CN112436741A - 基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器 - Google Patents

基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器 Download PDF

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Abstract

基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器，属于电力电子技术领域。解决了现有隔离型移相变压器体积/重量大的问题的同时，以简单的方式倍增整流器的脉波数，有效抑制输入电流谐波，并实现整流器输出电压的连续可调的问题。包括第一组带钳位电路的整流桥、第二组带钳位电路的整流桥、移相变压器、第一组三相整流桥、第二组三相整流桥、带副边绕组的平衡电抗器、单相整流电路、后级滤波电路和控制电路；带副边绕组的平衡电抗器的原边绕组与副边绕组匝比取0.246，此时，带副边绕组的平衡电抗器和单相整流电路构成脉波倍增平衡电抗器用以实现整流器的脉波数倍增。本发明主要用于对三相交流电转为直流电。

Description

基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器
技术领域
本发明属于电力电子技术领域。
背景技术
12脉波整流器具有结构简单、可靠性高、成本低廉和EMI低等优点，常常被用于城轨供电、电解电镀、金属冶炼和船舶岸电等大功率工业场合。尽管12脉波整流器能够消除输入线电流中的5、7、17和19等次谐波，但输入电流的THD仍然较高，常常不能满足IEEE-519和IEC-16等谐波标准的要求。因常规12脉波整流器自身结构的限制，输出电压不能调节，这限制了12脉波整流器的进一步应用。此外现有常规移相变压器工作于工频状态，移相变压器的体积/重量大，需要占用较大的安装空间，这限制了其在对功率密度要求较高的工业场合的应用。
增加整流器的脉波数是有效抑制输入电流谐波的有效手段。通过进一步细分移相变压器的输出电压相数是实现整流器脉波倍增的一种常用的方法，利用该方法可得到18，24和30脉波整流器，有效抑制输入电流谐波，但随着整流器脉波数的增加，移相变压器的结构变得越来越复杂，这不仅增加了加工制作的难度，而且绕组结构的对称性不易保证，会在输入电流中产生非特征次谐波。虽然通过在12脉波整流器的后级引入DC/DC变换器能够实现对整流器输出电压的连续调节，但由于多增加了一级DC/DC变换器，不仅使得系统的结构变得复杂，增加控制难度，而且降低了系统的能量转换效率。
当前有效降低移相变压器的体积/重量的方法主要有两种：一是采用自耦变压器来低移相变压器的等效容量，进而低降低移相变压器的体积/重量。自耦变压器的原副边绕组不仅存在磁的联系，而且直接存在电的联系，在相同输出功率的条件下，其等效容量仅为常规隔离型移相变压器容量的五分之一左右，变压器的体积重量被有效降低。但自耦变压器的输入输出电压等级相差不大，常常不能满足需要升压和降压的工业应用场合的要求。第二种是提高移相变压器的工作频率，使移相变压器的磁芯工作于高频状态，进而降低变压器的体积/重量，但现有电力电子变压器通常采用两级或多级结构，这不仅造成开关器件数量多，控制复杂，而且降低了能量转换效率和可靠性。
因此，为了在有效降低移相变压器体积重量的同时，有效抑制输入电流谐波，并实现整流器输出电压的有效可调，是当前亟需解决的问题。
发明内容
本发明目的是为了在解决现有隔离型移相变压器体积/重量大的问题的同时，以简单的方式倍增整流器的脉波数，有效抑制输入电流谐波，并实现整流器输出电压的连续可调，本发明提供了一种基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器。
