CN102377354A - 变流器 - Google Patents

Abstract

廉价的变流器具有：串联电路，其连接在对来自整流电路(DB)的整流电压进行平滑的输入平滑电容器(Ci)的两端，串联连接开关元件(Q1)和第2开关元件(Q2)而成；串联电路，其连接在第1开关元件与第2开关元件的连接点和输入平滑电容器的一端之间，串联连接一次绕组(P)和第1电容器(Cri)而成；控制电路(1)，其使第1开关元件和第2开关元件交替地导通截止；整流平滑电路(D1、Co)，其对在二次绕组(S1)中产生的高频电压进行整流平滑，取出直流输出电压；以及第2电容器(Crb)，其连接在一次绕组与第1电容器的连接点和交流电源(AC)的一端之间。

Description

变流器

技术领域

本发明涉及具有功率因数改善功能的变流器。

背景技术

图1示出相关变流器的电路结构图。图1所示的变流器由进行功率因数改善的PFC部A和利用变压器电绝缘地变换电压的DC-DC变流器部B构成。PFC部A对来自交流电源AC的交流电压进行整流，利用升压斩波电路对开关元件Qp进行导通截止控制，以使成为波形与输入电压相同的输入电流，并且，将PFC部A的输出电压Vp控制为恒定值。DC-DC变流器部B将PFC部A的输出电压Vp向任意的输出电压Vo进行绝缘变换。作为DC-DC变流器部B例如采用半波整流型电流谐振变流器。

上述变流器如下进行动作。交流电源AC的正弦波电压经由滤波电路FL通过桥式整流器DB进行整流，对升压斩波电路提供全波整流波形。升压斩波电路由变压器结构的电抗器L1的绕组N1、MOSFET组成的开关元件Qp以及整流二极管Dp构成。

首先，设置触发器FF，开关元件Qp根据图2所示的栅极波形(信号)而导通，电流顺时针流过沿着AC、FL、DB、L1的N1、Qp、R5、DB、FL、AC延伸的路径，在电抗器L1中积蓄能量。如图2所示，利用开关电流检测用电阻R5检测开关电流作为电压VR5，并通过比较器COMP2与目标值VM进行比较。

当开关电流达到目标值VM时，触发器FF复位，开关元件Qp截止。当开关元件Qp截止时，利用电抗器L1中积蓄的能量与从交流电源AC供给的电压的合成，通过整流二极管Dp对PFC部A的输出电容器Ci进行充电。向PFC部A的输出电容器Ci输出比供给的正弦波电压的峰值高的电压。利用电阻R6、R7检测PFC部A的输出电容器Ci的电压Vp，利用运算放大器OTA比较电压Vp和第2基准电压ES2，向乘法器MUL提供利用电阻R6、R7检测出的电压Vp与第2基准电压ES2的误差信号。乘法器MUL将利用电阻R1、R2检测出的全波整流波形与上述误差信号相乘，将相乘输出作为开关电流的目标值VM提供给比较器COMP2。

当电抗器L1的能量释放结束时，临界检测用绕组N2的电压VN2如图2所示反转。比较器COMP1对电压VN2和第1基准电压ES1进行比较，设置触发器FF。由此，开关元件Qp再次导通。以后通过反复该动作来生成开关元件Qp的控制信号，将PFC部A的输出电容器Ci的电压Vp保持为恒定，同时输入电流成为追随输入电压波形的正弦波电流波形。PFC部A的输出电容器Ci的电压Vp成为DC-DC变流器部B的直流电源。

图3示出DC-DC变流器部B的控制电路1的一例。控制电路1如下进行动作。图4示出DC-DC变流器部B的控制电路1的各部的波形。

首先，从振荡器OSC向由单触发多谐振荡器构成的单触发电路OST输出脉冲(图4所示的OSC输出)。单触发电路OST利用来自振荡器OSC的脉冲来输出固定脉冲宽度的脉冲(图4所示的OST输出)。向死区时间生成器DT1输出该具有固定脉冲宽度的脉冲。因此，在脉冲的上升沿时附加死区时间(图4所示的DT1输出)。

同时，利用反转电路INV来反转单触发电路OST的输出(图4所示的INV输出)，输出至死区时间生成器DT2。死区时间生成器DT1的输出经由缓冲电路BUF1成为低侧开关元件Q1的驱动信号。死区时间生成器DT2的输出(图4所示的DT2输出)利用电平移动电路LES变换成电位不同的电平，经由缓冲电路BUF2成为高侧开关元件Q2的驱动信号。振荡器OSC的振荡频率利用反馈(FB)端子的流出电流进行控制，当反馈端子电流IFB变大时频率上升。

由MOSFET构成的开关元件Q1和开关元件Q2具有规定的死区时间，交替地进行导通截止。图5A、5B示出DC-DC变流器部B的各部的波形。

当开关元件Q2导通时，电流IQ2顺时针流过沿着Ci、Q2、Lr、P、Cri、Ci延伸的路径。此时的电流波形由电流谐振电容器Cri与(Lr+Lp)的谐振频率支配。这里，Lp是变压器Ta的一次侧绕组P的电感。可确认此时的谐振频率比开关频率充分低，且正弦波的一部分为三角波状(参照图5的IQ2)。该电流也是变压器Ta的一次绕组P的励磁电流。

接着，当在开关元件Q2的流过电流的期间开关元件Q2截止时，开关元件Q1与开关元件Q2的两端电压为电压谐振电容器Crv与电流谐振电容器Cri的合成值和变压器Ta的一次绕组P的电感Lp与漏电感Lr的合成值的电压模拟谐振波形。根据Crv＜＜Cri的关系，此时的谐振频率由电压谐振电容器Crv支配。

流向开关元件Q2的一次绕组P的励磁电流向开关元件Q1的寄生二极管转流。在开关元件Q1的两端电压VQ1达到零后开关元件Q1导通。由此，可构成零电压开关。然后，向开关元件Q1转流的电流IQ1减少，极性反转并流向开关元件Q1的MOSFET部。由此，电流IQ1逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径。此时的电流波形流过谐振频率最高的电流谐振电容器Cri与漏电感Lr的谐振频率的谐振电流和变压器Ta的一次绕组P的励磁电流的合成电流。谐振电流经由变压器Ta的二次绕组S1-输出整流二极管D1提供给输出电容器Co和负载。在使流向二次侧的谐振电流是零并且仅为励磁电流后，开关元件Q1截止。

当开关元件Q1截止时，开关元件Q1与开关元件Q2的两端电压成为电压谐振电容器Crv与电流谐振电容器Cri的合成值和变压器Ta的一次绕组P的电感Lp与漏电感Lr的合成值的电压模拟谐振波形。根据Crv＜＜Cri的关系，此时的谐振频率也由电压谐振电容器Crv支配。流向开关元件Q1的一次绕组P的励磁电流向开关元件Q2的寄生二极管转流。在开关元件Q2的两端电压VQ2达到零后，开关元件Q2导通。由此，可成为零电压开关。然后，向开关元件Q2转流的电流IQ2减少，极性反转并流向开关元件Q2的MOS-FET部。以后，反复该动作。

开关元件Q1和开关元件Q2具有死区时间，交替地进行导通截止。开关元件Q1以导通时的谐振电流为零的导通宽度导通，由此能够大致成为零电流开关。即，通过使开关元件Q1的导通时间固定，开关元件Q2的导通时间可变，调节电流谐振电容器Cri的充电电压，控制输出电压Vo。

但是，作为控制电路1的一例在图3中示出低侧导通宽度固定、高侧导通宽度可变的PWM控制电路。与此相对，作为控制电路1的另一例在图6中示出频率固定的PWM控制电路的一例。该频率固定的PWM控制电路使开关频率恒定，控制低侧开关元件与高侧开关元件的导通截止比率。图6所示的频率固定的PWM控制电路由振荡器PWOSC、反转电路INV、死区时间生成器DT1、DT2、电平移动电路LES、缓冲电路BUF1、BUF2构成。如果低侧开关元件的导通宽度与谐振期间处于适当的范围内，则能够与图3同样地进行使用。其可利用廉价的PWM控制电路。图7示出频率固定的PWM控制电路的各部的波形。在日本专利公开公报特开2005-287257号公报中例示出相关的PWM控制电路。

但是，近年来，已经制定了限制流向商用交流电源线的高次谐波电流的规格，具有国际规格的IEC61000-3-2等。为了减少高次谐波电流，使输入电流波形接近正弦波是重要的，一般情况下通过改善输入功率因数来减少高次谐波电流。图1所示的相关变流器与其相对应，在DC-DC变流器部B的前级设置有有源滤波电路。有源滤波电路以升压斩波电路为基础，对交流电压的正弦波电压低的部分进行升压并连续地流过输入电流。

