路114、第二电压检测与处理电路115和第二电流检测与处理电路116均与控制电路111相连接；
第一电压检测与处理电路113检测直流电压U dc1并将处理后的参考电压信号x u1传送给控制电路111，信号x u1为叠加直流分量的脉动电压，脉动频率f 2=2·f 1；第一电流检测与处理电路（114）检测直流电流I dc1并将处理后的信号x i1传送给控制电路111；第二电压检测与处理电路115检测DC-AC变换电路3的输出电压u p并将处理后的信号x u2传送给控制电路111，第二电流检测与处理电路116检测DC-AC变换电路3的输出电流i p并将处理后的信号x i2传送给控制电路111。
所述控制电路111采用双路三角波与脉动波比较的方法获得DC-AC变换电路3的开关器件的驱动信号。如图2所示，所述控制电路111包括反馈调节电路121、三角波产生电路122、非门123、第一运算放大器124和第二运算放大器125，第一电压检测与处理电路113、第一电流检测与处理电路114、第二电压检测与处理电路115和第二电流检测与处理电路116均与反馈调节电路121相连接，反馈调节电路121分别与第一运算放大器124的反向输入端和非门123相连接，非门123与第二运算放大器125的同向输入端相连接；所述三角波产生电路122分别与第一运算放大器124的同向输入端以及第二运算放大器125的反向输入端相连接。
第一电压检测与处理电路113、第一电流检测与处理电路114、第二电压检测与处理电路115和第二电流检测与处理电路116的输出信号x u1、x i1、x u2和x i2反馈调节电路121处理后输出信号x' u1，三角波产生电路122产生三角波电压信号U Δ；
第一运算放大器124比较信号x' u1与信号U Δ的大小，当信号U Δ大于信号x' u1时，第一运算放大器124输出端V G1和V G3输出高电平信号，反之第一运算放大器124输出端V G1和V G3输出低电平信号；
第二运算放大器125比较信号-x' u1与信号U Δ的大小，当信号-x' u1大于信号U Δ时，第二运算放大器125输出端V G2和V G4输出高电平信号，反之第二运算放大器125输出端V G2和V G4输出低电平信号；输出端V G1、V G2、V G3和V G4驱动DC-AC变换电路3的开关器件。
所述控制电路111利用三角波跳频寻优控制方法确定DC-AC变换电路3的斩波频率，使非接触变压器4的传输效率最高，具体方法为：
本发明为双极性脉动波脉冲宽度调制AC-AC变换器，脉冲宽度调制使用的高频载波为三角波，三角波电压U Δ，幅值为U Δm，频率为f Δ；DC-AC变换电路3的开关器件的斩波频率与三角波频率f Δ相同，改变与三角波频率f Δ即可改变DC-AC变换电路3的开关器件的斩波频率和非接触变压器4的输入电压u p的频率；
电路有两个特点：当三角波频率f Δ为工频电压的工频频率f 1倍数时，可消除输入电流i 1的低次谐波；非接触变压器在20kHz~20 MHz通常有多个谐振频率点，在谐振频率点附近，非接触变压器的能量传递效率达到峰值；
在非接触变压器的谐振频率点附近选择三角波频率f Δ，且使三角波频率f Δ为工频频率f 1的倍数，控制电路111的运算放大器输出的信号V G1~ V G4驱动DC-AC变换电路3的开关器件，使DC-AC变换电路3的输出电压u p的频率为工频频率f 1的整数倍，电压u p的频率决定了非接触变压器4的输出频率，在各频率点分别测量传输效率，效率最高的频率点即为优先选择的频率，频率选择的范围为20kHz~20 MHz。
本发明采用调节反馈控制信号x' u1的方法控制电压u s的有效值，本发明的波形示意图如图3所示，信号x u1经反馈调节电路121降压滤波后，根据信号x u2与信号x i2的反馈调节得到信号x' u1，信号x' u1和信号-x' u1分别与三角波比较，由第一运算放大器124和第二运算放大器125输出控制信号，该控制信号驱动DC-AC变换电路3的开关器件，得到正负交变的电压u p，电压u p的上下包络波形为正弦形。电压u p经非接触变压器4变压得到等幅的电压u s，电压u s的频率在20kHz~20 MHz之间。
