CN107134934A - 一种无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路，包括六相输出自耦变压器、第一三相桥式整流电路、第二三相桥式整流电路、第一带副边补偿绕组的平衡电抗器、第二带副边补偿绕组的平衡电抗器、单相桥式整流电路、直流侧滤波电感以及直流侧输出平波电容。本发明采用无源补偿的方法，在平衡电抗器上增加副边补偿绕组，通过调节平衡电抗器原副边的匝数比，向直流输出侧注入合适的谐波电流，进而减小十二脉波整流电路网侧输入电流畸变。本发明在不增加常规十二脉波整流器自耦变压器容量以及电路复杂性的基础上，显著降低了输入电流的低次谐波电流含量和总谐波含量。

Description

一种无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，特别涉及了一种无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路。
背景技术
在工业应用中，大部分电力电子装置前级均含有整流器。中、大功率整流器广泛应用于电机调速，高压直流输电、电化学加工、航空航天及可再生能源变换等系统中。为了减小整流器对交流电网产生的谐波污染，其谐波抑制方法主要包含两大类，一类为通过在交流输入侧安装无源滤波器或有源电力滤波器对产生的谐波进行补偿，但是该方法所需的滤波器容量几乎和整流器容量相当，增加了系统的成本和损耗，降低了整流系统的可靠性。第二类为改善整流器结构，使其产生尽量少的谐波，为解决整流器谐波污染的根本措施，包括高频脉宽调制(PWM)整流技术和多脉波整流技术两种方法。三相高频PWM整流电路由于其谐波小，功率因数高，输出电压稳定可调且能量能够双向流动，得到了广泛的应用，但是PWM整流电路中开关器件存在导通和开关损耗，功率变换效率低，且PWM整流器的控制复杂、工作可靠性较低、电磁兼容性较差，因此在其应用也具有一定的局限性；而多脉波整流电路，尤其是采用自耦变压器技术的多脉波整流电路，其电路结构简单，无需复杂的控制电路，成本较低、工作可靠性高，是解决中、大功率整流系统谐波污染的有效途径，也得到了广泛的应用。
多脉波整流技术采用两个或多个三相桥式整流电路串联或者并联连接，电路工作在低频状态，因此其损耗小，可靠性高。工业中应用最为广泛的是由两个三相桥式整流器构成的十二脉波整流电路，该电路能够完全消除输入电流中的5、7次谐波成份，不采取其他滤波措施时，网侧输入电流THD值约为15％，相比单个三相桥式整流器，输入电流谐波得到一定程度抑制，但是在一些谐波要求比较严格的中、大功率应用场合，其THD值仍然不能满足要求。通过更多组整流桥构成的18、24和36等更多脉波数的整流电路，虽然能够进一步降低输入电流谐波，但是带来的是变压器结构复杂、制造困难，且系统复杂度变高，系统成本增加，适用性受到一定的限制。
发明内容
为了解决上述背景技术提出的技术问题，本发明旨在提供一种无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路，改善常规十二脉波整流电路的网侧输入电流的谐波特性。
为了实现上述技术目的，本发明的技术方案为：
一种无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路，：包括六相输出自耦变压器、第一三相桥式整流电路、第二三相桥式整流电路、第一带副边补偿绕组的平衡电抗器、第二带副边补偿绕组的平衡电抗器、单相桥式整流电路、直流侧滤波电感以及直流侧输出平波电容；六相输出自耦变压器的三相输入端连接至三相交流电网，六相输出自耦变压器的输出端分成两组，一组连接至第一三相桥式整流电路的三相输入端，另一组连接至第二三相桥式整流电路的三相输入端；第一三相桥式整流电路的正极性输出端和第二三相桥式整流电路的正极性输出端分别连接至第一带副边补偿绕组的平衡电抗器的原边绕组两端，第一三相桥式整流电路的负极性输出端和第二三相桥式整流电路的负极性输出端分别连接至第二带副边补偿绕组的平衡电抗器的原边绕组两端；第一带副边补偿绕组的平衡电抗器的原边绕组的中心抽头连接至直流侧滤波电感的一端，直流侧滤波电感的另一端连接至直流侧输出平波电容的正极性端，直流侧输出平波电容的负极性端连接至第二带副边补偿绕组的平衡电抗器的原边绕组中心抽头，直流侧输出电容的两端连接直流负载或后级功率变换器电路，第一带副边补偿绕组的平衡电抗器的副边补偿绕组和第二带副边补偿绕组的平衡电抗器的副边补偿绕组串联连接，并连接至单相桥式整流电路的交流输入端；单相桥式整流电路的正极性输出端连接至第一带副边补偿绕组的平衡电抗器的原边绕组中心抽头，单相桥式整流电路的负极性输出端连接至第二带副边补偿绕组的平衡电抗器的原边绕组中心抽头，通过调节第一带副边补偿绕组的平衡电抗器和第二带副边补偿绕组的平衡电抗器的原副边匝数比来调节单相桥式整流电路的导通时间，实现直流输出侧的谐波电流补偿，进而减小网侧输入电流的谐波成份。
进一步地，该电路的补偿过程包括3种状态：
状态I：第一带副边补偿绕组的平衡电抗器的副边绕组和第二带副边补偿绕组的平衡电抗器的副边绕组的串联输出电压大于单相桥式整流电路的直流侧输出电压，此时负载电流由第一三相桥式整流电路和单相桥式整流电路共同提供；
状态Ⅱ：第一带副边补偿绕组的平衡电抗器的副边绕组和第二带副边补偿绕组的平衡电抗器的副边绕组的串联输出电压介于单相桥式整流电路的直流侧输出电压和直流侧输出电压的负值之间，此时负载电流由第一三相桥式整流电路和第二三相桥式整流电路共同提供，并且两个三相桥式整流电路各提供负载电流的二分之一；
状态Ⅲ：第一带副边补偿绕组的平衡电抗器的副边绕组和第二带副边补偿绕组的平衡电抗器的副边绕组的串联输出电压小于直流侧输出电压的负值，此时负载电流由第二三相桥式整流电路和单相桥式整流电路共同提供。
