CN111865116B - 一种基于可变电感的开关频率恒定的crm升压变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于可变电感的开关频率恒定的CRM升压变换器。该变换器包括主功率电路、CRM控制和驱动电路、第一分压跟随电路、第二分压跟随电路、减法电路、第一乘法器、第二乘法器和输出电压反馈电路，其中第一分压跟随电路的输出端连接第一乘法器的输入端和减法器的一个输入端，第二分压跟随电路的输出端连接减法电路的另一个输入端，减法电路的输出端连接第一乘法器的另一个输入端，第一乘法器的输出端接入第二乘法器的一个输入端，第二乘法器的输出端接入CRM控制和驱动电路的一个输入端；主功率电路中的可变电感通过施加不同的偏置电流，调整电感值。本发明实现了CRM升压PFC变换器开关频率的恒定，减小了输出电压的纹波。

Description

一种基于可变电感的开关频率恒定的CRM升压变换器
技术领域
本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器技术领域，特别是一种基于可变电感的开关频率恒定的CRM升压变换器，。
背景技术
功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)变换器可以减小输入电流谐波，提高输入功率因数，已得到广泛应用。PFC变换器分为有源和无源两种方式，相对于无源方式来说，有源方式具有输入功率因数高、体积小、成本低等优点。
有源PFC变换器可以采用多种电路拓和控制方法，其中Boost PFC变换器是常用的PFC变换器之一，根据电感电流连续与否，可将其分为三种工作模式，即电感电流连续模式(Continuous Current Mode,CCM)，电感电流临界连续模式(Critical ContinuousCurrent Mode,CRM)和电感电流断续模式(Discontinuous Current Mode,DCM)。CRM BoostPFC变换器一般应用在中小功率场合，其优点是开关管零电流开通、升压二极管无反向恢复、PF高等，但是其开关频率随输入电压和负载的变化而变化，电感和EMI滤波器的设计较复杂。
针对CRM Boost PFC变换器开关频率变化范围大这一缺点，最新研究提出通过在输入电流中注入适量的谐波，使得工频周期内开关频率变化范围大幅度减小。这种方法输入电流的谐波均满足IEC 61000-3-2Class D标准，同时开关频率最大值与最小值之比也由原来的15倍左右降低到2倍左右。但是，该研究方法仅仅能够实现某一固定输入电压下开关频率恒定在某一固定值，在宽输入电压范围内开关频率仍然是波动变化的，也就是说该方法没有实现真正的宽输入电压范围内的定频控制。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于可变电感的宽电压范围内开关频率恒定的CRM升压变换器。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种基于可变电感的开关频率恒定的CRMBoost PFC变换器，包括主功率电路和控制电路；
所述主功率电路包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、可变电感LbVI、开关管Qb、二极管Db、滤波电容Co和负载RLd；所述输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与可变电感LbVI的一端连接，可变电感LbVI另一端分别接入开关管Qb的漏极和二极管Db的阳极，二极管Db的阴极分别与滤波电容Co的一端和负载RLd的一端连接，滤波电容Co的另一端和负载RLd的另一端均连接参考电位零点，负载RLd两端的电压为输出电压Vo；主功率电路中升压电感为可变电感LbVI,其电感值在不同的输入电压下可通过施加合适的偏置电流调整为最优值，在输入电压为90V,110V,176V,220V,264V时，通过偏置电流分别将电感值调整为0.821mH,1.126mH,2.03mH,2.284mH,2.011mH，从而使变换器开关频率稳定在30kHz，实现定频控制；