基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器，包括第一组带钳位电路的整流桥1、第二组带钳位电路的整流桥2、移相变压器3、第一组三相整流桥4、第二组三相整流桥5、带副边绕组的平衡电抗器6、单相整流电路7、后级滤波电路8和控制电路9；带副边绕组的平衡电抗器6的原边绕组与副边绕组匝比取0.246，此时，带副边绕组的平衡电抗器6和单相整流电路7构成脉波倍增平衡电抗器用以实现整流器的脉波数倍增；
移相变压器3包括3个原边绕组和两个副边绕组，移相变压器3的3个原边绕组的中央抽头通过前级滤波电路分别与三相交流电源的a相、b相和c相连接；
第一组带钳位电路的整流桥1和第二组带钳位电路的整流桥2的分时工作，使移相变压器3工作于高频状态；
第一组带钳位电路的整流桥1的3个交流输入端分别与移相变压器3的3个原边绕组的同名端连接；
第二组带钳位电路的整流桥2的3个交流输入端分别与移相变压器3的3个原边绕组的异名端连接；
移相变压器3的两个副边绕组用于输出两组幅值相等、相位相差30°的三相交流电流，并将两组三相交流电流分别送至第一组三相整流桥4和第二组三相整流桥5进行整流；
第一组三相整流桥4的正极性输出端与带副边绕组的平衡电抗器6的原边绕组的同名端连接，第二组三相整流桥5的正极性输出端与带副边绕组的平衡电抗器6的原边绕组的异名端连接；第一组三相整流桥4的负极性输出端和第二组三相整流桥5的负极性输出端连接；
带副边绕组的平衡电抗器6的副边绕组的两端与单相整流电路7两个交流端连接，单相整流电路7的阴极端与带副边绕组的平衡电抗器6的原边绕组的中心抽头连接，单相整流电路7的阳极端与后级滤波电路8输入端连接，后级滤波电路8的正输出端与负载10的正极端相连，后级滤波电路8的负输出端与负载10的负极端、第一组三相整流桥4的负极性输出端和第二组三相整流桥5的负极性输出端同时连接；
控制电路9用于根据负载10两端的电压生成两个驱动信号UV1和UV2，所述两个驱动信号UV1和UV2分别用于对第一组带钳位电路的整流桥1和第二组带钳位电路的整流桥2进行控制。
优选的是，第一组带钳位电路的整流桥1和第二组带钳位电路的整流桥2的内部结构完全相同；其中，
第一组带钳位电路的整流桥1包括第一三相二极管整流桥和开关管V1和第一钳位电路，所述第一钳位电路包括二极管D1、电容C1和电阻R1；
第一三相二极管整流桥的交流输入端作为第一组带钳位电路的整流桥1的交流输入端；
第一三相二极管整流桥的正极性输出端与二极管D1的阳极和开关管V1的阴极同时连接，第一三相二极管整流桥的负极性输出端与开关管V1的阳极和电容C1的一端同时连接，电容C1的另一端与二极管D1的阴极连接；
第一组带钳位电路的整流桥1中的开关管V1门极，用于接收驱动信号UV1；
第二组带钳位电路的整流桥2包括第二三相二极管整流桥和开关管V2和第一钳位电路，所述第一钳位电路包括二极管D2、电容C2和电阻R2；
第二三相二极管整流桥的交流输入端作为第二组带钳位电路的整流桥2的交流输入端；
第二三相二极管整流桥的正极性输出端与二极管D2的阳极和开关管V2的阴极同时连接，第二三相二极管整流桥的负极性输出端与开关管V2的阳极和电容C2的一端同时连接，电容C2的另一端与二极管D2的阴极连接；
第二组带钳位电路的整流桥2中的开关管V2门极，用于接收驱动信号UV2。
优选的是，后级滤波电路8为LC滤波电路，包括电容Cf和电感Lf；
电感Lf的一端作为后级滤波电路8输入端；
电感Lf的另一端与电容Cf的一端连接，且电感Lf的另一端作为后级滤波电路8的正输出端；
电容Cf的另一端作为后级滤波电路8的负输出端。
优选的是，控制电路9根据负载10两端的电压生成两个驱动信号UV1和UV2的实现方式为：
控制电路9利用电压给定值uref与负载10两端的电压ud进行比较，并将比较结果电压误差信号ui送入PI调节器，PI调节器根据输入的电压误差信号ui计算得到占空比d，占空比d经过PWM信号产生器生成PWM信号，PWM信号经驱动电路进行隔离和功率放大后，生成两个驱动信号UV1和UV2，两个驱动信号V1和V2分别用于控制第一组带钳位电路的整流桥1中的开关管V1的门极和第二组带钳位电路的整流桥2中的开关管V2的门极。