进一步地，第一带副边补偿绕组的平衡电抗器、第二带副边补偿绕组的平衡电抗器的原副边匝数比n满足：
上式中，np为第一带副边补偿绕组的平衡电抗器、第二带副边补偿绕组的平衡电抗器的原边绕组匝数，ns为第一带副边补偿绕组的平衡电抗器、第二带副边补偿绕组的平衡电抗器的副边绕组匝数。
进一步地，第一带副边补偿绕组的平衡电抗器、第二带副边补偿绕组的平衡电抗器的原边电感值Lp满足：
上式中，U2为三相桥式整流电路的输入相电压有效值，ω为交流输入电压的角频率，Idmin为第一带副边补偿绕组的平衡电抗器、第二带副边补偿绕组的平衡电抗器的原边绕组激磁电流。
进一步地，所述第一带副边补偿绕组的平衡电抗器、第二带副边补偿绕组的平衡电抗器的原边绕组激磁电流Idmin的取值为额定负载电流的1％～20％。
进一步地，直流侧滤波电感的电感值L和直流侧输出平波电容的容值C满足：
上式中，f为输入三相交流电压的频率。
采用上述技术方案带来的有益效果：
本发明利用平衡电抗器的副边补偿绕组，对十二脉波整流电路的直流输出侧进行电流谐波补偿，进而有效抑制了整流电路网侧输入电流的谐波含量，特别是11、13次电流谐波。同时，由于补偿绕组只需补偿谐波电流，故补偿电流很小，单相桥式整流电路中二极管的导通损耗很小。采用无源补偿方式，简单、可靠，非常适合应用于中大功率交直流变换系统中。
附图说明
图1为本发明的电路拓扑图；
标号说明：AT、六相输出自耦变压器；RB1、第一三相桥式整流电路；RB2、第二三相桥式整流电路；Lp1、第一带副边补偿绕组的平衡电抗器；Lp2、第二带副边补偿绕组的平衡电抗器；SRB、单相桥式整流电路；Lf、直流侧滤波电感；Co、直流侧输出平波电容；
图2为带副边补偿绕组的平衡电抗器绕组电压波形图；
图3为无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路状态I示意图；
图4为无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路状态II示意图；
图5为无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路状态III示意图；
图6为三相桥式整流电路正极性端输出电流波形图；
图7为满载时整流器网侧输入电流仿真及谐波含量分布对比图；
图8为无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路满载时网侧输入电流实验波形及谐波含量分布图；
图9为无源补偿低谐波十二脉波自耦变压器整流电路和常规十二脉波整流电路输入电流THD变化曲线对比图；
图10为无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路不同负载下网侧输入电流THD变化曲线图。
具体实施方式
以下将结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明。
如图1所示，一种无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路，包括六相输出自耦变压器AT、第一三相桥式整流电路RB1、第二三相桥式整流电路RB2、第一带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp1、第二带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp2、由四个二极管D1、D2、D3、D4构成的单相桥式整流电路SRB、直流侧滤波电感Lf以及直流侧输出平波电容Co。
六相输出自耦变压器AT的三相输入端连接至三相交流电网，六相输出自耦变压器AT的输出端分成两组，一组连接至第一三相桥式整流电路RB1的三相输入端，另一组连接至第二三相桥式整流电路RB2的三相输入端；第一三相桥式整流电路RB1的正极性输出端a和第二三相桥式整流电路RB2的正极性输出端b分别连接至第一带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp1的原边绕组两端，第一三相桥式整流电路RB1的负极性输出端c和第二三相桥式整流电路RB2的负极性输出端d分别连接至第二带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp2的原边绕组两端；第一带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp1的原边绕组的中心抽头P连接至直流侧滤波电感Lf的一端，直流侧滤波电感Lf的另一端连接至直流侧输出平波电容Co的正极性端，直流侧输出平波电容Co的负极性端连接至第二带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp2的原边绕组中心抽头N，直流侧输出电容Co的两端连接直流负载或后级功率变换器电路，第一带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp1的副边补偿绕组和第二带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp2的副边补偿绕组串联连接，并连接至单相桥式整流电路SRB的交流输入端e、f；单相桥式整流电路SRB的正极性输出端连接至第一带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp1的原边绕组中心抽头P，单相桥式整流电路SRB的负极性输出端连接至第二带副边补偿绕组的平衡电抗器2Lp2的原边绕组中心抽头N，通过调节第一带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp1和第二带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp2的原副边匝数比来调节单相桥式整流电路SRB的导通时间，实现直流输出侧的谐波电流补偿，进而减小网侧输入电流的谐波成份。
