CN111740505B - 一种仅通过原边移相控制实现pfc的方法 - Google Patents

一种仅通过原边移相控制实现pfc的方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种仅通过原边移相控制实现PFC的方法，该方法是在传统无线充电系统拓扑的基础上，去除传统PFC电路，使电网电压经过不控整流成工频电压直接给无线充电系统的原边逆变器供电，仅通过原边移相控制实现PFC功能，本发明的方法相比于传统拓扑，省去了额外的PFC电路，仅通过原边调制即可实现PFC，结构简单、效率高、成本低。

Description

一种仅通过原边移相控制实现PFC的方法
技术领域
本发明属于无线电能传输技术领域，涉及一种仅通过原边移相控制实现PFC的方法。
背景技术
随着电动汽车产业的迅速发展，无线充电技术凭借着其安全、灵活、方便等优势正受到越来越多的关注。传统的无线充电系统拓扑如图1所示，电网电压经过PFC(PowerFactor Correction，功率因数校正)电路整流成直流电压，通过全桥逆变器为线圈供电，副边接收端经过整流桥后输出，其中原副边均采用SS补偿网络结构。
本发明提供一种仅通过原边移相控制实现PFC的方法，以省去额外的PFC电路，简化结构，降低成本。
发明内容
本发明的目的在于提供一种仅通过原边移相控制实现PFC的方法，相比于传统拓扑省去传统PFC电路，结构简单、效率高、成本低。
本发明采用的技术方案如下：
一种仅通过原边移相控制实现PFC的方法，其特征在于，在传统无线充电系统拓扑的基础上，去除传统PFC电路，使网侧电压经过不控整流后直接给无线充电系统的原边逆变器供电，仅通过原边移相控制实现PFC功能；具体为调控原边逆变器移相角α满足下式：
～azα＝2arcsin(B|sinωt|)
其中，ω为电网电压角频率，0≤B≤1为任意常数；
在此条件下，输出直流电压VO为：
Figure BDA0002569040990000011
其中，RL为输出端等效负载电阻，ω0为系统谐振角频率，M为原副边线圈互感值；
实现网侧电压电流功率因数接近1。
本发明的有益效果是：
本发明的系统相比于传统拓扑，省去传统PFC电路，仅通过原边移相控制即可实现PFC，结构简单、效率高、成本低。
附图说明
图1为传统的无线充电系统拓扑。
图2为采用本发明方法的无线电能传输系统示意图。
图3为实现功率因数校正时需要使得网侧电流与电压同相示意图。
图4为实现功率因数校正时逆变器输出电压与电流有效值示意图。
图5为实现功率因数校正时整流器输入电压与电流有效值示意图。
图6为实验平台结构示意图。
图7为B取1时逆变器移相角变化曲线示意图。
图8为输出最大功率情况下电网侧电压电流(vgrid、igrid)及其功率因数。
图9为输出最大功率情况下原边逆变器输出电压波形。
图10为输出最大功率情况下原边电流i1。
图11为输出最大功率情况下副边电流i2。
图12为输出最大功率情况下输出直流电压。
图13为参数B变化对移相角α(t)的影响。
图14为B取1/2时逆变器移相角变化曲线。
图15为B取1/2情况下电网侧电压电流(vgrid、igrid)及其功率因数。
图16为B取1/2情况下逆变器输出电压波形。
图17为B取1/2情况下原边电流i1。
图18为B取1/2情况下副边电流i2。
图19为B取1/2情况下输出直流电压。
具体实施方式
下面详细说明本发明的技术方案。
图2为本发明的无线充电系统的一种结构示意图；相对于传统的无线充电拓扑，省去PFC电路，电网电压经过不控整流成工频电压直接给无线充电系统的原边逆变器供电，系统工作频率为85kHz，网侧EMI滤波器滤除85kHz高频分量，副边采用不控整流。其中Cp为小容量高频滤波电容，Co为低频大容量滤波电容。对于该拓扑，仅通过原边移相控制即可实现PFC功能。
控制方法
要实现功率因数校正，需要使得网侧电流与电压同相，如图3所示。假设网侧电流为
igrid＝Asinωt (1)
其中，ω为电网电压角频率。则网侧输入功率为
Figure BDA0002569040990000031
输入功率呈现正弦平方的变化规律。逆变器经过移相后的有效值波形如图4所示，由于系统直流输出电压恒定，故原边电流i1可以认为是恒定值，因此逆变器输出电压有效值需要呈现正弦平方的变化规律。同理，对于副边电路，则可以认为整流器输入电压为恒定值，而电流呈现正弦平方的变化规律，如图5所示。
逆变器输出电压与电流为