当信号x' u1增大幅值时，三角波幅值不变，驱动信号脉宽减小，非接触变压器的输出功率下降。因此，若要增大输出功率，反馈调节电路121根据信号x u2与信号x i2的反馈调节减小信号x' u1的幅值，反之增加信号x' u1的幅值。
所述滤波电路1为第一滤波电路11、第二滤波电路12、第三滤波电路13、第四滤波电路14、第五滤波电路15或第六滤波电路16，如图4所示。滤波电路1的输入端连接端点a和b，滤波电路1的输出端连接端点c和d。
如图4（a）所示，所述第一滤波电路11包括电容C 11，输入市电的两端与电容C 11的两端相连接，电容C 11的两端与整流电路2的输入端相连接。端点a、端点c和电容C 11的一端相连接，端点b、端点d和电容C 11的另一端相连接。
如图4（b）所示，所述第二滤波电路12包括电感L 11、电感L 12和电容C 12，电感L 11和电感L 12的同名端分别与输入市电的两端相连接，电感L 11和电感L 12的异名端分别与电容C 12的两端相连接，电感L 11和电感L 12构成互感电路，电容C 12的两端分别与整流电路2的输入端相连接。端点a和电感L 11的同名端相连接，端点b和电感L 12的同名端相连接，电容C 12的两端分别与端点c和端点d相连接；
如图4（c）所示，所述第三滤波电路13包括电容C 13、电感L 13、电感L 14和电容C 14，电容C 13的两端分别与电感L 13和电感L 14的同名端相连接，电感L 13和电感L 14的异名端分别与电容C 14的两端相连接，电感L 13和电感L 14构成互感电路，电容C 13的两端分别与输入市电的两端相连接，电容C 14的两端分别与整流电路2的输入端相连接。端点a和电容C 13的一端以及电感L 13的同名端相连接，端点b和电容C 13的一端以及电感L 14的同名端相连接，电容C 14的两端分别与端点c和端点d相连接。
如图4（d）所示，所述第四滤波电路14包括电感L 15和电容C 15，电感L 15和电容C 15串联连接，电感L 11和电容C 12分别与输入市电相连接，电容C 11的两端分别与整流电路2的输入端相连接。端点a和电感L 15的一端相连接，端点c和电感L 15的另一端以及电容C 15的一端相连接，端点b和端点d与电容C 15的另一端相连接。
如图4（e）所示，所述第五滤波电路15包括电容C 16、电感L 16和电感L 17，电感L 16、电容C 16和电感L 17依次串联连接，电感L 16和电感L 17构成互感电路，电容C 16的两端分别与输入市电的两端相连接，电感L 16和电感L 17分别与整流电路2的输入端相连接。电容C 16的两端分别与端点a和端点b相连接，端点a和电感L 16的同名端相连接，端点b和电感L 17的同名端相连接，电感L 16和电感L 17的异名端分别与端点c和端点d相连接。
如图4（f）所示，所述第六滤波电路16包括电感L 18和电容C 17，电感L 18和电容C 17串联连接，电容C 17的两端分别与输入市电的两端相连接，电感L 18和电容C 17分别与整流电路2的输入端相连接。端点a和电感L 18的一端以及电容C 17的一端相连接，端点c和电感L 18的另一端相连接，端点b和端点d与电容C 17的另一端相连接。
如图5所示，所述整流电路2为倍压整流电路21或全波整流电路22，整流电路2的输入端连接端点c和d，输出端连接端点e和f。
如图5（a）所示，所述倍压整流电路21包括二极管D 21、二极管D 22、电容C 21和电容C 22，二极管D 21和二极管D 22串联连接，电容C 21和电容C 22串联连接，二极管D 21和二极管D 22的中点、电容C 21和电容C 22的中点分别与滤波电路1的输出端相连接；电容C 21与二极管D 21连接，电容C 22与二极管D 22连接，电容C 21与二极管D 21的中点、电容C 22与二极管D 22的中点分别与DC-AC变换电路3的输入端相连接。端点c和电容C 21、电容C 22的中点相连接，端点d和二极管D 21、二极管D 22的中点相连接，端点e和电容C 21、二极管D 21阴极相连接；端点f和电容C 22、二极管D 22阳极相连接。