常规十二脉波整流电路负载电流由两组三相桥式整流电路共同提供，且各自提供负载电流的二分之一，平衡电抗器承担着两组三相桥式整流电路的输出电压差。在本发明的无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路中，假若带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp1、Lp2的副边补偿绕组还没有建立起补偿时，其串联输出电压波为6倍电网频率的三角波，如图2所示。当补偿电压的绝对值大于直流侧输出电压时，单相桥式整流电路中对应二极管导通，补偿绕组向直流负载侧提供补偿电流。当补偿电压的绝对值小于直流侧输出电压时，单项桥式整流电路中各二极管截止，补偿绕组中不产生补偿电流，负载由两组三相整流电路共同提供。通过调节带副边补偿绕组的平衡电抗器的原副边匝数比，可以调节补偿电压的峰值，实现单相桥式整流电路导通时间的控制，从而达到合适谐波电流补偿的目的。根据负载电流的组成，可以将电路的运行分为三个状态：
状态I：当单相桥式整流电路输入电压uef大于直流侧电压UPN时，单相桥式整流电路中二极管D1和二极管D4导通，带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp1和Lp2的副边绕组分别产生电流ik，并在原边绕组中感应出相应的环流。环流与第一三相桥式整流电路RB1中的电流方向一致，导致第二三相桥式整流电路RB2中二极管截止。其中，第一三相桥式整流电路RB1的正极性端电流为i1+，负极性端电流为i1-。负载电流Id由第一三相桥式整流电路RB1和单相桥式整流电路SRB共同供电，如图3所示。
状态II：当单相桥式整流电路输入电压uef介于直流侧输出电压UPN以及直流侧输出电压的负值-UPN时，单相桥式整流电路中二极管均处于截止状态，带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp1和Lp2的副边绕组不产生电流，原边在电路中平衡两侧三相整流电路的电压差，使得负载电流Id由两侧三相桥式整流电路共同供电，其中，第一三相桥式整流电路RB1的正极性端电流为i1+，负极性端电流为i1-；第二三相桥式整流电路RB2的正极性端电流为i2+，负极性端电流为i2-，如图4所示。
状态III：当单相桥式整流电路输入电压uef小于直流侧输出电压的负值-UPN时，单相桥式整流电路中二极管D2和二极管D3导通，带副边的平衡电抗器Lp1和Lp2的副边分别产生电流ik，并在原边感应出相应的环流，与第二三相桥式整流电路RB2中的电流方向一致，导致第一三相桥式整流电路RB1中二极管截止，其中，第二三相桥式整流电路RB2的正极性端电流为i2+，负极性端电流为i2-。负载电流Id由第二三相桥式整流电路RB2和单相桥式整流电路SRB共同供电，如图5所示。
根据对十二脉波无源补偿电路的三个状态时的电流分析，可知两组三相桥式整流电路正极性端的输出电流波形如图6所示。在电路状态I和状态III，Lp1和Lp2的副边补偿绕组产生补偿电流，通过调节Lp1和Lp2原副边的匝数比，可以间接调节电路状态I和状态III的工作时间。经过合理的计算，为了能够达到较好的谐波电流补偿效果，降低网侧输入电流的谐波含量，Lp1和Lp2的原副边匝数比n需要满足：
上式中，np为第一带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp1、第二带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp2的原边绕组匝数，ns为第一带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp1、第二带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp2的副边绕组匝数。
为了保证电路在状态II时，负载电流能有两组三相桥式整流电路共同供电，且各自提供二分之一的负载电流，第一带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp1、第二带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp2的原边电感值Lp满足：
上式中，U2为三相桥式整流电路的输入相电压有效值，ω为交流输入电压的角频率，Idmin为第一带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp1、第二带副边补偿绕组的平衡电抗器Lp2的原边绕组激磁电流，为使得二个三相桥式整流电路能平衡工作的最小负载电流值，一般取负载额定电流的1％～5％，但该取值并不限于上述范围，可以是额定负载电流的任意比例。
整流电路的输出通常常用大容量电解电容平波，以减小负载上的电压纹波或给后级的直流/直流(DC/DC)或直流/交流(DC/AC)变换器提供一个电压源型的输入。在采用大容量电解电容Co滤波和前后级电路解耦时会出现十二脉波整流电路直流输出侧电流断续的情况，在该情况下，平衡电抗器将无法承担两组三相桥式整流电路的电压差，两组三相桥式整流电路将由共同供电状态变为单边供电状态，输入电流的谐波含量将急剧升高，为了避免十二脉波无源补偿整流电路出现直流输出侧电流断续的情况，需要在直流母线上增加直流侧输出电感Lf，其感值L与直流侧输出平波电容Co的容值C需要满足：