所述的控制电路包括CRM控制和驱动电路、第一分压跟随电路、第二分压跟随电路、减法电路、第一乘法器、第二乘法器和输出电压反馈电路；所述CRM控制和驱动电路的输出端与开关管Qb的门极连接；第一分压跟随电路的输入端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一分压跟随电路的输出端A分别与减法电路的一个输入端和第一乘法器的一个输入端vx连接；第二分压跟随电路输入端连接主功率电路的输出电压Vo的正极，第二分压跟随电路的输出端B与减法电路的另一个输入端连接，减法电路的输出端与第一乘法器的另一个输入端vy连接；第一乘法器的输出端D与第二乘法器的一个输入端vx连接；输出电压反馈电路的输入端连接主功率电路的输出电压Vo的正极，输出电压反馈电路的输出端与第二乘法器的另一个输入端vy连接；第二乘法器的输出端连接CRM控制和驱动电路的一个输入端。
进一步地，所述的CRM控制和驱动电路包括电感Lz、第十二电阻Rz、第十三电阻Rt、第十四电阻Rd、过零检测、RS触发器、驱动和第一运算放大器A1；
所述电感Lz的一端连接参考点电位零点，另一端连接第十二电阻Rz的一端，其中电感Lz连接参考电位零点的一端与主功率电路中可变电感LbVI连接二极管整流电路RB输出正极的一端为同名端；第十二电阻Rz的另一端连接过零检测的输入端，过零检测的输出端与RS触发器的S端连接；第一乘法器的输出端D和输出电压反馈电路的输出端分别连接第二乘法器的两个输入端，第二乘法器的输出端连接CRM控制和驱动电路中第一运算放大器A1的同相输入端；第十三电阻Rt的一端连接参考电位零点，另一端连接开关管Qb的源极和第一运算放大器A1的反相输入端，第一运算放大器A1的输出端与RS触发器的R端连接，RS触发器的Q端通过驱动与第十四电阻Rd串联后，接入开关管Qb的门极。
进一步地，所述的第一分压跟随电路包括第二运算放大器A2、第一电阻R1和第二电阻R2；
所述第一电阻R1的一端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一电阻R1的另一端与第二电阻R2的一端和第二运算放大器A2的同向输入端连接，第二电阻R2的另一端与参考电位零点连接，第二运算放大器A2的输出端A与第二运算放大器A2的反向输入端连接，构成第一分压跟随电路。
进一步地，所述的第二分压跟随电路包括第三运算放大器A3、第三电阻R3和第四电阻R4；
所述第三电阻R3的一端与主功率电路的输出电压Vo的正极连接，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4的一端和第三运算放大器A3的同向输入端连接，第四电阻R4的另一端与参考电位零点连接，第三运算放大器A3的输出端B与第三运算放大器A3的反向输入端连接，构成第二分压跟随电路。
进一步地，所述的减法电路包括第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8和第四运算放大器A4；
所述第七电阻R7的一端与第一分压跟随电路的输出端A连接，另一端连接到第四运算放大器A4的反向输入端；第八电阻R8连接到第四运算放大器A4的反向输入端与输出端C之间；第五电阻R5一端连接到第二分压跟随电路(4)的输出端B，另一端接入第四运算放大器A4的正向输入端；第六电阻R6的一端接入第四运算放大器A4的正向输入端，另一端与参考电位零点连接；第四运算放大器A4的输出端即减法电路5的输出端C接入第一乘法器的输入端vy。
进一步地，所述的输出电压反馈电路包括第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11、电容C2和第五运算放大器A5；
所述第十电阻R10的一端与主功率电路的输出电压Vo的正极连接，另一端连接第十一电阻R11的一端和第五运算放大器A5的反相输入端，第十一电阻R11的另一端连接参考电位零点；第九电阻R9与电容C2串联后接入第五运算放大器A5的反相输入端和输出端之间；第五运算放大器A5的同相输入端与输入电压参考点Vref连接，第五运算放大器A5的输出端即输出电压反馈电路8的输出端连接第二乘法器的一个输入端vy。
本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)先通过在输入电流注入适量谐波实现某一固定电压下开关频率的恒定，然后再通过最新的变电感技术调整电感值，保证在不同输入电压下开关频率全部恒定在临界值，实现了真正的宽输入电压范围内的全定频控制；(2)在90V～264V输入电压下，使开关频率恒定在最优的30kHz；(3)输出电压纹波减小，在90VAC、110VAC、176VAC、220VAC、264VAC输入电压下，输出电压纹波分别降至原先电压纹波的92.4％、83.3％、79.4％、67.6％、50.8％；(4)简化了EMI滤波器和电感的设计，改善了输入滤波效果，同时减小了开关损耗和磁芯损耗，提高了变换器效率。