但是，如图1所示，在相关变流器中，部件个数较多且在PFC部A与DC-DC变流器部B中分别进行开关，因而具有开关损耗增大、开关噪音增大等问题。

发明内容

本发明的课题是提供具有功率因数改善功能，并且可降低高次谐波电流，可降低开关损耗和噪音的廉价的变流器。

根据本发明的第1技术侧面，其特征在于，变流器具有：整流电路，其对交流电源的交流电压进行整流；输入平滑电容器，其对来自上述整流电路的整流电压进行平滑；第1串联电路，其连接在上述输入平滑电容器的两端之间，串联连接第1开关元件和第2开关元件而成；第2串联电路，其连接在上述第1开关元件与上述第2开关元件的连接点和上述输入平滑电容器的一端之间，串联连接变压器的一次绕组和第1电容器而成；控制电路，其使上述第1开关元件和上述第2开关元件交替地导通截止；整流平滑电路，其对在上述变压器的二次绕组中产生的高频电压进行整流平滑，取出直流输出电压；以及第2电容器，其连接在上述变压器的一次绕组与上述第1电容器的连接点和上述交流电源的一端之间。

根据本发明的第2技术侧面，其特征在于，变流器具有：整流电路，其对交流电源的交流电压进行整流；输入平滑电容器，其对来自上述整流电路的整流电压进行平滑；整流器，其连接在上述整流电路与上述输入平滑电容器之间；第1串联电路，其连接在上述输入平滑电容器的两端之间，串联连接第1开关元件和第2开关元件而成；第2串联电路，其连接在上述第1开关元件与上述第2开关元件的连接点和上述输入平滑电容器的一端之间，串联连接变压器的一次绕组和第1电容器而成；控制电路，其使上述第1开关元件和上述第2开关元件交替地导通截止；整流平滑电路，其对在上述变压器的二次绕组中产生的高频电压进行整流平滑，取出直流输出电压；以及第2电容器，其连接在上述变压器的一次绕组与上述第1电容器的连接点和上述整流电路与上述整流器的连接点之间。

根据本发明的第3技术侧面，其特征在于，变流器具有：整流电路，其对交流电源的交流电压进行整流；输入平滑电容器，其对来自上述整流电路的整流电压进行平滑；电抗器，其连接在上述整流电路的输出端与上述输入平滑电容器之间或上述交流电源与上述整流电路之间；第1串联电路，其连接在上述输入平滑电容器的两端之间，串联连接第1开关元件和第2开关元件而成；第2串联电路，其连接在上述第1开关元件与上述第2开关元件的连接点和上述输入平滑电容器的一端之间，串联连接变压器的一次绕组和第1电容器而成；控制电路，其使上述第1开关元件和上述第2开关元件交替地导通截止；整流平滑电路，其对在上述变压器的二次绕组中产生的高频电压进行整流平滑，取出直流输出电压；以及第2电容器，其连接在上述变压器的一次绕组与上述第1电容器的连接点和上述交流电源的一端之间。

根据本发明的第4技术侧面，其特征在于，变流器具有：整流电路，其对交流电源的交流电压进行整流；输入平滑电容器，其对来自上述整流电路的整流电压进行平滑；第1串联电路，其连接在上述输入平滑电容器的两端之间，串联连接第1开关元件和第2开关元件而成；第2串联电路，其连接在上述第1开关元件与上述第2开关元件的连接点和上述输入平滑电容器的一端之间，串联连接变压器的一次绕组和第1电容器而成；控制电路，其使上述第1开关元件和上述第2开关元件交替地导通截止；整流平滑电路，其对在上述变压器的二次绕组中产生的高频电压进行整流平滑，取出直流输出电压；以及第3串联电路，其连接在上述变压器的一次绕组与上述第1电容器的连接点和上述交流电源的一端之间，串联连接第2电容器和电抗器而成。

附图说明

图1是示出相关变流器的电路结构图。

图2是示出相关变流器的各部的波形的图。

图3是示出相关变流器内的控制电路的电路结构图。

图4是示出图3所示的相关变流器内的控制电路的各部的波形的图。

图5A、5B是示出DC-DC变流器部的各部的波形的图。图5A是输入电压高的情况，图5B是输入电压低的情况。

图6是示出相关变流器内的控制电路的另一例的电路结构图。

图7是示出图6所示的相关变流器内的控制电路的另一例的各部的波形的图。

图8是示出本发明实施例1的变流器的电路结构图。

图9是示出图8所示的交流电源AC的上端为正极时的变流器的各部的波形的图。

图10是示出图8所示的交流电源AC的下端为正极时的变流器的各部的波形的图。

图11是示出本发明实施例1的变流器的各部的波形的图。

图12是示出本发明实施例2的变流器的电路结构图。

图13是示出本发明实施例3的变流器的电路结构图。

图14是示出本发明实施例4的变流器的电路结构图。

图15是示出本发明实施例5的变流器的电路结构图。

图16是示出本发明实施例6的变流器的电路结构图。

图17是示出本发明实施例7的变流器的电路结构图。

图18是示出本发明实施例7的变流器内的控制电路的电路结构图。

图19是示出本发明实施例7的变流器的各部的波形的图。

图20是示出本发明实施例7的变流器的开关频率与输出功率之间的关系的图。

图21是示出本发明实施例8的变流器的电路结构图。

图22是示出图21所示的交流电源AC的上端为正极时的变流器的各部的波形的图。

图23是示出图21所示的交流电源AC的下端为正极时的变流器的各部的波形的图。

图24是示出本发明实施例8的变流器的各部的波形的图。

图25是示出本发明实施例9的变流器的电路结构图。

图26是示出本发明实施例10的变流器的电路结构图。

图27是示出本发明实施例11的变流器的电路结构图。

图28是示出本发明实施例12的变流器的电路结构图。

图29是示出本发明实施例13的变流器的电路结构图。

图30是示出本发明实施例14的变流器的电路结构图。

图31是示出本发明实施例15的变流器的电路结构图。

图32是示出图31所示的交流电源AC的上端为正极时的变流器的各部的波形的图。

图33是示出图31所示的交流电源AC的下端为正极时的变流器的各部的波形的图。

图34是示出本发明实施例15的变流器的各部的波形的图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的变流器的实施方式进行详细说明。

实施例1

图8是示出本发明实施例1的变流器的电路图。在图8中，交流电源AC经由滤波电路FL向桥式整流器DB提供交流电压。在桥式整流器DB的输出两端连接输入平滑电容器Ci，并且，连接由MOSFET构成的开关元件Q1与开关元件Q2的串联电路。

在开关元件Q1的漏极-源极之间连接电压谐振电容器Crv，并且，连接变压器T的一次绕组P与电流谐振电容器Cri的串联电路。Lr由变压器T的一次绕组P以及二次绕组S1之间的漏电感构成。或者，也可以由单个电抗器构成。

反馈电容器Crb的一端与变压器T的一次绕组P和电流谐振电容器Cri的连接点连接，反馈电容器Crb的另一端与桥式整流器DB和滤波电路FL的连接点连接。即，和反馈电容器Crb经由滤波电路FL与交流电源AC的一端连接是等效的。

在变压器T的二次绕组S1上连接整流二极管D1与平滑电容器Co的串联电路。在平滑电容器Co上连接输出端子(+Vo，-Vo)，并且，连接电压检测器3。在电压检测器3上连接光电耦合器PC的光电二极管。电压检测器3检测平滑电容器Co的输出电压，将检测电压经由光电耦合器PC的光电二极管和光电晶体管输出到控制电路1的反馈端子FB作为反馈信号。

控制电路1根据来自反馈端子FB的反馈信号，通过PWM控制使开关元件Q1和开关元件Q2交替地导通截止。或者，控制电路1也可以使开关元件Q1和开关元件Q2中的一方的导通期间固定，使开关元件Q1和开关元件Q2中的另一方的导通期间可变。

即，图8所示的变流器的特征是构成为，相对于图1所示的相关变流器，去掉PFC部的升压斩波电路，新追加反馈电容器Crb。

此外，实施例1的变流器的主电路方式由半波整流型的电流谐振变流器构成。

接着，参照图9说明实施例1的变流器的动作。图9是示出图8所示的交流电源AC的上端为正极时的变流器的各部的波形的图。1周期的动作分为期间T1～T7的各个动作。反馈电容器Crb的与桥式整流器DB和滤波电路FL连接的端子侧被充电成负极性。