如图5（b）所示，所述全波整流电路22包括二极管D 23、二极管D 24二极管D 25和二极管D 26，二极管D 23和二极管D 24串联连接，二极管D 25和二极管D 26串联连接，二极管D 23与二极管D 25连接，二极管D 24与二极管D 26连接，二极管D 23和二极管D 24的中点、二极管D 25和二极管D 26的中点分别与滤波电路1的输出端相连接，二极管D 23和二极管D 25的中点、二极管D 24和二极管D 26的中点分别与DC-AC变换电路3的输入端相连接。端点c和二极管D 23、二极管D 24的中点相连接，端点d和二极管D 25、二极管D 26的中点相连接，端点e和二极管D 23、二极管D 25的阴极相连接，端点f和二极管D 24、二极管D 26的阳极相连接。
如图6所示，所述DC-AC电能变换器电路3为半桥式变换电路31、全桥式变换电路32或推挽式变换电路33。DC-AC电能变换器电路3的输入端连接端点e和f，输出端连接端点g和h。
如图6（a）所示，所述半桥式变换电路31包括电容C 31、电容C 32、开关管S31和开关管S32，电容C 31和电容C 32串联连接后的支路与开关管S31与开关管S32串联连接的支路并联连接，电容C 31和电容C 32的所在支路的两端与整流电路2的输出端相连接，电容C 31和电容C 32的中点、开关管S31和开关管S32的中点分别与非接触变压器4的输入端相连接。端点e和电容C 31、开关管S31相连接，端点f和电容C 32、开关管S32相连接；电容C 31、C 32的中点连接端点g，开关管S31、S32的中点连接端点h。
如图6（b）所示，所述全桥式变换电路32包括开关管S33、开关管S34、开关管S5和开关管S36，开关管S33和开关管S34串联连接后的支路与开关管S35与开关管S36串联连接的支路并联连接，开关管S33和开关管S34所在支路的两端分别与整流电路2的输出端相连接，开关管S33和开关管S34的中点、开关管S35和开关管S36的中点分别与非接触变压器4的输入端相连接。端点e和开关管S33、S35相连接，端点f点和开关管S34、S36相连接；开关管S33与S34的中点连接端点g，开关管S35与S36的中点连接端点h。
如图6（c）所示，所述推挽式变换电路33包括电感L 31、分裂电感L 32、分裂电感L 33、开关管S37和开关管S38，电感L 31分别与分裂电感L 32和分裂电感L 33相连接，分裂电感L 32和分裂电感L 33采用磁芯耦合、异名端相连，分裂电感L 32与开关管S37串联连接，分裂电感L 33与开关管S38串联连接，分裂电感L 33与开关管S38的串联电路和分裂电感L 32与开关管S37的串联电路并联连接，电感L 31、开关管S37分别与整流电路2的输出端相连接，分裂电感L 32与开关管S37的中点、分裂电感L 33与开关管S38的中点分别与非接触变压器4的输入端相连接。端点e点和电感L 31相连接，端点f和开关管S37、S38相连接，分裂电感L 32与开关管S37的中点连接端点g，分裂电感L 33与开关管S38的中点连接端点h。
如图7所示，所述非接触变压器4包含有补偿电路，非接触变压器4为串-串联谐振电路41、串-并联谐振电路42、并-串联谐振电路43或并-并联谐振电路44。非接触变压器4的输入端连接端点g和h，输出端连接端点j和k。在有些场合，非接触变压器4可以省略补偿电路，仅使用非接触变压器传递能量。
如图7（a）所示，所述串-串联谐振电路41包括电容C P1、电感L P1、电容C S1和电感L S1，电容C P1和电感L P1串联连接，电容C S1和电感L S1串联连接，电感L P1和电感L S1通过电磁耦合连接；电容C P1和电感L P1所在支路的两端分别与DC-AC电能变换器电路3的输出端相连接，电容C S1和电感L S1所在支路的两端为输出端。端点g和电容C P1相连接，端点h和电感L P1相连接；端点j和电容C S1相连接，端点k和电感L s1相连接。