附图说明
图1是本发明实施例中Boost PFC变换器主电路示意图。
图2是本发明实施例中CRM Boost PFC变换器的电感电流波形图。
图3是本发明实施例中半个工频周期内CRM Boost PFC变换器的电感电流波形图。
图4是本发明实施例中变导通时间控制下开关频率工频周期背的变化曲线图。
图5是本发明实施例中变导通时间控制下开关频率随输入电压的变化曲线图。
图6是本发明实施例中主功率电路中可变电感LbVI的基本模型图。
图7是本发明实施例中可变电感LbVI的电感值随偏置电流Ibias变化曲线图。
图8是本发明实施例中不同输入电压下的临界电感值变化曲线图。
图9是本发明实施例中fs在半个工频周期内变化曲线图，其中(a)为定导通时间控制时对应的曲线图，(b)为变电感定频控制时对应的曲线图。
图10是本发明实施例中两种控制方式下最大与最小开关频率之比随输入电压的变化曲线图。
图11是本发明实施例中两种控制方式下瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线图。
图12是本发明实施例中两种控制方式下输出电压纹波之比的变化曲线图。
图13是本发明基于可变电感的开关频率恒定的CRM Boost PFC变换器的电路结构示意图。
具体实施方式
下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。
1CRM Boost PFC变换器的工作原理
图1是Boost PFC变换器主电路。
设定：1.所有器件均为理想元件；2.输出电压纹波与其直流量相比很小；3.开关频率远高于输入电压频率。
图2为CRM时一个开关周期中的电感电流波形。当Qb导通时，Db截止，升压电感Lb两端的电压为vg，其电流iLb由零开始以vg/Lb的斜率线性上升；当Qb关断时，iLb通过Db续流，此时Lb两端的电压为vg－Vo，iLb以(Vo－vg)/Lb的斜率下降，由于Boost变换器工作在CRM模式，因此在iLb下降到零时，开关管Qb开通，开始新的开关周期。
不失一般性，定义输入交流电压vin的表达式为：
vin＝Vmsinωt (1)
其中Vm和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率；
那么输入电压整流后的电压为：
vg＝Vm·|sinωt| (2)
在一个开关周期内，电感电流峰值iLb_pk为：
Figure GDA0003506947800000051
其中ton为Qb的导通时间；
在每个开关周期内，Lb两端的伏秒面积平衡，所以Qb的关断时间为：
Figure GDA0003506947800000052
从图2可以看出，每个开关周期内，电感电流的平均值ilb_av为其峰值的一半，由式(3)可得：
Figure GDA0003506947800000053
由式(5)可知，如果在一个工频周期内，ton是固定的，那么电感电流的平均值为正弦形式，即输入功率因数为1。从式(4)可以看出，toff是随输入电压瞬时值变化的，即一个工频周期中开关频率不断变化。
图3为在半个工频周期内电感电流、峰值包络线和平均值的波形。
由式(5)和图1可以看出，输入电流为：
Figure GDA0003506947800000054
设定变换器的输出功率为Po，效率为1，由输入输出功率平衡可得：
Figure GDA0003506947800000055
由式(7)可得：
Figure GDA0003506947800000061
将式(8)分别代入式(5)和式(6)，可得：
Figure GDA0003506947800000062
Figure GDA0003506947800000063
其中2Po/Vm为基波电流幅值；
由式(4)和式(8)可得：
Figure GDA0003506947800000064
结合式(8)和式(11)可得：
Figure GDA0003506947800000065
上式可以化为：
Figure GDA0003506947800000066
2实现电压宽范围内定频的控制策略
为实现电压宽范围内定频，先采用变导通时间控制法，实现某一输入电压下开关频率工频周期内的恒定；再通过变电感实现电压宽范围内，频率都恒定在30kHz。
根据式(13)若令
Figure GDA0003506947800000067
其中k为常数，与变换器输入输出电压、输出功率、开关频率和电感值等参数有关；则开关频率的表达式转换为：
Figure GDA0003506947800000068