此外，在以下的说明中，省略在与现有相同的定时流过的变压器T的二次侧电流的说明、以及电压谐振电容器Crv的电流和电压模拟谐振动作的说明。

在图9中，VAC表示交流电源AC的两端电压，VCi表示输出电容器Ci的两端电压，VCri表示电流谐振电容器Cri的两端电压，VCrb表示反馈电容器Crb的两端电压，IAC表示流过交流电源AC的电流，IDb表示流过二极管Db的电流，IDa表示流过二极管Da的电流，ICi表示流过输入平滑电容器Ci的电流，ICrb表示流过反馈电容器Crb的电流，IQ2表示流过开关元件Q2的漏极的电流，ILr表示流过漏电感的电流，ICri表示流过电流谐振电容器Cri的电流，IQ1表示流过开关元件Q1的漏极的电流，VQ1表示开关元件Q1的漏极-源极间电压。

首先，在期间T1中，是开关元件Q1截止，开关元件Q2导通的状态。此时的电流路径具有两条路径，即沿着AC、FL、Crb、P、Lr、Q2、Ci、Db、FL、AC延伸的第1路径和沿着Cri、P、Lr、Q2、Ci、Cri延伸的第2路径，电流ICrb、ILr、IQ2、ICi、IDb、ICri流向各个阻抗要素。因此，输入平滑电容器Ci从交流电源AC充电，反馈电容器Crb充电，电流谐振电容器Cri放电。

在期间T2中，继续是开关元件Q1截止，开关元件Q2导通的状态。此时，电流ILr、IQ2、ICi、ICri顺时针流过沿着Ci、Q2、Lr、P、Cri、Ci延伸的路径。因此，输入平滑电容器Ci放电，电流谐振电容器Cri充电。

在期间T3中，继续是开关元件Q1截止，开关元件Q2导通的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ILr、IQ2、ICi、ICri顺时针流过沿着Ci、Q2、Lr、P、Cri、Ci延伸的路径，输出电容器Ci放电，电流谐振电容器Cri充电；(II)电流ICrb、IDa、ILr、IQ2流过沿着Crb、Da、Q2、Lr、P、Crb延伸的路径，反馈电容器Crb放电。

在期间T4中，相反地是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ICrb、IDa、ICi、ILr、IQ1流过沿着Crb、Da、Ci、Q1、Lr、P、Crb延伸的路径，反馈电容器Crb放电，输出电容器Ci充电；(II)电流ICri、IQ1、ILr顺时针流过沿着P、Cri、Q1、Lr、P延伸的路径，电流谐振电容器Cri充电。

在期间T5中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。此时，电流ICri、IQ1、ILr逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径，电流谐振电容器Cri放电。

在期间T6中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ICrb、ILr、IQ1、IDb流过沿着AC、FL、Crb、P、Lr、Q1、Db、FL、AC延伸的路径，反馈电容器Crb从交流电源AC充电；(II)电流ICri、ILr、IQ1逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径，电流谐振电容器Cri放电。

在期间T7中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流Icrb、ILr、IQ1、IDb流过沿着AC、FL、Crb、P、Lr、Q1、Db、FL、AC延伸的路径，反馈电容器Crb从交流电源AC充电；(II)电流ICri、ILr、IQ1逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径，电流谐振电容器Cri放电。

此外，在期间T4～期间T6中，电流流向变压器T的二次侧，对负载提供电力。

图10是示出图8所示的交流电源AC的下端为正极时的变流器的各部的波形的图。1周期的动作分为期间T8～T14的各个动作。反馈电容器Crb的与桥式整流器DB和滤波电路FL连接的端子侧被充电成正极性。此外，在以下的说明中，省略在与现有相同的定时流过的变压器T的二次侧电流的说明、以及电压谐振电容器Crv的电流和电压模拟谐振动作的说明。

首先，在期间T8中，是开关元件Q1截止，开关元件Q2导通的状态。在此情况下，具有(I)沿着Crb、P、Lr、Q2、Ci、Dd、Crb延伸的路径和(II)沿着Cri、P、Lr、Q2、Ci、Cri延伸的路径(逆时针)，电流ICrb、ILr、IQ2、ICi、ICri流过任意的路径。因此，反馈电容器Crb放电，输入平滑电容器Ci充电，电流谐振电容器Cri放电。

在期间T9中，继续是开关元件Q1截止，开关元件Q2导通的状态。此时，电流ICi、IQ2、ILr、ICri顺时针流过沿着Ci、Q2、Lr、P、Cri、Ci延伸的路径，输出电容器Ci放电，电流谐振电容器Cri充电。

在期间T10中，继续是开关元件Q1截止，开关元件Q2导通的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ICi、IQ2、ILr、ICri顺时针流过沿着Ci、Q2、Lr、P、Cri、Ci延伸的路径，输出电容器Ci放电，电流谐振电容器Cri充电；(II)电流IDc、IQ2、ILr、ICrb流过沿着AC、FL、Dc、Q2、Lr、P、Crb、FL、AC延伸的路径，反馈电容器Crb从交流电源AC充电。

在期间T11中，相反地是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。此时具有如下的期间：(I)电流IDc、ICi、IQ1、ILr、ICri流过沿着AC、Dc、Ci、Q1、Lr、P、Crb、FL、AC延伸的路径，输入平滑电容器Ci和反馈电容器Crb从交流电源AC充电；(II)电流ICri、IQ1、ILr顺时针流过沿着P、Cri、Q1、Lr、P延伸的路径，电流谐振电容器Cri充电。

在期间T12中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。此时，电流ICri、ILr逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径，电流谐振电容器Cri放电。

在期间T13中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下这样的期间：(I)电流ICrb、ILr、IQ1、IDb流过沿着Crb、P、Lr、Q1、Dd、Crb延伸的路径，反馈电容器Crb放电；(II)电流ICri、ILr、IQ1逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径，电流谐振电容器Cri放电。

在期间T14中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ICrb、ILr、IQ1、IDd流过沿着Crb、P、Lr、Q1、Dd、Crb延伸的路径，反馈电容器Crb放电；(II)电流ICri、ILr、IQ1逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径，电流谐振电容器Cri放电。

此外，在期间T11～期间T13中，电流流向变压器T的二次侧，对负载提供电力。

这样，根据实施例1的变流器，通过追加反馈电容器Crb来形成新的电流路径。因此，即使在交流电源AC的电压低于输入平滑电容器Ci的电压的情况下，也能够对输入平滑电容器Ci进行充电。因此，能够在宽幅的交流电源电压中流过交流电源电流，如图11所示，能够流过与交流电源电压VAC近似的交流电源电流IAC。因此，可改善功率因数，降低高次谐波电流。

但是，在具有上述功率因数改善功能的变流器中，由于只能控制输出电压，因而往往无法控制重负载时和轻负载时的升压能量。因此，如果在重负载时设定充分的升压电压，则轻负载时的输入平滑电容器Ci的电压显著升高，具有不仅输入平滑电容器Ci的耐压变大，而且变流器的耐压也变大的缺点。

与此相对，在实施例1的变流器中，由于负载电流的一部分流向新追加的反馈电容器Crb，因而升压能量根据负载电流而变化，在轻负载时输入平滑电容器Ci的电压没有显著提高。因此，不需要增大输入平滑电容器Ci的耐压。

另外，变流器是以半波整流型电流谐振变流器为基础施加了改良，现有的电流谐振和电压模拟谐振动作得到维持。由此，能够提供高效率且噪音少的具有功率因数改善功能的变流器。

实施例2

图12是示出本发明实施例2的变流器的电路结构图。图12所示的实施例2的变流器与图8所示的实施例1的变流器的不同点是，将反馈电容器Crb的另一端与滤波电路FL和桥式整流器DB的连接点连接。

根据实施例2的变流器，与图8所示的实施例1的变流器同样地进行动作，可得到同样的效果。

实施例3

图13是示出本发明实施例3的变流器的电路结构图。图13所示的实施例3的变流器与图8所示的实施例1的变流器的不同点是，在开关元件Q2的漏极-源极之间变更了电流谐振电容器Cri、漏电感Lr以及变压器T的一次绕组P的串联电路的连接位置。半桥型变流器的开关元件Q1、Q2是上下对称的结构，因而能够变更连接位置。

另外，在此情况下，需要根据变压器T的二次侧的整流极性，使开关元件Q1和开关元件Q2的控制信号与图8的情况相反。在实施例3中，也可得到与实施例1的效果相同的效果。

此外，还可以使电压谐振电容器Crv从开关元件Q1的两端向开关元件Q2的两端移动。

实施例4

图14是示出本发明实施例4的变流器的电路结构图。图14所示的实施例4的变流器与图8所示的实施例1的变流器的不同点是，在桥式整流器DB与输入平滑电容器Ci的正极侧之间设置二极管Di，在桥式整流器DB与二极管Di之间连接反馈电容器Crb的另一端。