如图7（b）所示，所述串-并联谐振电路42包括电容C P2、电感L P2、C S2和电感L S2，电容C P1和电感L P1串联连接，电容C S2和电感L S2并联连接，电感L P2和电感L S2通过电磁耦合连接；电容C P2和电感L P2所在支路的两端分别与DC-AC电能变换器电路3的输出端相连接，电感L S2的两端为输出端。端点g和电容C P2相连接，端点h和电感L P2相连接；端点j、k点和电容C S2、电感L S2相连接。
如图7（c）所示，所述并-串联谐振电路43包括电容C P3、电感L P3、C S3和电感L S3，电容C P3和电感L P3并联连接，电容C S3和电感L S3串联连接，电感L P3和电感L S3通过电磁耦合连接；电感L P3的两端分别与DC-AC电能变换器电路3的输出端相连接，电容C S3和电感L S3所在支路的两端为输出端。端点g、h和电容C P3、电感L P3相连接；端点j和电容C S3相连接，端点k和电感L s3相连接；
如图7（d）所示，所述并-并联谐振电路44电容C P4、电感L P4、C S4和电感L S4，电容C P4和电感L P4并联连接，电容C S4和电感L S4并联连接，电感L P4和电感L S4通过电磁耦合连接；电感L P4的两端分别与DC-AC电能变换器电路3的输出端相连接，电感L S4的两端为输出端。端点g、h和电容C P4、电感L P4相连接；端点j、k和电容C S4、电感L S4相连接。
本发明中的滤波电路1可以选用第一滤波电路11、第二滤波电路12、第三滤波电路13、第四滤波电路14、第五滤波电路15或第六滤波电路16的任意之一，整流电路2可以选用倍压整流电路21或全波整流电路22的方案之一，DC-AC变换电路3可以选用半桥式变换电路31、全桥式变换电路32或推挽式变换电路33的方案之一，非接触变压器及补偿电路可以选用串-串联谐振电路41、串-并联谐振电路42、并-串联谐振电路43或并-并联谐振电路44的方案之一。
如果都选用第一种方案，则第一滤波电路形式11与倍压整流电路21相连接，倍压整流电路21与半桥式电路31相连接，半桥式电路31与串-串联谐振电路41相连接。
如果都选用第二种方案，则第二滤波电路12与全波整流电路22相连接，全波整流电路22与全桥式电路32相连接，全桥式电路32与串-并联谐振电路42相连接。
本发明的非接触变压器是可分离变压器的一种，既可以有磁芯也可以没有磁芯；非接触变压器的原边线圈和副边线圈的两端可以加补偿电路也可以不加补偿电路。本发明的电路中，开关器件为所有能用于斩波的开关器件，例如MOS器件、IGBT或其他开关器件。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，或在电路中串入电感、电阻及并入电容的改进，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种具有功率因数校正功能的单相非接触供电系统，其特征在于，包括滤波电路（1）、整流电路（2）、DC-AC变换电路（3）、非接触变压器（4）和控制电路（111），滤波电路（1）与整流电路（2）相连接，整流电路（2）与DC-AC变换电路（3）相连接，DC-AC变换电路（3）与非接触变压器（4）相连接，控制电路（111）与DC-AC变换电路（3）相连接；
所述滤波电路（1）的输入电压为单相交流市电，市电电压u 1为正弦波，其频率f 1；电流i 2经滤波电路（1）滤波后得到电流i 1，电流i 1为正弦波，其频率f 1；由整流电路（2）将单相工频交流电u 1整流成脉动直流电压U dc1，其脉动频率f 2为工频频率f 1的2倍；经过控制电路（111）调制的DC-AC变换电路（3）具有功率因数校正的功能，当市电电压u 1为正弦波时，能使输入电流i 1接近正弦波，DC-AC变换电路（3）将脉动直流电压U dc1斩波得到不等宽的脉冲交流电压u p，经非接触变压器（4）传递能量后得到交流电压u s，交流电压u s的幅值近似相同；