优选的是，移相变压器3的每个副边绕组采用星型联结方式实现。
优选的是，单相整流电路7为采用二极管实现的单相全桥整流电路或单相全波整流电路。
优选的是，第一组三相整流桥4和第二组三相整流桥5均为采用二极管实现的整流桥。
优选的是，开关管V1和开关管V2均采用有源全控型开关器件实现。
优选的是，单相整流电路7包括二极管D11、二极管D12、二极管D13和二极管D14；
带副边绕组的平衡电抗器6的副边绕组的同名端与二极管D12的阴极和二极管D11的阳极同时连接，且二极管D12的阴极和二极管D11的阳极均作为单相整流电路7的一个交流端；
带副边绕组的平衡电抗器6的副边绕组的异名端与二极管D13的阴极和二极管D14的阳极同时连接，且二极管D13的阴极和二极管D14的阳极均作为单相整流电路7的另一个交流端；
带副边绕组的平衡电抗器6的原边绕组的中心抽头与二极管D12的阳极和二极管D13的阳极同时连接，且二极管D12的阳极和二极管D13的阳极均作为单相整流电路7的阴极端；
二极管D11的阴极和二极管D14的阴极与后级滤波电路8的输入端连接，且二极管D11的阴极和二极管D14的阴极均作为单相整流电路7的阳极端。
本发明带来的有益效果是，本发明提出基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器，它通过在交流侧引入由第一组带钳位电路的整流桥1和第二组带钳位电路的整流桥2组成的双开关AC-AC变换电路来调制电源输入电压，双开关AC-AC变换电路中的开关管V1和V2的分时导通将工频电源输入电压转变为高频双极性交流电压并输入到移相变压器3的原边绕组，使得移相变压器3工作于高频状态，有效降低其体积和重量；通过调节双开关AC-AC变换电路中的开关管V1和V2的占空比来实现整流器输出电压的连续调节，拓展整流器的输出电压范围和应用场合；通过为平衡电抗器增加副边绕组并引入单相全桥整流器构成直流侧脉波倍增环节，以简单的电路结构实现整流器的脉波数倍增，在不增加移相变压器3副边绕组个数的同时，有效抑制所提出整流器的输入电流谐波和输出电压脉动。移相变压器3的交流侧仅需两个开关管V1和V2，即可使其工作于中/高频状态，有效降低移相变压器3的体积/重量；当移相变压器3工作于500Hz时，可使其的体积重量减小到工作于工频(50Hz)时的三分之一以下，随着移相变压器3工作频率的提高，移相变压器3的体积/重量可进一步降低。
本发明仅需对两个开关管V1和V2进行控制，具有电路结构简单，控制容易和成本低廉等优点。此外，可通过改变V1和V2得占空比来连续调节整流器的输出电压，有效拓展多脉波整流器的应用范围。
带副边绕组的平衡电抗器6和单相整流电路7构成脉波倍增平衡电抗器，以简单的电路结构来倍增整流器的脉波数，在不增加移相变压器3副边绕组个数的同时，有效抑制整流器的输入电流谐波和输出电压纹波。
本发明中采用钳位电路是要解决电流型并联结构多脉波整流器的移相变压器体积笨重和无法调节输出电压大小的问题，电流型并联结构多脉波整流器的典型结构特征是输入侧直接与电网供电电压相连，输出侧无需并联大电容，两组整流桥的正极性输出端之间连接带副边绕组的平衡电抗器，带副边绕组的平衡电抗器的副边绕组与一个辅助单相整流桥连接。理想情况下，未采用钳位电路时，输入电流为多阶梯波，输入电压为正弦波，输出电压为24脉波；采用钳位电路后，除了可降低移相变压器的体积外，还可以调节整流器输出电压的大小。
本发明中采用钳位电路的电流型并联结构24脉波整流器，主要适用于中低压大功率阻感性负载场合，不能应用于容性负载场合。负载电流的增加或减少，不改变整流器的功率因数和整流器的输出电压值。此外，整流器的输出电压可根据需要进行调整，以满足大多数工业应用的需求。
附图说明