上式中，f为输入三相交流电压的频率。
图7为三相输入电压为380V，频率为50Hz，额定输出功率为9kW的常规十二脉波整流电路和本发明提出的无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路在阻性负载条件下、满载运行时网侧输入电流及其谐波含量的仿真对比图，从图中可以明显看出，十二脉波无源补偿整流电路有效抑制了常规十二脉波整流电路网侧输入电流中主要的谐波含量——11、13次谐波，使得网侧输入电流的谐波特性有了很大程度的提升。
图8为无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路在三相输入电压为380V，频率50Hz，输出功率为9kW的条件下，网侧输入电流的实验波形及谐波含量图，从图中可以看出网侧输入电流的波形已经近似变成了一周期内有24个阶梯的阶梯波形，相比于常规十二脉波整流电路一周期12个阶梯的阶梯波形，网侧输入电流中的11、13次谐波电流得到了明显的抑制，输入电流的总谐波含量大大降低。
图9为阻性负载由轻载至满载变化过程中，网侧输入电流的THD分别在常规十二脉波整流电路和无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路情况下的变化曲线。从图中可以明显看出，在重载情况下，无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路网侧输入电流的THD保持在7％左右，远小于常规十二脉波整流电路的15％。在轻载情况时，特别是负载降低到满载的1/5以下时，平衡电抗器绕组中电流出现断续情况，无论是无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路还是常规十二脉波整流电路，网侧输入电流的谐波含量都明显上升，但是无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路仍然显著小于常规十二脉波整流电路的电流谐波含量。
为了进一步验证图9中的仿真结果，对无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路进行了实验分析，网侧输入电流的THD变化曲线与仿真结果基本一致，具体的实验数据如图10所示。本发明提出的一种无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路对网侧输入电流的谐波抑制效果明显，而且该电路结构简单，运行可靠，成本低，补偿效率高，非常适合应用于工业中低压大电流的交直流变换系统中。
实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (6)

1.一种无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路，其特征在于：包括六相输出自耦变压器(AT)、第一三相桥式整流电路(RB1)、第二三相桥式整流电路(RB2)、第一带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp1)、第二带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp2)、单相桥式整流电路(SRB)、直流侧滤波电感(Lf)以及直流侧输出平波电容(Co)；六相输出自耦变压器(AT)的三相输入端连接至三相交流电网，六相输出自耦变压器(AT)的输出端分成两组，一组连接至第一三相桥式整流电路(RB1)的三相输入端，另一组连接至第二三相桥式整流电路(RB2)的三相输入端；第一三相桥式整流电路(RB1)的正极性输出端(a)和第二三相桥式整流电路(RB2)的正极性输出端(b)分别连接至第一带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp1)的原边绕组两端，第一三相桥式整流电路(RB1)的负极性输出端(c)和第二三相桥式整流电路(RB2)的负极性输出端(d)分别连接至第二带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp2)的原边绕组两端；第一带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp1)的原边绕组的中心抽头(P)连接至直流侧滤波电感(Lf)的一端，直流侧滤波电感(Lf)的另一端连接至直流侧输出平波电容(Co)的正极性端，直流侧输出平波电容(Co)的负极性端连接至第二带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp2)的原边绕组中心抽头(N)，直流侧输出电容(Co)的两端连接直流负载或后级功率变换器电路，第一带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp1)的副边补偿绕组和第二带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp2)的副边补偿绕组串联连接，并连接至单相桥式整流电路(SRB)的交流输入端(e、f)；单相桥式整流电路(SRB)的正极性输出端连接至第一带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp1)的原边绕组中心抽头(P)，单相桥式整流电路(SRB)的负极性输出端连接至第二带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp2)的原边绕组中心抽头(N)，通过调节第一带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp1)和第二带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp2)的原副边匝数比来调节单相桥式整流电路(SRB)的导通时间，实现直流输出侧的谐波电流补偿，进而减小网侧输入电流的谐波成份。