所述DC-AC变换电路（3）的输入端设有第一电压检测与处理电路（113）和第一电流检测与处理电路（114），DC-AC变换电路（3）的输出端设有第二电压检测与处理电路（115）和第二电流检测与处理电路（116），第一电压检测与处理电路（113）、第一电流检测与处理电路（114）、第二电压检测与处理电路（115）和第二电流检测与处理电路（116）均与控制电路（111）相连接；
所述控制电路（111）采用双路三角波与脉动波比较的方法获得DC-AC变换电路（3）的开关器件的驱动信号；所述控制电路（111）包括反馈调节电路（121）、三角波产生电路（122）、非门（123）、第一运算放大器（124）和第二运算放大器（125），第一电压检测与处理电路（113）、第一电流检测与处理电路（114）、第二电压检测与处理电路（115）和第二电流检测与处理电路（116）均与反馈调节电路（121）相连接，反馈调节电路（121）分别与第一运算放大器（124）的反向输入端和非门（123）相连接，非门（123）与第二运算放大器（125）的同向输入端相连接；所述三角波产生电路（122）分别与第一运算放大器（124）的同向输入端以及第二运算放大器（125）的反向输入端相连接；
第一电压检测与处理电路（113）、第一电流检测与处理电路（114）、第二电压检测与处理电路（115）和第二电流检测与处理电路（116）的输出信号x u1、x i1、x u2和x i2均输入反馈调节电路（121），输入反馈调节电路（121）处理后输出信号x' u1；同时，三角波产生电路（122）产生三角波电压信号U Δ；
第一运算放大器（124）比较信号x' u1与信号U Δ的大小，当信号U Δ大于信号x' u1时，第一运算放大器（124）输出端V G1和V G3输出高电平信号，反之第一运算放大器（124）输出端V G1和V G3输出低电平信号；
第二运算放大器（125）比较信号-x' u1与信号U Δ的大小，当信号-x' u1大于信号U Δ时，第二运算放大器（125）输出端V G2和V G4输出高电平信号，反之第二运算放大器（125）输出端V G2和V G4输出低电平信号；输出端V G1、V G2、V G3和V G4驱动DC-AC变换电路（3）的开关器件。
2.根据权利要求1所述的具有功率因数校正功能的单相非接触供电系统，其特征在于，所述第一电压检测与处理电路（113）检测直流电压U dc1并将处理后的参考电压信号x u1传送给控制电路（111），信号x u1为叠加直流分量的脉动电压，脉动频率f 2=2·f 1；第一电流检测与处理电路（114）检测直流电流I dc1并将处理后的信号x i1传送给控制电路（111）；第二电压检测与处理电路（115）检测DC-AC变换电路（3）的输出电压u p并将处理后的信号x u2传送给控制电路（111），第二电流检测与处理电路（116）检测DC-AC变换电路（3）的输出电流i p并将处理后的信号x i2传送给控制电路（111）。
3.根据权利要求1所述的具有功率因数校正功能的单相非接触供电系统，其特征在于，所述控制电路（111）利用三角波跳频寻优控制方法确定DC-AC变换电路（3）的斩波频率，使非接触变压器（4）的传输效率最高，且能提高电流i 1的功率因数，减少畸变率，具体方法为：
脉冲宽度调制使用的高频载波为三角波，三角波电压U Δ，幅值为U Δm，频率为f Δ；DC-AC变换电路（3）的开关器件的斩波频率与三角波频率f Δ相同，改变与三角波频率f Δ即可改变DC-AC变换电路（3）的开关器件的斩波频率和非接触变压器（4）电压u p的频率；
当三角波频率f Δ为工频电压的工频频率f 1倍数时，可消除输入电流i 1的低次谐波；非接触变压器在20kHz~20 MHz通常有多个谐振频率点，在谐振频率点附近，非接触变压器的能量传递效率达到峰值；