图1是本发明所述基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器的原理示意图；其中，a1、b1和c1分别为移相变压器3的3个原边绕组的同名端；a2、b2和c2分别为移相变压器3的3个原边绕组的异名端；a、b和c分别为移相变压器3的3个原边绕组的中心抽头端；ua为三相交流电源的a相电压；ub为三相交流电源的b相电压；uc为三相交流电源的c相电压；ia为三相交流电源的a相电流；ib为三相交流电源的b相电流；ic为三相交流电源的c相电流；ia1为移相变压器3输出的一组三相交流电的a相电流；ib1为移相变压器3输出的一组三相交流电的b相电流；ic1为移相变压器3输出的一组三相交流电的c相电流；ia2为移相变压器3输出的另一组三相交流电的a相电流；ib2为移相变压器3输出的另一组三相交流电的b相电流；ic2为移相变压器3输出的另一组三相交流电的c相电流；ud1为第一组三相整流桥4直流侧输出的电压；ud2为第二组三相整流桥5直流侧输出的电压；id1为第一组三相整流桥4直流侧输出的电流；id2为第二组三相整流桥5直流侧输出的电流；id为单相整流电路7输出的电流，也即负载电流；up为带副边绕组的平衡电抗器6的原边绕组输入电压；us为带副边绕组的平衡电抗器6的副边绕组输出电压；ud为负载10两端电压；
图2是第一组带钳位电路的整流桥1的内部结构示意图；
图3为移相变压器3的结构图；其中，ua1为移相变压器3输出的一组三相交流电的a相电压；ua2为移相变压器3输出的另一组三相交流电的a相电压；ub1为移相变压器3输出的一组三相交流电的b相电压；ub2为移相变压器3输出的另一组三相交流电的b相电压；uc1为移相变压器3输出的一组三相交流电的c相电压；uc2为移相变压器3输出的另一组三相交流电的c相电压；a1、b1和c1分别为移相变压器3的3个原边绕组的同名端；a2、b2和c2分别为移相变压器3的3个原边绕组的异名端；a、b和c分别为移相变压器3的3个原边绕组的中心抽头端；ua为三相交流电源的a相电压；ub为三相交流电源的b相电压；uc为三相交流电源的c相电压；
图4为工作模态一中第一组带钳位电路的整流桥1的工作原理示意图；
图5为工作模态二中第二组带钳位电路的整流桥2的工作原理示意图；
图6为工作模态三中第一组带钳位电路的整流桥1和第二组带钳位电路的整流桥2的工作原理示意图；
图7为脉波倍增平衡电抗器工作模式一的示意图；
图8为脉波倍增平衡电抗器工作模式二的示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
参见图1和图3说明本实施方式，本实施方式所述的基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器，包括第一组带钳位电路的整流桥1、第二组带钳位电路的整流桥2、移相变压器3、第一组三相整流桥4、第二组三相整流桥5、带副边绕组的平衡电抗器6、单相整流电路7、后级滤波电路8和控制电路9；带副边绕组的平衡电抗器6的原边绕组与副边绕组匝比取0.246，此时，带副边绕组的平衡电抗器6和单相整流电路7构成脉波倍增平衡电抗器用以实现整流器的脉波数倍增；
移相变压器3包括3个原边绕组和两个副边绕组，移相变压器3的3个原边绕组的中央抽头通过前级滤波电路分别与三相交流电源的a相、b相和c相连接；
第一组带钳位电路的整流桥1和第二组带钳位电路的整流桥2的分时工作，使移相变压器3工作于高频状态；
第一组带钳位电路的整流桥1的3个交流输入端分别与移相变压器3的3个原边绕组的同名端连接；
第二组带钳位电路的整流桥2的3个交流输入端分别与移相变压器3的3个原边绕组的异名端连接；
移相变压器3的两个副边绕组用于输出两组幅值相等、相位相差30°的三相交流电流，并将两组三相交流电流分别送至第一组三相整流桥4和第二组三相整流桥5进行整流；