这样，根据实施例4的变流器，还可以在桥式整流器DB的输出侧连接反馈电容器Crb，可得到与实施例1的变流器同样的效果。

实施例5

图15是示出本发明实施例5的变流器的电路结构图。图15所示的实施例5的变流器与图8所示的实施例1的变流器的不同点是，在桥式整流器DB的输出侧与输入平滑电容器Ci的负极侧之间设置二极管Di，在桥式整流器DB的输出侧与二极管Di之间连接反馈电容器Crb的另一端。此外，图15所示的例子是将滤波电路FL从桥式整流器DB的输入侧移动到输出侧的例子。

根据实施例5的变流器，即使二极管Di的连接为输入平滑电容器Ci的负极侧，也可得到与实施例1的效果相同的效果。

实施例6

图16是示出本发明实施例6的变流器的电路结构图。图16所示的实施例6的变流器与图8所示的实施例1的变流器的不同点是，将电流谐振电容器Cri分为电流谐振电容器Cri1和电流谐振电容器Cri2，将电流谐振电容器Cri1和电流谐振电容器Cri2的串联电路与输入平滑电容器Ci并联连接。

另外，电压谐振电容器Crv也分为电压谐振电容器Crv1和电压谐振电容器Crv2，将电压谐振电容器Crv1和电压谐振电容器Crv2与开关元件Q1和开关元件Q2分别并联连接。在该实施例6的变流器的情况下，也可得到与实施例1的变流器同样的效果。

实施例7

图17是示出本发明实施例7的变流器的电路结构图。在图8所示的实施例1的变流器中，变压器T的二次侧是半波整流，与此相对，在图17所示的实施例7中，使串联连接的第1二次绕组S1和第2二次绕组S2为中心抽头结构，采用利用二极管D1、D2进行双波整流的双波整流电路和与双波整流电路连接的平滑电容器。

即，DC-DC变流器是双波整流型电流谐振变流器。双波整流型电流谐振变流器与图8所示的半波整流型电流谐振变流器的输出电压的控制方法不同。因此，采用控制电路1a。图18示出控制电路1a的详细结构图。控制电路1a由振荡器OSC、触发器电路FF、死区时间生成器DT1、DT2、电平移动电路LES、缓冲电路BUF1、BUF2构成。

接着，说明双波整流型电流谐振变流器的动作。首先，将来自振荡器OSC的信号输入到触发器电路FF，输出交替地ON/OFF的各自的占空比50％的2个脉冲信号。

一个脉冲信号经由死区时间生成器DT1、缓冲电路BUF1成为低侧开关元件Q1的栅极驱动信号(图19的Q1g)。

另一个脉冲信号经由死区时间生成器DT2、电平移动电路LES、缓冲电路BUF2成为高侧开关元件Q2的栅极驱动信号(图19的Q2g)。即，开关元件Q1、Q2通过死区时间生成器DT1、DT2具有死区时间，交替地进行导通截止。

首先，当开关元件Q2导通时，电流IQ2顺时针流过沿着Ci、Q2、Lr、P、Cri、Ci延伸的路径。该电流IQ2成为流向变压器T的一次侧的励磁电感Lp(未图示)的励磁电流与经由一次绕组P、二次绕组S2、二极管D2、平滑电容器Co从输出端子+Vo、-Vo向负载提供的负载电流的合成电流。

即，前者成为(漏电感Lr+励磁电感Lp)与电流谐振电容器Cri的正弦波状的谐振电流，与开关元件Q2的导通期间相比为低谐振频率，因而将正弦波的一部分视作三角波状的电流。后者成为表现为漏电感Lr与电流谐振电容器Cri的谐振要素的正弦波状的谐振电流。

当开关元件Q2截止时，由于变压器T中积蓄的励磁电流的能量而产生电压模拟谐振。该电压模拟谐振是(漏电感Lr+励磁电感Lp)与电流谐振电容器Cri、电压谐振电容器Crv引起的电压模拟谐振，将电容小的电压谐振电容器Crv的谐振频率视作开关元件Q1和开关元件Q2的两端电压。

即，开关元件Q2的电流IQ2在开关元件Q2截止的同时转移至电压谐振电容器Crv，当电压谐振电容器Crv放电到零伏时，该电流转移至开关元件Q1的内置二极管。这就是经由开关元件Q1的内置二极管将变压器T中积蓄的励磁电流的能量充入电流谐振电容器Cri。在此期间，通过使开关元件Q1导通，可使开关元件Q1成为零伏开关。

当开关元件Q1导通时，将电流谐振电容器Cri作为电源，电流IQ1逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径。该电流成为流向变压器T的一次侧的励磁电感Lp的励磁电流与经由一次绕组P、二次绕组S1、二极管D1、平滑电容器Co从输出端子+Vo、-Vo向负载供给的负载电流的合成电流。

即，前者成为(漏电感Lr+励磁电感Lp)与电流谐振电容器Cri的正弦波状的谐振电流，与开关元件Q1的导通期间相比为低谐振频率，因而将正弦波的一部分视作三角波状的电流。后者成为表现为漏电感Lr与电流谐振电容器Cri的谐振要素的正弦波状的谐振电流。

当开关元件Q1截止时，由于变压器T中积蓄的励磁电流的能量而产生电压模拟谐振。该电压模拟谐振是(漏电感Lr+励磁电感Lp)和电流谐振电容器Cri、电压谐振电容器Crv引起的电压模拟谐振，将电容小的电压谐振电容器Crv的谐振频率视作开关元件Q1和开关元件Q2的两端电压。

即，开关元件Q1的电流在开关元件Q1截止的同时转移至电压谐振电容器Crv，当电压谐振电容器Crv充电至电源电压Vin时，该电流转移至开关元件Q2的内置二极管。这就是经由开关元件Q2的内置二极管在输入平滑电容器Ci中再生变压器T中积蓄的励磁电流的能量。在此期间，通过使开关元件Q2导通，可使开关元件Q2成为零伏开关。图19示出这些各部的波形。

图17所示的变流器利用控制电路1a将开关元件Q1和开关元件Q2固定在死区时间并交替地导通截止进行频率控制。关于输入电压变化，对开关频率进行可变控制。这就是利用流向负载的谐振电流的频率固定的情况，通过频率控制来扩展导通宽度，由此增加作为循环电流的励磁电流，使电流谐振电容器Cri的电压振幅变化，控制输出电压。

图20示出其开关频率与输出电力之间的关系。由电压检测器3检测出的误差信号通过光电耦合器PC作为FB端子的电流传送到控制电路1a。在控制电路1a中，振荡器OSC利用FB端子电流改变频率。因此，相对于负载变动、输入电压变动等各种变动，在电流谐振电容器Cri中产生振幅电压。即，通过反馈电容器Crb将该振幅电压反馈至输入端，由此，能够利用宽幅的输入电压对输入平滑电容器Ci进行充电。因此，在实施例7中，也可得到与实施例1的效果相同的效果。

这样，根据实施例1～7的变流器，能够提供仅追加很少的部件就具有功率因数改善功能的电流谐振型变流器。因此，是噪音少且效率良好的谐振型变流器，并且具有输入功率因数改善功能，因而能够廉价地构成与高次谐波限制对应的电源装置。

另外，由于可利用各部的常数容易地调整升压能量，因而能够以必要最小限度的升压能量进行功率因数改善，能够提供效率未大幅降低的具有功率因数改善功能的谐振型变流器。特别是能够在维持谐振的同时实现谐振型难以实现的功率因数改善。

实施例8

图21是示出本发明实施例8的变流器的电路图。在图21中，交流电源AC经由滤波电路FL向桥式整流器DB提供交流电压。在桥式整流器DB的输出两端连接电抗器Li与输入平滑电容器Ci的串联电路，并且，连接由MOSFET构成的开关元件Q1与开关元件Q2的串联电路。

在开关元件Q1的漏极-源极之间连接电压谐振电容器Crv，并且，连接变压器T的一次绕组P与电流谐振电容器Cri的串联电路。Lr由变压器T的一次绕组P和二次绕组S1间的漏电感或单个的电抗器构成。

反馈电容器Crb的一端与变压器T的一次绕组P和电流谐振电容器Cri的连接点连接，反馈电容器Crb的另一端与桥式整流器DB和滤波电路FL的连接点连接。即，反馈电容器Crb如果省略滤波电路FL，则与交流电源AC的一端连接。