从式(15)可以看出，如果在一个工频周期内，使导通时间按照式(14)变化，则可以使开关频率恒定。
由式(5)和式(14)可得采用定频控制时，变换器整流后的输入电流即电感电流平均值的表达式为：
Figure GDA0003506947800000071
结合式(7)可推出变换器输入功率的表达式为：
Figure GDA0003506947800000072
由上式可得：
Figure GDA0003506947800000073
将式(18)代入式(14)，可得定频控制时导通时间的表达式：
Figure GDA0003506947800000074
由k的表达式(18)可知，当变换器的设计参数Po、Lb和Vo确定后，在固定的输入电压下k是恒定常数。同时从式(15)可知，如果导通时间按照式(19)所示规律变化，则固定输入电压下，工频周期内的开关频率是恒定值，因此可以使Boost PFC变换器工作在CRM模式，同时开关频率是恒定的。与传统定导通时间控制不同，采用定频控制后开关管的导通时间是随时间变化的函数。
结合式(13)和式(19)，可得定频控制时开关频率的表达式：
Figure GDA0003506947800000075
由式(20)可知，如果限定最低开关频率为30kHz，则最大电感值的表达式为：
Figure GDA0003506947800000076
根据变换器的设计参数，可绘制出传统和变导通时间两种控制下临界电感值的曲线图7。从图中可以看出，为保证在整个输入电压下开关频率不低于30kHz，传统控制和变导通时间控制下的临界电感值分别为Lb1＝0.64mH和Lb2＝2.01mH。
将Lb2＝2.01mH代入式(20)，结合变换器的参数，可绘制出变导通时间控制下开关频率在工频周期内的变化曲线，如图4所示。图5为定频控制下开关频率随输入电压变化的曲线。从图中可以看出：1)采用变导通时间控制后，开关频率工频周期内实现恒定，不再是随ωt变化的函数，成功将工频周期内的变化范围降至最小。2)变导通时间控制下的开关频率只与输入电压有关，在整个输入电压范围内，频率从29.9kHz变化到34.1kHz，频率变化范围小。
由以上分析可知，虽然变导通时间控制可以实现工频周期内的定频，但是在输入电压宽范围内，频率还是会随输入电压的变化在29.9kHz到34.1kHz波动，没有实现真正的频率恒定。
由式(20)，设定电压宽范围内令开关频率恒定在30kHz，结合所设计的变换器参数，可算出90V,110V,176V,220V,264V时所需的最优电感值为：
Figure GDA0003506947800000081
Figure GDA0003506947800000082
Figure GDA0003506947800000083
Figure GDA0003506947800000084
Figure GDA0003506947800000085
因此，只需要在90V,110V,176V,220V,264V时，分别调整电感值为0.821mH,1.126mH,2.03mH,2.284mH,2.011mH，即可实现开关频率恒定在30kHz。
可变电感的基本模型如图6所示，由两个侧边的辅助绕组和中间的主绕组构成，通过控制流过辅助绕组NC的偏置电流Ibias的大小，可以改变主磁芯电感LbVI的大小，在本发明中，使用双E型磁芯，如图6所示。主电感绕组NL缠绕在带有气隙的中间磁芯上，辅助绕组NC绕在两侧磁芯上,两辅助绕组串联连接，以消除由主电感电流ILbVI波动引起的感应电压。当无偏置电流时，主绕组维持初始电感值，与正常电感相同；当有偏置电流Ibias流过NC时，沿着双E型磁芯的外部路径就会产生偏置磁通φbias，随着φbias增加，φbias将磁芯在B-H曲线上的工作点由线性区推向非线性饱和区域,磁芯沿该路径的磁导率μ降低，这时，当主绕组通电时，会产生主磁通φmain，由于主磁通φmain流过中间磁芯和外部路径，主磁芯也受到偏置电流的影响，磁导率降低。综上，Ibias降低了中间磁芯上的有效磁导率，导致主电感LbVI降低。
根据图6可变电感基本模型可推导出其主电感计算公式为：
Figure GDA0003506947800000091
式中，l1,l3,lg分别是辅助绕组、主绕组和气隙有效磁路长度；A1、A3是辅助磁芯和主磁芯的有效截面积；n3是主绕组的匝数；μ0是空气磁导率；μ3和μvar分别是主绕组和辅助绕组的有效磁导率。
通过式(22)可以知，变电感实质是通过偏置电流改变μ3和μvar，即主绕组和辅助绕组的有效磁导率。