第一组三相整流桥4的正极性输出端与带副边绕组的平衡电抗器6的原边绕组的同名端连接，第二组三相整流桥5的正极性输出端与带副边绕组的平衡电抗器6的原边绕组的异名端连接；第一组三相整流桥4的负极性输出端和第二组三相整流桥5的负极性输出端连接；
带副边绕组的平衡电抗器6的副边绕组的两端与单相整流电路7两个交流端连接，单相整流电路7的阴极端与带副边绕组的平衡电抗器6的原边绕组的中心抽头连接，单相整流电路7的阳极端与后级滤波电路8输入端连接，后级滤波电路8的正输出端与负载10的正极端相连，后级滤波电路8的负输出端与负载10的负极端、第一组三相整流桥4的负极性输出端和第二组三相整流桥5的负极性输出端同时连接；
控制电路9用于根据负载10两端的电压生成两个驱动信号UV1和UV2，所述两个驱动信号UV1和UV2分别用于对第一组带钳位电路的整流桥1和第二组带钳位电路的整流桥2进行控制。
本实施方式中，移相变压器3的每个原边绕组采用星型联结的方式实现。为了实现脉波倍增功能，有效抑制输入电流谐波，带副边绕组的平衡电抗器6的原副边绕组匝比取0.246，此时带副边绕组的平衡电抗器6和单相整流电路7构成的脉波倍增平衡电抗器能够实现整流器的脉波倍增功能。
对第一组带钳位电路的整流桥1中的开关管V1和第二组带钳位电路的整流桥2中的开关管V2进行控制的方案如下：
两个驱动信号UV1和UV2分别连接到第一组带钳位电路的整流桥1和第二组带钳位电路的整流桥2中的开关管V1和V2的门极来驱动开关管V1和V2开通或者关断，以调节输入到移相变压器3原边绕组的高频交流电压大小，进而调节输出电压的大小，实现对输出电压的连续调节。此时，第一组带钳位电路的整流桥1中的开关管V1和第二组带钳位电路的整流桥2中的开关管V2以0～50％的占空比工作。
在实际应用中，对不需要调节输出电压的场合，无需采用图1中所示的控制电路9，只需让第一组带钳位电路的整流桥1中的开关管V1和第二组带钳位电路的整流桥2中的开关管V2以互补的方式，按50％的固定占空比的开环方式工作，这种简单的开环控制可进一步降低所提出的多脉波整流电路的复杂度和成本。
进一步的，具体参见图2，第一组带钳位电路的整流桥1和第二组带钳位电路的整流桥2的内部结构完全相同；其中，
第一组带钳位电路的整流桥1包括第一三相二极管整流桥和开关管V1和第一钳位电路，所述第一钳位电路包括二极管D1、电容C1和电阻R1；
第一三相二极管整流桥的交流输入端作为第一组带钳位电路的整流桥1的交流输入端；
第一三相二极管整流桥的正极性输出端与二极管D1的阳极和开关管V1的阴极同时连接，第一三相二极管整流桥的负极性输出端与开关管V1的阳极和电容C1的一端同时连接，电容C1的另一端与二极管D1的阴极连接；
第一组带钳位电路的整流桥1中的开关管V1门极，用于接收驱动信号UV1；
第二组带钳位电路的整流桥2包括第二三相二极管整流桥和开关管V2和第一钳位电路，所述第一钳位电路包括二极管D2、电容C2和电阻R2；
第二三相二极管整流桥的交流输入端作为第二组带钳位电路的整流桥2的交流输入端；
第二三相二极管整流桥的正极性输出端与二极管D2的阳极和开关管V2的阴极同时连接，第二三相二极管整流桥的负极性输出端与开关管V2的阳极和电容C2的一端同时连接，电容C2的另一端与二极管D2的阴极连接；
第二组带钳位电路的整流桥2中的开关管V2门极，用于接收驱动信号UV2。
本实施方式中，所述两组带钳位电路的整流桥电路的三种工作模态为：
工作模态一：结合图4进行说明，当第一组带钳位电路的整流桥1中开关管V1导通，第二组带钳位电路的整流桥2中开关管V2关断时，移相变压器33个原边绕组的同名端a1、c1和b1通过第一组带钳位电路的整流桥1的三相二极管整流桥短路。本质上，移相变压器33个原边绕组的同名端a1、b1和c1短路到中性点n，存储在原边绕组漏感(aa2，bb2，cc2)中的能量将转移到第二组带钳位电路的整流桥2中电容，该第二组带钳位电路的整流桥2中电容电压被钳位到最高的线间电压。