在变压器T的二次绕组S1上连接整流二极管D1与平滑电容器Co的串联电路。在平滑电容器Co上连接输出端子(+Vo，-Vo)，并且，连接电压检测器3。在电压检测器3上连接光电耦合器PC的光电二极管。电压检测器3检测平滑电容器Co的输出电压，将检测电压经由光电耦合器PC的光电二极管和光电晶体管输出到控制电路1的反馈端子FB作为反馈信号。

控制电路1根据来自反馈端子FB的反馈信号，通过PWM控制使开关元件Q1和开关元件Q2交替地导通截止。或者，控制电路1也可以使开关元件Q1和开关元件Q2中的一方的导通期间固定，使开关元件Q1开关元件Q2中的另一方的导通期间可变。

该变流器的特征是，在桥式整流器DB与输入平滑电容器Ci之间连接电抗器Li，将反馈电容器Crb的一端与变压器T和电流谐振电容器Cri的连接点连接，将反馈电容器Crb的另一端与桥式整流器DB和滤波电路FL的连接点连接。即，图21所示的变流器的特征是构成为，去掉PFC部的升压斩波电路，新追加反馈电容器Crb和电抗器Li。

此外，实施例8的变流器的主电路方式由半波整流型的电流谐振变流器构成。

接着，参照图22说明实施例8的变流器的动作。图22是示出图21所示的交流电源AC的上端为正极时的变流器的各部的波形的图。将1周期的动作分为期间T1～T8的各个动作。反馈电容器Crb相对于用点(黑圆标记)示出的极性被充电成相反极性。

此外，在以下的说明中，省略以与现有相同的定时流过的变压器T的二次侧电流的说明、以及电压谐振电容器Crv的电流和电压模拟谐振动作的说明。

在图22中，VAC表示交流电源AC的两端电压，VCi表示输出电容器Ci的两端电压，VCri表示电流谐振电容器Cri的两端电压，VCrb表示反馈电容器Crb的两端电压，IAC表示流过交流电源AC的电流，IDb表示流过二极管Db的电流，IDa表示流过二极管Da的电流，ICi表示流过输入平滑电容器Ci的电流，ICrb表示流过反馈电容器Crb的电流，IQ2表示流过开关元件Q2的漏极的电流，ILr表示流过漏电感的电流，ICri表示流过电流谐振电容器Cri的电流，IQ1表示流过开关元件Q1的漏极的电流，VQ1表示开关元件Q1的漏极-源极间电压。

首先，在期间T1中，是开关元件Q1截止，开关元件Q2导通的状态。此时的电流路径具有两条路径，即(I)沿着AC、FL、Crb、P、Lr、Q2、Ci、Db、FL、AC延伸的第1路径和(II)沿着Cri、P、Lr、Q2、Ci、Cri延伸的第2路径(逆时针)，电流ICrb、ILr、IQ2、ICi、IDb、ICri流过任意的路径。因此，输入平滑电容器Ci从交流电源AC充电，反馈电容器Crb充电，电流谐振电容器Cri放电。

在期间T2中，继续是开关元件Q1截止，开关元件Q2导通的状态。此时的电流路径是，电流ICi、IQ2、ILr、ICri顺时针流过沿着Ci、Q2、Lr、P、Cri、Ci延伸的路径。因此，输入平滑电容器Ci放电，电流谐振电容器Cri充电。

在期间T3中，继续是开关元件Q1截止，开关元件Q2导通的状态。在此情况下，具有如下的区间：(I)电流ICi、ILr、IQ2、ICri顺时针流过沿着Ci、Q2、Lr、P、Cri、Ci延伸的路径，输入平滑电容器Ci放电，电流谐振电容器Cri充电；(II)电流ICrb、IDa、ILi、IQ2、ILr流过沿着Crb、Da、Li、Q2、Lr、P、Crb延伸的路径，反馈电容器Crb放电。

在期间T4中，相反地是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ICrb、IDa、ILi、IQ1、ICi、ILr流过沿着Crb、Da、Li、Ci、Q1、Lr、P、Crb延伸的路径，反馈电容器Crb放电，输入平滑电容器Ci充电；(II)电流ICri、IQ1、ILr顺时针流过沿着P、Cri、Q1、Lr、P延伸的路径，电流谐振电容器Cri充电。

在期间T5中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ICrb、IDa、ILi、ICi、IQ1、ILr流过沿着Crb、Da、Li、Ci、Q1、Lr、P、Crb延伸的路径，反馈电容器Crb放电，输入平滑电容器Ci充电；(II)电流ICri、IQ1、ILr顺时针流过沿着P、Cri、Q1、Lr、P延伸的路径，电流谐振电容器Cri充电；(III)电流IDa、ILi、ICi、IDb流过沿着AC、FL、Da、Li、Ci、Db、FL、AC延伸的路径，输入平滑电容器Ci从交流电源AC直接充电。

在期间T6中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。此时，电流ICri、IQ1、ILr流过沿着P、Cri、Q1、Lr、P延伸的路径，电流谐振电容器Cri充电。

在期间T7中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ICrb、ILr、IQ1、IDb流过沿着AC、FL、Crb、P、Lr、Q1、Db、FL、AC延伸的路径，反馈电容器Crb从交流电源AC充电；(II)电流ICri、ILr、IQ1逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径，电流谐振电容器Cri放电。

在期间T8中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ICrb、ILr、IQ1、IDb流过沿着AC、FL、Crb、P、Lr、Q1、Db、FL、AC延伸的路径，反馈电容器Crb从交流电源AC充电；(II)电流ICri、ILr、IQ1流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径，电流谐振电容器Cri放电。

此外，在期间T4～期间T7中，电流流向变压器T的二次侧，对负载提供电力。

图23是示出图21所示的交流电源AC的下端为正极时的变流器的各部的波形的图。将1周期的动作分为期间T9～T16的各个动作。反馈电容器Crb被充电成正极性。此外，在以下的说明中，省略在与现有相同的定时流过的变压器T的二次侧电流的说明、以及电压谐振电容器Crv的电流和电压模拟谐振动作的说明。

首先，在期间T9中，是开关元件Q1截止，开关元件Q2导通的状态。在此情况下具有两条路径，即(I)沿着Crb、P、Lr、Q2、Ci、Dd、Crb延伸的路径；(II)沿着Cri、P、Lr、Q2、Ci、Cri延伸的路径(逆时针)，电流ICrb、ILr、IQ2、ICi、IDd、ICri流过任意的路径。因此，反馈电容器Crb和电流谐振电容器Cri放电，输入平滑电容器Ci充电。

在期间T10中，继续是开关元件Q1截止，开关元件Q2导通的状态。此时，电流ICi、IQ2、ILr、ICri流过沿着Ci、Q2、Lr、P、Cri、Ci延伸的路径，输入平滑电容器Ci放电，电流谐振电容器Cri充电。

在期间T11中，继续是开关元件Q1截止，开关元件Q2导通的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ICi、IQ2、ILr、ICri顺时针流过沿着Ci、Q2、Lr、P、Cri、Ci延伸的路径，输入平滑电容器Ci放电，电流谐振电容器Cri充电；(II)电流IDc、ILi、IQ2、ILr、ICrb流过沿着AC、FL、Dc、Li、Q2、Lr、P、Crb、FL、AC延伸的路径，反馈电容器Crb从交流电源AC充电。

在期间T12中，相反地是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流IDc、ILi、ICi、IQ1、ILr、ICrb流过沿着AC、FL、Dc、Li、Ci、Q1、Lr、P、Crb、FL、AC延伸的路径，输入平滑电容器Ci和反馈电容器Crb从交流电源AC充电；(II)电流ICri、IQ1、ILr顺时针流过沿着P、Cri、Q1、Lr、P延伸的路径，电流谐振电容器Cri充电。

在期间T13中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流IDc、ILi、ICi、IQ1、ILr、ICrb流过沿着AC、FL、Dc、Li、Ci、Q1、Lr、P、Crb、FL、AC延伸的路径，输入平滑电容器Ci和反馈电容器Crb从交流电源AC充电；(II)电流ICri、IQ1、ILr顺时针流过沿着P、Cri、Q1、Lr、P延伸的路径，电流谐振电容器Cri充电；(III)电流IDc、ILi、ICi、IDd流过沿着AC、FL、Dc、Li、Ci、Dd、FL、AC延伸的路径，输入平滑电容器Ci从交流电源AC直接充电。

在期间T14中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。此时，电流ICri、IQ1、ILr顺时针流过沿着P、Cri、Q1、Lr、P延伸的路径，电流谐振电容器Cri充电。