在仿真软件LTSPICE中搭建出可变电感的模型，绘制出可变电感LbVI的电感值随偏置电流Ibias变化曲线如图7所示。结合本发明所设计的可变电感参数，可以计算出，在90V,110V,176V,220V,264V时，只需要控制偏置电流为0.78A,0.36A,0.1A,0A,0.12A,就可以得到对应的最优电感值0.821mH,1.126mH,2.03mH,2.284mH,2.011mH。
3性能对比
3.1电感值及开关频率的变化
设计参数如下：
输入电压有效值Vin_rms＝176～264VAC；输出功率Po＝120W；输出电压Vo＝400V；最低开关频率fs_min＝30kHz。
根据变换器的设计参数，由式(20)和式(21)可绘制出图8。从图中可以看出，定导通时间控制下的临界电感值为Lb1＝0.64mH；变电感定频控制下的临界电感值随输入电压在区间(0.821mH,2.284mH)波动。
将Lb1＝0.64mH代入式(12)，同时在90V,110V,176V,220V,264V时，分别将电感值0.821mH,1.126mH,2.03mH,2.284mH,2.011mH代入式(20)，由变换器的参数，可绘制出两种控制方式下fs在半个工频周期内的变化曲线，如图9所示。图10为输入电压宽范围内，开关频率的变化曲线。从图中可以看出，与传统的定导通时间控制相比，变电感定频控制使得开关频率恒定在30kHz。
3.2输出电压纹波的减小
采用定导通时间控制时，由式(1)和式(5)可得变换器的瞬时输入功率标幺值(基准值为输出功率)为：
Figure GDA0003506947800000101
如图10所示，
Figure GDA0003506947800000102
与1有2个交点，其中，第一个交点对应的时刻为：
ωtc1＝π/4 (24)
采用变电感定频控制时，由式(1)、式(17)和式(27)可得变换器的瞬时输入功率标幺值(基准值为输出功率)为：
Figure GDA0003506947800000103
令
Figure GDA0003506947800000104
可得：
Figure GDA0003506947800000105
Figure GDA0003506947800000106
Figure GDA0003506947800000107
Figure GDA0003506947800000108
Boost PFC变换器输出电压大于输入电压，即Vo＞Vm，则
Figure GDA0003506947800000109
故式26(a)和式26(b)两个根必然存在。
当
Figure GDA00035069478000001010
即Vm＜4Vo/5时，式26(c)与式26(d)为增根，故在半个工频周期内，
Figure GDA00035069478000001011
与1只有两个交点；
当
Figure GDA00035069478000001012
即Vm＝4Vo/5时，式26(c)与式26(d)的值相等，故在半个工频周期内，
Figure GDA00035069478000001013
与1有三个交点；
当
Figure GDA0003506947800000111
即Vm＞4Vo/5时，式26(c)与式26(d)两个根均存在且互不相等，故在半个工频周期内，
Figure GDA0003506947800000112
与1有四个交点。
如图11所示，
Figure GDA0003506947800000113
与1的第一个交点对应的时刻为：
Figure GDA0003506947800000114
当
Figure GDA0003506947800000115
时，储能电容Co充电；当
Figure GDA0003506947800000116
时，Co放电。则两种控制方式下，储能电容Co在半个工频周期中储存的最大能量标幺值(基准值为半个工频周期内的输出能量)分别为：
Figure GDA0003506947800000117
Figure GDA0003506947800000118
根据电容储能的计算公式，
Figure GDA0003506947800000119
和
Figure GDA00035069478000001110
可表示为：
Figure GDA00035069478000001111
Figure GDA00035069478000001112
其中ΔVo_1和ΔVo_2分别是定导通时间和变电感定频控制下的输出电压纹波值。
由式(30)和式(31)可得输出电压纹波之比为：
Figure GDA00035069478000001113