工作模态二：结合图5进行说明，当第二组带钳位电路的整流桥2中开关管V2导通，第一组带钳位电路的整流桥1中开关管V1关断时，移相变压器3原边绕组3个原边绕组的异名端a2、b2和c2通过第二组带钳位电路的整流桥2中三相二极管整流桥短路。本质上，移相变压器3原边绕组3个原边绕组的异名端a2、b2和c2短路到中性点，存储在绕组漏感(aa1，bb1，cc1)中的能量将转移到第二组带钳位电路的整流桥2中电容，该第二组带钳位电路的整流桥2中电容电压被钳位到最高的线间电压。
工作模态三：结合图6进行说明，当第一组带钳位电路的整流桥1和第二组带钳位电路的整流桥2中的开关管V1和V2同时关断时，第一组带钳位电路的整流桥1和第二组带钳位电路的整流桥2中与开关管串联的支路相当于开路，输入电源不再给后面电路供电，移相变压器3不再传递能量给负载。
当所提出的整流器的输出电压可调时，所述两组带钳位电路的整流桥电路按上述三种工作模态工作；当所提出的整流器的输出电压不可调时，所述两组带钳位电路的整流桥电路仅按上述第一种和第二种模态工作。
更进一步的，具体参见图1，所述基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器中后级滤波电路8为LC滤波电路，包括电容Cf和电感Lf；
电感Lf的一端作为后级滤波电路8输入端；
电感Lf的另一端与电容Cf的一端连接，且电感Lf的另一端作为后级滤波电路8的正输出端；
电容Cf的另一端作为后级滤波电路8的负输出端。
更进一步的，具体参见图1，所述基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器中，控制电路9根据负载10两端的电压生成两个驱动信号UV1和UV2的实现方式为：
控制电路9利用电压给定值uref与负载10两端的电压ud进行比较，并将比较结果电压误差信号ui送入PI调节器，PI调节器根据输入的电压误差信号ui计算得到占空比d，占空比d经过PWM信号产生器生成PWM信号，PWM信号经驱动电路进行隔离和功率放大后，生成两个驱动信号UV1和UV2，两个驱动信号V1和V2分别用于控制第一组带钳位电路的整流桥1中的开关管V1的门极和第二组带钳位电路的整流桥2中的开关管V2的门极。
更进一步的，具体参见图1，移相变压器3的每个副边绕组采用星型联结方式实现。
更进一步的，具体参见图1、图7和图8，单相整流电路7为采用二极管实现的单相全桥整流电路或单相全波整流电路。
本优选实施中，单相整流电路7工作时，具体参见图7和图8，对角线位置的二极管同时导通或截止，其中，单相整流电路7中虚线所画的二极管表示二极管截止，实线所画的二极管表示二极管导通。
更进一步的，具体参见图1，第一组三相整流桥4和第二组三相整流桥5均为采用二极管实现的整流桥。
参照图7和图8，脉波倍增平衡电抗器工作模式如下：
脉波倍增平衡电抗器处于P模式：具体参见图7，当整流桥的输出电压ud1>ud2，即单相整流桥的输入电压up>0时，整流器工作于模态一。此时单相整流桥中的二极管D11和D13正偏且导通，设此时单相整流桥输入电流is的方向为正方向，则此时is>0。整流器的输出电流ip经二极管D13和D33调制后为负载供电。
脉波倍增平衡电抗器处于N模式：具体参见图8，当整流桥的输出电压ud2>ud1，即单相整流桥的输入电压up<0时，整流器工作于模态二。此时单相整理桥中的二极管D12和D14正偏且导通，单相整流桥的输入电流is<0。整流器的输出电流ip经二极管D12和D14调制后为负载供电。
更进一步的，具体参见图1，开关管V1和开关管V2均采用有源全控型开关器件实现。例如IGBT、MOSFET、IEGT和IGCT等。
更进一步的，具体参见图1，单相整流电路7包括二极管D11、二极管D12、二极管D13和二极管D14；
带副边绕组的平衡电抗器6的副边绕组的同名端与二极管D12的阴极和二极管D11的阳极同时连接，且二极管D12的阴极和二极管D11的阳极均作为单相整流电路7的一个交流端；