在非接触变压器的谐振频率点附近选择三角波频率f Δ，且使三角波频率f Δ为工频频率f 1的倍数，控制电路（111）的运算放大器输出的信号V G1~ V G4驱动DC-AC变换电路（3）的开关器件，使DC-AC变换电路（3）的输出电压u p的频率为工频频率f 1的整数倍，电压u p的频率决定了非接触变压器（4）的频率，在各频率点分别测量传输效率，效率最高的频率点即为优先选择的频率，频率选择的范围为20kHz~20 MHz。
4.根据权利要求1或3所述的具有功率因数校正功能的单相非接触供电系统，其特征在于，所述滤波电路（1）为第一滤波电路（11）、第二滤波电路（12）、第三滤波电路（13）、第四滤波电路（14）、第五滤波电路（15）或第六滤波电路（16）；
所述第一滤波电路（11）包括电容C 11，输入市电的两端与电容C 11的两端相连接，电容C 11的两端与整流电路（2）的输入端相连接；
所述第二滤波电路（12）包括电感L 11、电感L 12和电容C 12，电感L 11和电感L 12的同名端分别与输入市电的两端相连接，电感L 11和电感L 12的异名端分别与电容C 12的两端相连接，电感L 11和电感L 12构成互感电路，电容C 12的两端分别与整流电路（2）的输入端相连接；
所述第三滤波电路（13）包括电容C 13、电感L 13、电感L 14和电容C 14，电容C 13的两端分别与电感L 13和电感L 14的同名端相连接，电感L 13和电感L 14的异名端分别与电容C 14的两端相连接，电感L 13和电感L 14构成互感电路，电容C 13的两端分别与输入市电的两端相连接，电容C 14的两端分别与整流电路（2）的输入端相连接；
所述第四滤波电路（14）包括电感L 15和电容C 15，电感L 15和电容C 15串联连接，电感L 11和电容C 12分别与输入市电相连接，电容C 11的两端分别与整流电路（2）的输入端相连接；
所述第五滤波电路（15）包括电容C 16、电感L 16和电感L 17，电感L 16、电容C 16和电感L 17依次串联连接，电感L 16和电感L 17构成互感电路，电容C 16的两端分别与输入市电的两端相连接，电感L 16和电感L 17分别与整流电路（2）的输入端相连接；
所述第六滤波电路（16）包括电感L 18和电容C 17，电感L 18和电容C 17串联连接，电容C 17的两端分别与输入市电的两端相连接，电感L 18和电容C 17分别与整流电路（2）的输入端相连接。
5.根据权利要求1或3所述的具有功率因数校正功能的单相非接触供电系统，其特征在于，所述整流电路（2）为倍压整流电路（21）或全波整流电路（22）；
所述倍压整流电路（21）包括二极管D 21、二极管D 22、电容C 21和电容C 22，二极管D 21和二极管D 22串联连接，电容C 21和电容C 22串联连接，二极管D 21和二极管D 22的中点、电容C 21和电容C 22的中点分别与滤波电路（1）的输出端相连接；电容C 21与二极管D 21连接，电容C 22与二极管D 22连接，电容C 21与二极管D 21的中点、电容C 22与二极管D 22的中点分别与DC-AC变换电路（3）的输入端相连接；
所述全波整流电路（22）包括二极管D 23、二极管D 24、二极管D 25和二极管D 26，二极管D 23和二极管D 24串联连接，二极管D 25和二极管D 26串联连接，二极管D 23与二极管D 25连接，二极管D 24与二极管D 26连接，二极管D 23和二极管D 24的中点、二极管D 25和二极管D 26的中点分别与滤波电路（1）的输出端相连接，二极管D 23和二极管D 25的中点、二极管D 24和二极管D 26的中点分别与DC-AC变换电路（3）的输入端相连接。
6.根据权利要求1或3所述的具有功率因数校正功能的单相非接触供电系统，其特征在于，所述DC-AC变换电路（3）为半桥式变换电路（31）、全桥式变换电路（32）或推挽式变换电路（33）；