Figure BDA0002569040990000032
Figure BDA0002569040990000033
其中，ω0为系统谐振角频率。
则可以得到逆变器输出功率为
Figure BDA0002569040990000034
对比公式(2)和(5)，有
p grid ＝p 1 (6)
为使得等式成立，移相角α需要满足如下关系式
Figure BDA0002569040990000035
其中0≤B≤1为任意常数，那么最终可以求得移相角α为
α＝2arcsin(B|sinωt|),0≤B≤1 (8)
将逆变器输出功率p1在一个周期内积分并求平均，可以得到平均功率P1
Figure BDA0002569040990000036
解得输出直流电压VO为
Figure BDA0002569040990000037
在传统无线充电系统拓扑的基础上，去除传统PFC电路，使网侧电压经过不控整流后直接给无线充电系统的原边逆变器供电，仅通过控制原边逆变器移相角满足一定条件就可以实现网侧电压电流功率因数接近1，即实现PFC功能。
仿真验证
对本发明的控制方法进行仿真验证，系统框图如图2所示，实验平台线圈部分如图6所示，参数如表1所示。选取EMI滤波器参数CF1、CF2、LF1依次为1uF、1uF、600uH,逆变器前端小容量滤波电容CP＝100nF，输出端大容量滤波CO＝4mF。负载电阻为80Ω。
表1无线电能传输系统线圈参数
Figure BDA0002569040990000041
(1)最大输出功率
当B取1时，输出功率最大，此时移相角α(t)和输出直流电压VO为
α＝2arcsin(|sinωt|) (11)
Figure BDA0002569040990000042
控制波形如图7所示，为三角波，此时输出功率最大。电网侧输入电压与电流如图8所示，为清晰显示将电流放大20倍，功率因数为0.994。逆变器输出电压波形如图9所示，呈现100Hz低频脉动。原边电流i1和副边电流i2分别如图10、11所示，其中原边电流的最大值I1max为10.1A，副边电流的最大值I2max为11.1A。输出直流电压如图12所示，测得平均值VO为252V，即输出功率为794W。
将仿真结果与理论计算进行比较，结果如表2所示。可以发现，仿真得到的原副边电流的最大值与理论计算的结果相近，输出电压比理论结果偏低，相差12.8％，这是由于仿真中存在原副边电流为0的间断，导致输出电压降低。
表2无线充电系统理论与仿真结果比较
I<sub>1max</sub>/A I<sub>2max</sub>/A Vo/V
理论 10.5 11.4 289
仿真 10.1 11.1 252
(2)输出功率调节
通用的表达式如公式(8)和(10)所示，通过改变参数B来进行输出功率调节，相应地移相角α(t)也发生变化，示意图如图13所示，在β从0变化到1的过程中，α(t)也发生相应的变化。
以将输出电压调整为1/2为例，此时B取1/2，可以得到
Figure BDA0002569040990000051
Figure BDA0002569040990000052
控制波形如图14所示，为近似正弦波，最大值为60°。电网侧输入电压与电流如图15所示，功率因数为0.98。逆变器输出电压波形如图16所示。原边电流i1和副边电流i2分别如图17、18所示。输出直流电压如图19所示，测得平均值VO为121V，基本为最大输出电压(252V)的一半，证明理论公式正确。

Claims (1)

1.一种仅通过原边移相控制实现功率因数校正PFC的方法，其特征在于，在无线充电系统拓扑中，电网电压经过整流电路整流成直流电压，通过全桥逆变器为线圈供电，副边接收端经过整流桥后输出，副边输出直流电压为Vo，副边输出端等效负载电阻为RL，其中原副边均采用SS补偿网络结构；所述无线充电系统拓扑不含PFC电路，使网侧电压经过不控整流后直接给无线充电系统的原边全桥逆变器供电，仅通过原边移相控制实现PFC功能；具体为调控原边全桥逆变器移相角α满足下式：
α＝2arcsin(B|sinωt|)
其中，ω为电网电压角频率，0≤B≤1为任意常数；
在此条件下，输出直流电压VO为：
Figure FDA0003397946220000011
其中，RL为输出端等效负载电阻，ω0为系统谐振角频率，M为原副边线圈互感值；
实现网侧电压电流功率因数接近1。
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