带副边绕组的平衡电抗器6的副边绕组的异名端与二极管D13的阴极和二极管D14的阳极同时连接，且二极管D13的阴极和二极管D14的阳极均作为单相整流电路7的另一个交流端；
带副边绕组的平衡电抗器6的原边绕组的中心抽头与二极管D12的阳极和二极管D13的阳极同时连接，且二极管D12的阳极和二极管D13的阳极均作为单相整流电路7的阴极端；
二极管D11的阴极和二极管D14的阴极与后级滤波电路8的输入端连接，且二极管D11的阴极和二极管D14的阴极均作为单相整流电路7的阳极端。
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (9)

1.基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器，其特征在于，包括第一组带钳位电路的整流桥(1)、第二组带钳位电路的整流桥(2)、移相变压器(3)、第一组三相整流桥(4)、第二组三相整流桥(5)、带副边绕组的平衡电抗器(6)、单相整流电路(7)、后级滤波电路(8)和控制电路(9)；带副边绕组的平衡电抗器(6)的原边绕组与副边绕组匝比取0.246，此时，带副边绕组的平衡电抗器(6)和单相整流电路(7)构成脉波倍增平衡电抗器用以实现整流器的脉波数倍增；
移相变压器(3)包括3个原边绕组和两个副边绕组，移相变压器(3)的3个原边绕组的中央抽头通过前级滤波电路分别与三相交流电源的a相、b相和c相连接；
第一组带钳位电路的整流桥(1)和第二组带钳位电路的整流桥(2)的分时工作，使移相变压器(3)工作于高频状态；
第一组带钳位电路的整流桥(1)的3个交流输入端分别与移相变压器(3)的3个原边绕组的同名端连接；
第二组带钳位电路的整流桥(2)的3个交流输入端分别与移相变压器(3)的3个原边绕组的异名端连接；
移相变压器(3)的两个副边绕组用于输出两组幅值相等、相位相差30°的三相交流电流，并将两组三相交流电流分别送至第一组三相整流桥(4)和第二组三相整流桥(5)进行整流；
第一组三相整流桥(4)的正极性输出端与带副边绕组的平衡电抗器(6)的原边绕组的同名端连接，第二组三相整流桥(5)的正极性输出端与带副边绕组的平衡电抗器(6)的原边绕组的异名端连接；第一组三相整流桥(4)的负极性输出端和第二组三相整流桥(5)的负极性输出端连接；
带副边绕组的平衡电抗器(6)的副边绕组的两端与单相整流电路(7)两个交流端连接，单相整流电路(7)的阴极端与带副边绕组的平衡电抗器(6)的原边绕组的中心抽头连接，单相整流电路(7)的阳极端与后级滤波电路(8)输入端连接，后级滤波电路(8)的正输出端与负载(10)的正极端相连，后级滤波电路(8)的负输出端与负载(10)的负极端、第一组三相整流桥(4)的负极性输出端和第二组三相整流桥(5)的负极性输出端同时连接；
控制电路(9)用于根据负载(10)两端的电压生成两个驱动信号UV1和UV2，所述两个驱动信号UV1和UV2分别用于对第一组带钳位电路的整流桥(1)和第二组带钳位电路的整流桥(2)进行控制。
2.根据权利要求1所述的基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器，其特征在于，第一组带钳位电路的整流桥(1)和第二组带钳位电路的整流桥(2)的内部结构完全相同；其中，
第一组带钳位电路的整流桥(1)包括第一三相二极管整流桥和开关管V1和第一钳位电路，所述第一钳位电路包括二极管D1、电容C1和电阻R1；
第一三相二极管整流桥的交流输入端作为第一组带钳位电路的整流桥(1)的交流输入端；
第一三相二极管整流桥的正极性输出端与二极管D1的阳极和开关管V1的阴极同时连接，第一三相二极管整流桥的负极性输出端与开关管V1的阳极和电容C1的一端同时连接，电容C1的另一端与二极管D1的阴极连接；
第一组带钳位电路的整流桥(1)中的开关管V1门极，用于接收驱动信号UV1；