在期间T15中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ICrb、ILr、IQ1、IDd流过沿着Crb、P、Lr、Q1、Dd、Crb延伸的路径，反馈电容器Crb放电；(II)电流ICri、ILr、IQ1逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径，电流谐振电容器Cri放电。

在期间T16中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ICrb、ILr、IQ1、IDd流过沿着Crb、P、Lr、Q1、Dd、Crb延伸的路径，反馈电容器Crb放电；(II)电流ICri、ILr、IQ1逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径，电流谐振电容器Cri放电。

此外，在期间T12～期间T15中，电流流向变压器T的二次侧，对负载提供电力。

这样，根据实施例8的变流器，可通过追加电抗器Li和反馈电容器Crb来构成新的电流路径。因此，即使在交流电源AC的电压低于输入平滑电容器Ci的电压的情况下，也能够对输入平滑电容器Ci进行充电。因此，在宽幅的交流电源电压中能够流过交流电源电流，如图24所示，能够流过与交流电源电压VAC近似的交流电源电流IAC。因此，可改善功率因数，降低高次谐波电流。

此外，在上述具有功率因数改善功能的变流器中，由于只能进行输出电压的控制，因而往往无法控制重负载时和轻负载时的升压能量。因此，如果在重负载时设定充分的升压电压，则轻负载时的输入平滑电容器Ci的电压显著变高，具有不仅输入平滑电容器Ci的耐压变大，而且需要变流器电路的耐压的问题。

与此相对，在实施例8的变流器中，负载电流的一部分流向新追加的反馈电容器Crb和电抗器Li，因而升压能量根据负载电流而变化，在轻负载时输入平滑电容器Ci的电压不会显著变高。因此，不需要增大输入平滑电容器Ci的耐压。

另外，变流器是以半波整流型电流谐振变流器为基础施加了改良，以往的电流谐振和电压模拟谐振动作得到维持。由此，能够提供效率良好且噪音少的具有功率因数改善功能的变流器。

实施例9

图25是示出本发明实施例9的变流器的电路结构图。图25所示的实施例9的变流器与图21所示的实施例8的变流器相比，其特征在于，将电抗器Li连接在滤波电路FL的输出端与桥式整流器DB的输入端之间，将反馈电容器Crb的另一端连接在交流电源AC与电抗器Li之间。

根据实施例9的变流器，与图21所示的实施例8的变流器同样地进行动作，可得到同样的效果。

实施例10

图26是示出本发明实施例10的变流器的电路结构图。图26所示的实施例10的变流器与图25所示的实施例9的变流器的不同点是，将反馈电容器Crb的另一端连接在电抗器L1与桥式整流器DB之间。

根据实施例10的变流器，与图21所示的实施例8的变流器同样地进行动作，可得到同样的效果。

实施例11

图27是示出本发明实施例11的变流器的电路结构图。在图25所示的实施例9的变流器中，将反馈电容器Crb的另一端连接在交流电源AC的一端与电抗器Li之间，与此相对，在图27所示的实施例11的变流器中，将反馈电容器Crb的另一端连接在交流电源AC的另一端与桥式整流器DB的另一端之间。

根据实施例11的变流器，与图21所示的实施例8的变流器同样地进行动作，可得到同样的效果。

实施例12

图28是示出本发明实施例12的变流器的电路结构图。图28所示的实施例12的变流器与图21所示的实施例8的变流器的不同点是，在开关元件Q2的漏极-源极之间变更了电流谐振电容器Cri、漏电感Lr和变压器T的一次绕组P的串联电路的连接位置。由于半桥型变流器是开关元件Q1、Q2上下对称的结构，因而能够变更连接位置。

另外，在此情况下，需要根据变压器T的二次侧的整流极性，使开关元件Q1和开关元件Q2的控制信号与图21的情况相反。在实施例12中，也可得到与实施例8的效果相同的效果。

此外，还可以使电压谐振电容器Crv从开关元件Q1的两端向开关元件Q2的两端移动。

实施例13

图29是示出本发明实施例13的变流器的电路结构图。图29所示的实施例13的变流器与图21所示的实施例8的变流器相比，将电流谐振电容器Cri分为电流谐振电容器Cri1和电流谐振电容器Cri2，将电流谐振电容器Cri1和电流谐振电容器Cri2的串联电路与输入平滑电容器Ci并联连接。

另外，电压谐振电容器Crv也分为电压谐振电容器Crv1和电压谐振电容器Crv2，电压谐振电容器Crv1和电压谐振电容器Crv2与开关元件Q1和开关元件Q2分别并联连接。

在该实施例13的变流器的情况下，也可得到与实施例8的变流器相同的效果。

实施例14

图30是示出本发明实施例14的变流器的电路结构图。在图21所示的实施例8的变流器中，变压器T的二次侧是半波整流，与此相对，在图30所示的实施例14的变流器中，将串联连接的第1二次绕组S1和第2二次绕组S2作为中心抽头结构，采用利用二极管D1、D2进行双波整流的双波整流电路和与双波整流电路连接的平滑电容器。

DC-DC变流器是双波整流型电流谐振变流器。双波整流型电流谐振变流器与图21所示的半波整流型电流谐振变流器的输出电压的控制方法不同，因而采用图18～图20所示的控制电路1a。控制电路1a的详细结构和动作已经在实施例7中说明因而省略。

图30所示的变流器利用控制电路1a将开关元件Q1和开关元件Q2固定在死区时间中并交替地导通截止进行频率控制。关于输入电压变化，对开关频率进行可变控制。这就是利用流向负载的谐振电流频率是固定的情况，通过频率控制来扩展导通宽度，由此增加作为循环电流的励磁电流，使电流谐振电容器Cri的电压振幅变化，控制输出电压。

图33示出其开关频率与输出功率的关系。由电压检测器3检测出的误差信号作为FB端子的电流由光电耦合器PC传送到控制电路1a。在控制电路1a中，振荡器OSC由于FB端子电流而频率可变。因此，针对负载变动、输入电压变动等各种变动，在电流谐振电容器Cri中产生振幅电压。即，利用反馈电容器Crb将该振幅电压反馈到输入端，由此，能够以宽幅的输入电压对输入平滑电容器Ci进行充电。因此，在实施例14中，也可得到与实施例8的效果相同的效果。

实施例15

图31是示出本发明实施例15的变流器的电路结构图。在图21所示的实施例8的变流器中，将电抗器Li连接在桥式整流器DB与输入平滑电容器Ci之间，在图31所示的实施例15的变流器中，其特征在于，将电抗器Li的一端与反馈电容器Crb的另一端连接，将电抗器Li的另一端连接在滤波电路FL与桥式整流器DB之间。如果省略滤波电路FL，则电抗器Li的另一端与交流电源AC的一端连接。

图32是示出交流电源AC的上端为正极时的实施例15的变流器的各部的波形的图。将1周期的动作分为期间T1～T12的各个动作。反馈电容器Crb相对于用点(黑圆标记)示出的极性被充电成相反极性。

此外，在以下的说明中，省略在与现有相同的定时流过的变压器T的二次侧电流的说明、以及电压谐振电容器Crv的电流和电压模拟谐振动作的说明。

首先，在期间T1中，是开关元件Q1截止，开关元件Q2导通的状态。在此情况下具有两条路径，即沿着AC、FL、Li、Crb、P、Lr、Q2、Ci、Db、FL、AC延伸的第1路径和沿着Cri、P、Lr、Q2、Ci、Cri延伸的第2路径(逆时针)，电流ILi、ICrb、ILr、IQ2、ICi、IDb、ICri流过任意的路径。因此，反馈电容器Crb和输入平滑电容器Ci从交流电源AC充电，电流谐振电容器Cri放电。

在期间T2中，继续是开关元件Q1截止，开关元件Q2导通的状态。在此情况下，电流ILi、ICrb、ILr、IQ2、ICi、IDb流过沿着AC、FL、Li、Crb、P、Lr、Q2、Ci、Db、FL、AC延伸的路径，电流ILi、ICrb、ICri、IDb流过沿着AC、FL、Li、Crb、Cri、Db、FL、AC延伸的路径。因此，反馈电容器Crb、输入平滑电容器Ci和电流谐振电容器Cri从交流电源AC充电。

在期间T3中，继续是开关元件Q1截止，开关元件Q2导通的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ILi、ICrb、ICri、IDb流过沿着AC、FL、Li、Crb、Cri、Db、FL、AC延伸的路径，反馈电容器Crb和电流谐振电容器Cri从交流电源AC充电；(II)电流ICi、IQ2、ILr、ICri顺时针流过沿着Ci、Q2、Lr、P、Cri、Ci延伸的路径，输入平滑电容器Ci放电，电流谐振电容器Cri充电。