由式(32)可绘制出图12，从图中可以看出，采用变导通时间控制后，当输入电压为90VAC时，输出电压纹波减小为原来的92.4％，当输入电压为110VAC时，输出电压纹波减小为原来的83.3％，当输入电压为176VAC时，输出电压纹波减小为原来的79.4％，当输入电压为264VAC时，输出电压纹波减小为原来的50.8％。
4基于可变电感的宽电压范围内开关频率恒定的CRM Boost PFC变换器
结合图12，整流后的输入电压vg经第一电阻R1和第二R2分压，并经第一分压跟随电路得到vA＝kvgVm|sinωt|，其中kvg是分压系数，kvg＝R2/(R1+R2)；经第三电阻R3和第四电阻R4分压，并经第二分压跟随电路得vB＝kvgVo，其中R3/R4＝R1/R2。vA与vB经减法电路后得到vC＝kvg(Vo-Vmsinωt)，其中R5＝R6＝R7＝R8；则第一乘法器的输出vD＝kvg2Vmsinωt(Vo-Vmsinωt)。
电压环控制电路中输出电压Vo经电阻R10和R11分压采样，和误差放大器的基准电压Vref相比较，其中Vref＝2.5V，R10＝159R11，经由R9与C组成的调节器得到误差信号vEA，vEA与vD接入第二乘法器后得到E点电位为：
Figure GDA0003506947800000121
公式(33)的输出电压vE与电阻Rt上的电压比较后控制开关管Qb的关断，电阻Rz上的电压经过零检测后控制开关管Qb的开通，得到如式(19)所示变化规律的导通时间，其中vA、vB、vC、vD、vF、vG分别为第一分压跟随电路3、第二分压跟随电路4、减法电路5、第一乘法器6、第二乘法器7的电压输出值。
结合图13，本发明一种基于可变电感的开关频率恒定的CRM Boost PFC变换器，包括主功率电路1和控制电路；
所述主功率电路1包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、可变电感LbVI、开关管Qb、二极管Db、滤波电容Co和负载RLd；所述输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与可变电感LbVI的一端连接，可变电感LbVI另一端分别接入开关管Qb的漏极和二极管Db的阳极，二极管Db的阴极分别与滤波电容Co的一端和负载RLd的一端连接，滤波电容Co的另一端和负载RLd的另一端均连接参考电位零点，负载RLd两端的电压为输出电压Vo；主功率电路1中升压电感为可变电感LbVI,其电感值在不同的输入电压下可通过施加合适的偏置电流调整为最优值，在输入电压为90V,110V,176V,220V,264V时，通过偏置电流分别将电感值调整为0.821mH,1.126mH,2.03mH,2.284mH,2.011mH，从而使变换器开关频率稳定在30kHz，实现定频控制；
所述的控制电路包括CRM控制和驱动电路2、第一分压跟随电路3、第二分压跟随电路4、减法电路5、第一乘法器6、第二乘法器7和输出电压反馈电路8；所述CRM控制和驱动电路2的输出端与开关管Qb的门极连接；第一分压跟随电路3的输入端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一分压跟随电路3的输出端A分别与减法电路5的一个输入端和第一乘法器6的一个输入端vx连接；第二分压跟随电路4输入端连接主功率电路1的输出电压Vo的正极，第二分压跟随电路4的输出端B与减法电路5的另一个输入端连接，减法电路5的输出端与第一乘法器6的另一个输入端vy连接；第一乘法器6的输出端D与第二乘法器7的一个输入端vx连接；输出电压反馈电路8的输入端连接主功率电路1的输出电压Vo的正极，输出电压反馈电路8的输出端与第二乘法器7的另一个输入端vy连接；第二乘法器7的输出端连接CRM控制和驱动电路2的一个输入端。
进一步地，所述的CRM控制和驱动电路2包括电感Lz、第十二电阻Rz、第十三电阻Rt、第十四电阻Rd、过零检测、RS触发器、驱动和第一运算放大器A1；
所述电感Lz的一端连接参考点电位零点，另一端连接第十二电阻Rz的一端，其中电感Lz连接参考电位零点的一端与主功率电路1中可变电感LbVI连接二极管整流电路RB输出正极的一端为同名端；第十二电阻Rz的另一端连接过零检测的输入端，过零检测的输出端与RS触发器的S端连接；第一乘法器6的输出端D和输出电压反馈电路8的输出端分别连接第二乘法器7的两个输入端，第二乘法器7的输出端连接CRM控制和驱动电路2中第一运算放大器A1的同相输入端；第十三电阻Rt的一端连接参考电位零点，另一端连接开关管Qb的源极和第一运算放大器A1的反相输入端，第一运算放大器A1的输出端与RS触发器的R端连接，RS触发器的Q端通过驱动与第十四电阻Rd串联后，接入开关管Qb的门极。