第二组带钳位电路的整流桥(2)包括第二三相二极管整流桥和开关管V2和第一钳位电路，所述第一钳位电路包括二极管D2、电容C2和电阻R2；
第二三相二极管整流桥的交流输入端作为第二组带钳位电路的整流桥(2)的交流输入端；
第二三相二极管整流桥的正极性输出端与二极管D2的阳极和开关管V2的阴极同时连接，第二三相二极管整流桥的负极性输出端与开关管V2的阳极和电容C2的一端同时连接，电容C2的另一端与二极管D2的阴极连接；
第二组带钳位电路的整流桥(2)中的开关管V2门极，用于接收驱动信号UV2。
3.根据权利要求1所述的基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器，其特征在于，后级滤波电路(8)为LC滤波电路，包括电容Cf和电感Lf；
电感Lf的一端作为后级滤波电路(8)输入端；
电感Lf的另一端与电容Cf的一端连接，且电感Lf的另一端作为后级滤波电路(8)的正输出端；
电容Cf的另一端作为后级滤波电路(8)的负输出端。
4.根据权利要求2所述的基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器，其特征在于，控制电路(9)根据负载(10)两端的电压生成两个驱动信号UV1和UV2的实现方式为：
控制电路(9)利用电压给定值uref与负载(10)两端的电压ud进行比较，并将比较结果电压误差信号ui送入PI调节器，PI调节器根据输入的电压误差信号ui计算得到占空比d，占空比d经过PWM信号产生器生成PWM信号，PWM信号经驱动电路进行隔离和功率放大后，生成两个驱动信号UV1和UV2，两个驱动信号V1和V2分别用于控制第一组带钳位电路的整流桥(1)中的开关管V1的门极和第二组带钳位电路的整流桥(2)中的开关管V2的门极。
5.根据权利要求1所述的基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器，其特征在于，移相变压器(3)的每个副边绕组采用星型联结方式实现。
6.根据权利要求1所述的基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器，其特征在于，单相整流电路(7)为采用二极管实现的单相全桥整流电路或单相全波整流电路。
7.根据权利要求1所述的基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器，其特征在于，第一组三相整流桥(4)和第二组三相整流桥(5)均为采用二极管实现的整流桥。
8.根据权利要求2所述的基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器，其特征在于，开关管V1和开关管V2均采用有源全控型开关器件实现。
9.根据权利要求1所述的基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器，其特征在于，单相整流电路(7)包括二极管D11、二极管D12、二极管D13和二极管D14；
带副边绕组的平衡电抗器(6)的副边绕组的同名端与二极管D12的阴极和二极管D11的阳极同时连接，且二极管D12的阴极和二极管D11的阳极均作为单相整流电路(7)的一个交流端；
带副边绕组的平衡电抗器(6)的副边绕组的异名端与二极管D13的阴极和二极管D14的阳极同时连接，且二极管D13的阴极和二极管D14的阳极均作为单相整流电路(7)的另一个交流端；
带副边绕组的平衡电抗器(6)的原边绕组的中心抽头与二极管D12的阳极和二极管D13的阳极同时连接，且二极管D12的阳极和二极管D13的阳极均作为单相整流电路(7)的阴极端；
二极管D11的阴极和二极管D14的阴极与后级滤波电路(8)的输入端连接，且二极管D11的阴极和二极管D14的阴极均作为单相整流电路(7)的阳极端。
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