在期间T4中，继续是开关元件Q1截止，开关元件Q2导通的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ICrb、ILi、IDa、IQ2、ILr流过沿着Crb、Li、Da、Q2、Lr、P、Crb延伸的路径，反馈电容器Crb放电；(II)电流ICi、IQ2、ILr、ICri顺时针流过沿着Ci、Q2、Lr、P、Cri、Ci延伸的路径，输入平滑电容器Ci放电，电流谐振电容器Cri充电。

在期间T5中，相反地是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ICrb、ILi、IDa、ICi、IQ1、ILr流过沿着Crb、Li、Da、Ci、Q1、Lr、P、Crb延伸的路径，反馈电容器Crb放电，输入平滑电容器Ci充电；(II)电流ICri、ILr、IQ1逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径，电流谐振电容器Cri放电。

在期间T6中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ICrb、ILi、IDa、ICi、IQ1、ILr流过沿着Crb、Li、Da、Ci、Q1、Lr、P、Crb延伸的路径，反馈电容器Crb放电，输入平滑电容器Ci充电；(II)电流ICri、IQ1、ILr顺时针流过沿着P、Cri、Q1、Lr、P延伸的路径，电流谐振电容器Cri充电。

在期间T7中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。此时，电流ICri、IQ1、ILr顺时针流过沿着P、Cri、Q1、Lr、P延伸的路径，电流谐振电容器Cri充电。

在期间T8中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。此时，电流ICri、ILr、IQ1逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径，电流谐振电容器Cri放电。

在期间T9中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ILi、ICrb、ILr、IQ1、IDb流过沿着AC、FL、Li、Crb、P、Lr、Q1、Db、FL、AC延伸的路径，反馈电容器Crb从交流电源AC充电；(II)电流ICri、ILr、IQ1逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径，电流谐振电容器Cri放电。

在期间T10中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ILi、ICrb、ILr、IQ1、IDb流过沿着AC、FL、Li、Crb、P、Lr、Q1、Db、FL、AC延伸的路径，反馈电容器Crb从交流电源AC充电；(II)电流ILi、ICrb、ICri、IDb流过沿着AC、FL、Li、Crb、Cri、Db、FL、AC延伸的路径，电流谐振电容器Cri从交流电源AC充电。

在期间T11中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ILi、ICrb、ILr、IQ1、IDb流过沿着AC、FL、Li、Crb、P、Lr、Q1、Db、FL、AC延伸的路径，反馈电容器Crb从交流电源AC充电；(II)电流ICri、ILr、IQ1逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径，电流谐振电容器Cri放电。

在期间T12中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。此时，电流ICri、ILr、IQ1逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径，电流谐振电容器Cri放电。

此外，在期间T5～期间T11中，电流流向变压器T的二次侧，对负载提供电力。

图33是示出交流电源AC的下端为正极时的实施例15的变流器的各部的波形的图。将1周期的动作分为期间T13～T24的各个动作。反馈电容器Crb相对于用点(黑圆标记)示出的极性被充电成正极性。

此外，在以下的说明中，省略在与现有相同的定时流过的变压器T的二次侧电流的说明、以及电压谐振电容器Crv的电流和电压模拟谐振动作的说明。

首先，在期间T13中，是开关元件Q1截止，开关元件Q2导通的状态。在此情况下，电流ICrb、ILr、IQ2、ICi、IDd、ILi流过沿着Crb、P、Lr、Q2、Ci、Dd、Li、Crb延伸的路径，电流ICri、ILr、IQ2、ICi逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q2、Ci、Cri延伸的路径。此时，反馈电容器Crb和电流谐振电容器Cri放电，输入平滑电容器Ci充电。

在期间T14中，继续是开关元件Q1截止，开关元件Q2导通的状态。在此情况下，电流ICrb、ILr、IQ2、ICi、IDd、ILi流过沿着Crb、P、Lr、Q2、Ci、Dd、Li、Crb延伸的路径，电流ICrb、ICri、IDd、ILi顺时针流过沿着Crb、Cri、Dd、Li、Crb延伸的路径，反馈电容器Crb放电，电流谐振电容器Cri和输入平滑电容器Ci充电。

在期间T15中，继续是开关元件Q1截止，开关元件Q2导通的状态。在此情况下，电流ICrb、ICri、IDd、ILi顺时针流过沿着Crb、Cri、Dd、Li、Crb延伸的路径，电流ICi、IQ2、ILr、ICri顺时针流过沿着Ci、Q2、Lr、P、Cri、Ci延伸的路径。反馈电容器Crb和输入平滑电容器Ci放电，电流谐振电容器Cri充电。

在期间T16中，继续是开关元件Q1截止，开关元件Q2导通的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流IDc、IQ2、ILr、ICrb，ILi流过沿着AC、FL、Dc、Q2、Lr、P、Crb、Li、FL、AC延伸的路径，反馈电容器Crb从交流电源AC充电；(II)电流ICi、IQ2、ILr、ICri顺时针流过沿着Ci、Q2、Lr、P、Cri、Ci延伸的路径，输入平滑电容器Ci放电，电流谐振电容器Cri充电。

在期间T17中，相反地是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流IDc、ICi、IQ1、ILr、ICrb、ILi流过沿着AC、FL、Dc、Ci、Q1、Lr、P、Crb、Li、FL、AC延伸的路径，输入平滑电容器Ci和反馈电容器Crb充电；(II)电流ICri、ILr、IQ1逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径，电流谐振电容器Cri放电。

在期间T18中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流IDc、ICi、IQ1、ILr、ICrb、ILi流过沿着AC、FL、Dc、Ci、Q1、Lr、P、Crb、Li、FL、AC延伸的路径，输入平滑电容器Ci和反馈电容器Crb充电；(II)电流ICri、IQ1、ILr顺时针流过沿着P、Cri、Q1、Lr、P延伸的路径，电流谐振电容器Cri充电。

在期间T19中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。此时，电流ICri、IQ1、ILr顺时针流过沿着P、Cri、Q1、Lr、P延伸的路径，电流谐振电容器Cri充电。

在期间T20中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。此时，电流ICri、ILr、IQ1逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径，电流谐振电容器Cri放电。

在期间T21中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ICrb、ILr、IQ1、IDd、ILi流过沿着Crb、P、Lr、Q1、Dd、Li、Crb延伸的路径，反馈电容器Crb放电；(II)电流ICri、ILr、IQ1逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径，电流谐振电容器Cri放电。

在期间T22中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ICrb、ILr、IQ1、IDd、ILi流过沿着Crb、P、Lr、Q1、Dd、Li、Crb延伸的路径，反馈电容器Crb放电；(II)电流ICri、IQ1、ILr流过沿着P、Cri、Q1、Lr、P延伸的路径，电流谐振电容器Cri充电。

在期间T23中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。在此情况下，具有如下的期间：(I)电流ICrb、ILr、IQ1、IDd、ILi流过沿着Crb、P、Lr、Q1、Dd、Li、Crb延伸的路径，反馈电容器Crb放电；(II)电流ICri、ILr、IQ1逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径，电流谐振电容器Cri放电。

在期间T24中，继续是开关元件Q1导通，开关元件Q2截止的状态。此时，电流ICri、ILr、IQ1逆时针流过沿着Cri、P、Lr、Q1、Cri延伸的路径，电流谐振电容器Cri放电。

此外，在期间T17～期间T23中，电流流向变压器T的二次侧，对负载提供电力。

这样，根据实施例15的变流器，可通过使电抗器Li与反馈电容器Crb串联连接来形成新的电流路径。因此，在交流电源AC的电压低于输入平滑电容器Ci的电压的情况下，也能够对输入平滑电容器Ci进行充电。因此，在宽幅的交流电源电压中，能够流过交流电源电流，如图34所示，能够流过与交流电源电压VAC近似的交流电源电流IAC。因此，可改善功率因数，降低高次谐波电流。

另外，根据实施例8～15的变流器，可提供仅追加很少的部件就具有功率因数改善功能的电流谐振型变流器。因此，可以是噪音少且效率良好的谐振型变流器，并且具有输入功率因数改善功能，因而能够廉价地构成与高次谐波限制对应的电源装置。

另外，由于可利用各部的常数容易地调整升压能量，因而能够以必要最小限度的升压能量进行功率因数改善，能够提供效率不大幅降低的具有功率因数改善功能的谐振型变流器。特别是能够在维持谐振的同时实现谐振型难以实现的功率因数改善。

此外，本发明不限于实施例1～实施例15的变流器。在实施例1～13、15的变流器中，在变压器T的二次侧采用半波整流电路和平滑电容器，在实施例14的变流器中，在变压器T的二次侧采用双波整流电路和平滑电容器，不过例如也可以在变压器T的二次侧采用全波整流电路和与全波整流电路连接的平滑电容器。