进一步地，所述的第一分压跟随电路3包括第二运算放大器A2、第一电阻R1和第二电阻R2；
所述第一电阻R1的一端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一电阻R1的另一端与第二电阻R2的一端和第二运算放大器A2的同向输入端连接，第二电阻R2的另一端与参考电位零点连接，第二运算放大器A2的输出端A与第二运算放大器A2的反向输入端连接，构成第一分压跟随电路3。
进一步地，所述的第二分压跟随电路4包括第三运算放大器A3、第三电阻R3和第四电阻R4；
所述第三电阻R3的一端与主功率电路1的输出电压Vo的正极连接，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4的一端和第三运算放大器A3的同向输入端连接，第四电阻R4的另一端与参考电位零点连接，第三运算放大器A3的输出端B与第三运算放大器A3的反向输入端连接，构成第二分压跟随电路4。
进一步地，所述的减法电路5包括第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8和第四运算放大器A4；
所述第七电阻R7的一端与第一分压跟随电路3的输出端A连接，另一端连接到第四运算放大器A4的反向输入端；第八电阻R8连接到第四运算放大器A4的反向输入端与输出端C之间；第五电阻R5一端连接到第二分压跟随电路4的输出端B，另一端接入第四运算放大器A4的正向输入端；第六电阻R6的一端接入第四运算放大器A4的正向输入端，另一端与参考电位零点连接；第四运算放大器A4的输出端即减法电路5的输出端C接入第一乘法器6的输入端vy。
进一步地，所述的输出电压反馈电路8包括第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11、电容C2和第五运算放大器A5；
所述第十电阻R10的一端与主功率电路1的输出电压Vo的正极连接，另一端连接第十一电阻R11的一端和第五运算放大器A5的反相输入端，第十一电阻R11的另一端连接参考电位零点；第九电阻R9与电容C2串联后接入第五运算放大器A5的反相输入端和输出端之间；第五运算放大器A5的同相输入端与输入电压参考点Vref连接，第五运算放大器A5的输出端即输出电压反馈电路8的输出端连接第二乘法器7的一个输入端vy。
综上所述，本发明的一种基于可变电感的开关频率恒定的CRM Boost PFC变换器，采用变导通时间与变电感控制相结合，即变电感定频控制，实现输入电流中仅含有一定量的与基波初始相位相同的三次谐波，利用该谐波实现工频周期内定频，在此基础上，当输入电压在宽范围内变化时，通过对可变电感添加合适的偏置电流调整电感值为对应电压下的最优值，实现了电压宽范围内的开关频率恒定，并减小了输出电压纹波。

Claims (5)

1.一种基于可变电感的开关频率恒定的CRM升压变换器，其特征在于，包括主功率电路(1)和控制电路；
所述主功率电路(1)包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、可变电感LbVI、开关管Qb、二极管Db、滤波电容Co和负载RLd；所述输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与可变电感LbVI的一端连接，可变电感LbVI另一端分别接入开关管Qb的漏极和二极管Db的阳极，二极管Db的阴极分别与滤波电容Co的一端和负载RLd的一端连接，滤波电容Co的另一端和负载RLd的另一端均连接参考电位零点，负载RLd两端的电压为输出电压Vo；主功率电路(1)中升压电感为可变电感LbVI，其电感值在不同的输入电压下通过施加偏置电流调整为最优值，在输入电压为90V、110V、176V、220V、264V时，通过偏置电流分别将电感值调整为0.821mH、1.126mH、2.03mH、2.284mH、2.011mH，从而使变换器开关频率稳定在30kHz，实现定频控制；