所述半桥式变换电路（31）包括电容C 31、电容C 32、开关管S31和开关管S32，电容C 31和电容C 32串联连接后的支路与开关管S31与开关管S32串联连接的支路并联连接，电容C 31和电容C 32的所在支路的两端与整流电路（2）的输出端相连接，电容C 31和电容C 32的中点、开关管S31和开关管S32的中点分别与非接触变压器（4）的输入端相连接；
所述全桥式变换电路（32）包括开关管S33、开关管S34、开关管S35和开关管S36，开关管S33和开关管S34串联连接后的支路与开关管S35与开关管S36串联连接的支路并联连接，开关管S33和开关管S34所在支路的两端分别与整流电路（2）的输出端相连接，开关管S33和开关管S34的中点、开关管S35和开关管S36的中点分别与非接触变压器（4）的输入端相连接；
所述推挽式变换电路（33）包括电感L 31、分裂电感L 32、分裂电感L 33、开关管S37和开关管S38，电感L 31分别与分裂电感L 32和分裂电感L 33相连接，分裂电感L 32和分裂电感L 33采用磁芯耦合、异名端相连，分裂电感L 32与开关管S37串联连接，分裂电感L 33与开关管S38串联连接，分裂电感L 33与开关管S38的串联电路和分裂电感L 32与开关管S37的串联电路并联连接，电感L 31、开关管S37分别与整流电路（2）的输出端相连接，分裂电感L 32与开关管S37的中点、分裂电感L 33与开关管S38的中点分别与非接触变压器（4）的输入端相连接。
7.根据权利要求1或3所述的具有功率因数校正功能的单相非接触供电系统，其特征在于，所述非接触变压器（4）包含有补偿电路，非接触变压器（4）为串-串联谐振电路（41）、串-并联谐振电路（42）、并-串联谐振电路（43）或并-并联谐振电路（44）；
所述串-串联谐振电路（41）包括电容C P1、电感L P1、电容C S1和电感L S1，电容C P1和电感L P1串联连接，电容C S1和电感L S1串联连接，电感L P1和电感L S1通过电磁耦合连接；电容C P1和电感L P1所在支路的两端分别与DC-AC变换电路（3）的输出端相连接，电容C S1和电感L S1所在支路的两端为输出端；
所述串-并联谐振电路（42）包括电容C P2、电感L P2、电容C S2和电感L S2，电容C P1和电感L P1串联连接，电容C S2和电感L S2并联连接，电感L P2和电感L S2通过电磁耦合连接；电容C P2和电感L P2所在支路的两端分别与DC-AC变换电路（3）的输出端相连接，电感L S2的两端为输出端；
所述并-串联谐振电路（43）包括电容C P3、电感L P3、电容C S3和电感L S3，电容C P3和电感L P3并联连接，电容C S3和电感L S3串联连接，电感L P3和电感L S3通过电磁耦合连接；电感L P3的两端分别与DC-AC变换电路（3）的输出端相连接，电容C S3和电感L S3所在支路的两端为输出端；
所述并-并联谐振电路（44）包括电容C P4、电感L P4、电容C S4和电感L S4，电容C P4和电感L P4并联连接，电容C S4和电感L S4并联连接，电感L P4和电感L S4通过电磁耦合连接；电感L P4的两端分别与DC-AC变换电路（3）的输出端相连接，电感L S4的两端为输出端。
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Assignee: Zhengzhou Adorno Electronic Technology Co.,Ltd.

Assignor: HENAN INSTITUTE OF ENGINEERING

Contract record no.: X2023980053167

Denomination of invention: A single-phase non-contact power supply system with power factor correction function

Granted publication date: 20200403

License type: Common License

Record date: 20231225