根据本发明，可提供具有功率因数改善功能，并且能够降低高次谐波电流，能够降低开关损耗和噪音的廉价的变流器。

工业上的可利用性

本发明可应用于AC-DC变流器、DC-DC变流器等变流器。

Claims (26)

1.一种变流器，该变流器具有：

整流电路(DB)，其对交流电源的交流电压进行整流；

输入平滑电容器(Ci)，其对来自上述整流电路的整流电压进行平滑；

第1串联电路，其连接在上述输入平滑电容器的两端之间，串联连接第1开关元件(Q1)和第2开关元件(Q2)而成；

第2串联电路，其连接在上述第1开关元件与上述第2开关元件的连接点和上述输入平滑电容器的一端之间，串联连接变压器的一次绕组(P)和第1电容器(Cri)而成；

控制器(1)，其使上述第1开关元件和上述第2开关元件交替地导通截止；

整流平滑电路(D1、Co)，其对在上述变压器的二次绕组(S1)中产生的高频电压进行整流平滑，取出直流输出电压；以及

第2电容器(Crb)，其连接在上述变压器的一次绕组与上述第1电容器的连接点和上述交流电源的一端之间。

2.一种变流器，该变流器具有：

整流电路(DB)，其对交流电源的交流电压进行整流；

输入平滑电容器(Ci)，其对来自上述整流电路的整流电压进行平滑；

整流器(Di)，其连接在上述整流电路与上述输入平滑电容器之间；

第1串联电路，其连接在上述输入平滑电容器的两端之间，串联连接第1开关元件(Q1)和第2开关元件(Q2)而成；

第2串联电路，其连接在上述第1开关元件与上述第2开关元件的连接点和上述输入平滑电容器的一端之间，串联连接变压器的一次绕组(P)和第1电容器(Cri)而成；

控制器(1)，其使上述第1开关元件和上述第2开关元件交替地导通截止；

整流平滑电路(D1、Co)，其对在上述变压器的二次绕组中产生的高频电压进行整流平滑，取出直流输出电压；以及

第2电容器(Crb)，其连接在上述变压器的一次绕组与上述第1电容器的连接点和上述整流电路与上述整流器的连接点之间。

3.根据权利要求1所述的变流器，其中，

上述整流平滑电路具有与上述变压器的二次绕组连接的全波整流电路(D1、D2)、以及与上述全波整流电路连接的输出平滑电容器(Co)。

4.根据权利要求2所述的变流器，其中，

上述整流平滑电路具有与上述变压器的二次绕组连接的全波整流电路、以及与上述全波整流电路连接的输出平滑电容器。

5.根据权利要求1所述的变流器，其中，

上述变压器的二次绕组具有串联连接的第1二次绕组和第2二次绕组，

上述整流平滑电路具有与上述第1二次绕组(S1)和上述第2二次绕组(S2)连接的双波整流电路(D1、D2)、以及与上述双波整流电路连接的输出平滑电容器(Co)。

6.根据权利要求2所述的变流器，其中，

上述变压器的二次绕组具有串联连接的第1二次绕组和第2二次绕组，

上述整流平滑电路具有与上述第1二次绕组(S1)和上述第2二次绕组(S2)连接的双波整流电路(D1、D2)、以及与上述双波整流电路连接的输出平滑电容器(Co)。

7.根据权利要求1所述的变流器，其中，

上述整流平滑电路具有与上述变压器的二次绕组连接的半波整流电路、以及与上述半波整流电路连接的平滑电容器。

8.根据权利要求2所述的变流器，其中，

上述整流平滑电路具有与上述变压器的二次绕组连接的半波整流电路、以及与上述半波整流电路连接的平滑电容器。

9.根据权利要求1所述的变流器，其中，

上述控制器对上述第1开关元件和上述第2开关元件进行频率控制。

10.根据权利要求2所述的变流器，其中，

上述控制器对上述第1开关元件和上述第2开关元件进行频率控制。

11.根据权利要求1所述的变流器，其中，

上述控制器将上述第1开关元件或上述第2开关元件的导通期间控制为固定。

12.根据权利要求2所述的变流器，其中，

上述控制器将上述第1开关元件或上述第2开关元件的导通期间控制为固定。

13.一种变流器，该变流器具有：

整流电路(DB)，其对交流电源的交流电压进行整流；

输入平滑电容器(Ci)，其对来自上述整流电路的整流电压进行平滑；

电抗器(Li)，其连接在上述整流电路的输出端与上述输入平滑电容器之间或上述交流电源与上述整流电路之间；

第1串联电路，其连接在上述输入平滑电容器的两端之间，串联连接第1开关元件(Q1)和第2开关元件(Q2)而成；

第2串联电路，其连接在上述第1开关元件与上述第2开关元件的连接点和上述输入平滑电容器的一端之间，串联连接变压器的一次绕组(P)和第1电容器(Cri)而成；

控制器(1)，其使上述第1开关元件和上述第2开关元件交替地导通截止；

整流平滑电路(D1、Co)，其对在上述变压器的二次绕组中产生的高频电压进行整流平滑，取出直流输出电压；以及

第2电容器(Crb)，其连接在上述变压器的一次绕组与上述第1电容器的连接点和上述交流电源的一端之间。

14.根据权利要求13所述的变流器，其中，

上述电抗器连接在上述交流电源与上述整流电路之间，上述第2电容器的一端连接在上述电抗器与上述整流电路之间，上述第2电容器的上述一端经由上述电抗器与上述交流电源的一端连接。

15.根据权利要求13所述的变流器，其中，

上述电抗器连接在上述交流电源的一端与上述整流电路的一端之间，上述第2电容器的一端连接在上述交流电源的另一端与上述整流电路的另一端之间。

16.一种变流器，该变流器具有：

整流电路(DB)，其对交流电源的交流电压进行整流；

输入平滑电容器(Ci)，其对来自上述整流电路的整流电压进行平滑；

第1串联电路，其连接在上述输入平滑电容器的两端之间，串联连接第1开关元件(Q1)和第2开关元件(Q2)而成；

第2串联电路，其连接在上述第1开关元件与上述第2开关元件的连接点和上述输入平滑电容器的一端之间，串联连接变压器的一次绕组(P)和第1电容器(Cri)而成；

控制器(1)，其使上述第1开关元件和上述第2开关元件交替地导通截止；

整流平滑电路(D1、Co)，其对在上述变压器的二次绕组中产生的高频电压进行整流平滑，取出直流输出电压；以及

第3串联电路，其连接在上述变压器的一次绕组与上述第1电容器的连接点和上述交流电源的一端之间，串联连接第2电容器(Crb)和电抗器(Li)而成。

17.根据权利要求13所述的变流器，其中，

上述整流平滑电路具有与上述变压器的二次绕组连接的全波整流电路、以及与上述全波整流电路连接的输出平滑电容器。

18.根据权利要求16所述的变流器，其中，

上述整流平滑电路具有与上述变压器的二次绕组连接的全波整流电路、以及与上述全波整流电路连接的输出平滑电容器。

19.根据权利要求13所述的变流器，其中，

上述变压器的二次绕组具有串联连接的第1二次绕组和第2二次绕组，

上述整流平滑电路具有与上述第1二次绕组和上述第2二次绕组连接的双波整流电路、以及与上述双波整流电路连接的输出平滑电容器。

20.根据权利要求16所述的变流器，其中，

上述变压器的二次绕组具有串联连接的第1二次绕组和第2二次绕组，

上述整流平滑电路具有与上述第1二次绕组和上述第2二次绕组连接的双波整流电路、以及与上述双波整流电路连接的输出平滑电容器。

21.根据权利要求13所述的变流器，其中，

上述整流平滑电路具有与上述变压器的二次绕组连接的半波整流电路、以及与上述半波整流电路连接的平滑电容器。

22.根据权利要求16所述的变流器，其中，

上述整流平滑电路具有与上述变压器的二次绕组连接的半波整流电路、以及与上述半波整流电路连接的平滑电容器。

23.根据权利要求13所述的变流器，其中，

上述控制器对上述第1开关元件和上述第2开关元件进行频率控制。

24.根据权利要求16所述的变流器，其中，

上述控制器对上述第1开关元件和上述第2开关元件进行频率控制。

25.根据权利要求13所述的变流器，其中，

上述控制器将上述第1开关元件或上述第2开关元件的导通期间控制为固定。

26.根据权利要求16所述的变流器，其中，

上述控制器将上述第1开关元件或上述第2开关元件的导通期间控制为固定。

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