所述的控制电路包括CRM控制和驱动电路(2)、第一分压跟随电路(3)、第二分压跟随电路(4)、减法电路(5)、第一乘法器(6)、第二乘法器(7)和输出电压反馈电路(8)；所述CRM控制和驱动电路(2)的输出端与开关管Qb的门极连接；第一分压跟随电路(3)的输入端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一分压跟随电路(3)的输出端A分别与减法电路(5)的一个输入端和第一乘法器(6)的第一输入端连接；第二分压跟随电路(4)输入端连接主功率电路(1)的输出电压Vo的正极，第二分压跟随电路(4)的输出端B与减法电路(5)的另一个输入端连接，减法电路(5)的输出端与第一乘法器(6)的第二输入端连接；第一乘法器(6)的输出端D与第二乘法器(7)的第一输入端连接；输出电压反馈电路(8)的输入端连接主功率电路(1)的输出电压Vo的正极，输出电压反馈电路(8)的输出端与第二乘法器(7)的第二输入端连接；第二乘法器(7)的输出端连接CRM控制和驱动电路(2)的一个输入端；
所述的CRM控制和驱动电路(2)包括电感Lz、第十二电阻Rz、第十三电阻Rt、第十四电阻Rd、过零检测、RS触发器、驱动和第一运算放大器A1；
所述电感Lz的一端连接参考电位零点，另一端连接第十二电阻Rz的一端，其中电感Lz连接参考电位零点的一端与主功率电路(1)中可变电感LbVI连接二极管整流电路RB输出正极的一端为同名端；第十二电阻Rz的另一端连接过零检测的输入端，过零检测的输出端与RS触发器的S端连接；第一乘法器(6)的输出端D和输出电压反馈电路(8)的输出端分别连接第二乘法器(7)的两个输入端，第二乘法器(7)的输出端连接CRM控制和驱动电路(2)中第一运算放大器A1的同相输入端；第十三电阻Rt的一端连接参考电位零点，另一端连接开关管Qb的源极和第一运算放大器A1的反相输入端，第一运算放大器A1的输出端与RS触发器的R端连接，RS触发器的Q端通过驱动与第十四电阻Rd串联后，接入开关管Qb的门极。
2.根据权利要求1所述的一种基于可变电感的开关频率恒定的CRM升压变换器，其特征在于，所述的第一分压跟随电路(3)包括第二运算放大器A2、第一电阻R1和第二电阻R2；
所述第一电阻R1的一端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一电阻R1的另一端与第二电阻R2的一端和第二运算放大器A2的同向输入端连接，第二电阻R2的另一端与参考电位零点连接，第二运算放大器A2的输出端A与第二运算放大器A2的反向输入端连接，构成第一分压跟随电路(3)。
3.根据权利要求1所述的一种基于可变电感的开关频率恒定的CRM升压变换器，其特征在于，所述的第二分压跟随电路(4)包括第三运算放大器A3、第三电阻R3和第四电阻R4；
所述第三电阻R3的一端与主功率电路(1)的输出电压Vo的正极连接，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4的一端和第三运算放大器A3的同向输入端连接，第四电阻R4的另一端与参考电位零点连接，第三运算放大器A3的输出端B与第三运算放大器A3的反向输入端连接，构成第二分压跟随电路(4)。
4.根据权利要求1所述的一种基于可变电感的开关频率恒定的CRM升压变换器，其特征在于，所述的减法电路(5)包括第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8和第四运算放大器A4；
所述第七电阻R7的一端与第一分压跟随电路(3)的输出端A连接，另一端连接到第四运算放大器A4的反向输入端；第八电阻R8连接到第四运算放大器A4的反向输入端与输出端C之间；第五电阻R5一端连接到第二分压跟随电路(4)的输出端B，另一端接入第四运算放大器A4的正向输入端；第六电阻R6的一端接入第四运算放大器A4的正向输入端，另一端与参考电位零点连接；第四运算放大器A4的输出端即减法电路(5)的输出端C接入第一乘法器(6)的第二输入端。
5.根据权利要求1所述的一种基于可变电感的开关频率恒定的CRM升压变换器，其特征在于，所述的输出电压反馈电路(8)包括第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11、电容C2和第五运算放大器A5；
所述第十电阻R10的一端与主功率电路(1)的输出电压Vo的正极连接，另一端连接第十一电阻R11的一端和第五运算放大器A5的反相输入端，第十一电阻R11的另一端连接参考电位零点；第九电阻R9与电容C2串联后接入第五运算放大器A5的反相输入端和输出端之间；第五运算放大器A5的同相输入端与输入电压参考点Vref连接，第五运算放大器A5的输出端即输出电压反馈电路(8)的输出端连接第二乘法器(7)的第二输入端。
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