2.根据权利要求1所述无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路，其特征在于，该电路的补偿过程包括3种状态：
状态I：第一带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp1)的副边绕组和第二带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp2)的副边绕组的串联输出电压uef大于单相桥式整流电路(SRB)的直流侧输出电压UPN，此时负载电流由第一三相桥式整流电路(RB1)和单相桥式整流电路(SRB)共同提供；
状态Ⅱ：第一带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp1)的副边绕组和第二带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp2)的副边绕组的串联输出电压uef介于单相桥式整流电路(SRB)的直流侧输出电压UPN和直流侧输出电压的负值-UPN之间，此时负载电流由第一三相桥式整流电路(RB1)和第二三相桥式整流电路(RB2)共同提供，并且两个三相桥式整流电路各提供负载电流的二分之一；
状态Ⅲ：第一带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp1)的副边绕组和第二带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp2)的副边绕组的串联输出电压uef小于直流侧输出电压的负值-UPN，此时负载电流由第二三相桥式整流电路(RB2)和单相桥式整流电路(SRB)共同提供。
3.根据权利要求1所述无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路，其特征在于，第一带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp1)、第二带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp2)的原副边匝数比n满足：
<mrow> <mi>n</mi> <mo>=</mo> <mfrac> <msub> <mi>n</mi> <mi>p</mi> </msub> <msub> <mi>n</mi> <mi>s</mi> </msub> </mfrac> <mo>&amp;Element;</mo> <mo>&amp;lsqb;</mo> <mfrac> <mn>1</mn> <mn>18</mn> </mfrac> <mo>,</mo> <mfrac> <mn>1</mn> <mn>14</mn> </mfrac> <mo>&amp;rsqb;</mo> </mrow>
上式中，np为第一带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp1)、第二带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp2)的原边绕组匝数，ns为第一带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp1)、第二带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp2)的副边绕组匝数。
4.根据权利要求1所述无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路，其特征在于，第一带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp1)、第二带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp2)的原边电感值Lp满足：
<mrow> <msub> <mi>L</mi> <mi>p</mi> </msub> <mo>&amp;GreaterEqual;</mo> <mfrac> <mrow> <msqrt> <mn>2</mn> </msqrt> <msub> <mi>U</mi> <mn>2</mn> </msub> </mrow> <mrow> <mn>3</mn> <msub> <mi>&amp;omega;I</mi> <mrow> <mi>d</mi> <mi>m</mi> <mi>i</mi> <mi>n</mi> </mrow> </msub> </mrow> </mfrac> </mrow>
上式中，U2为三相桥式整流电路的输入相电压有效值，ω为交流输入电压的角频率，Id min为第一带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp1)、第二带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp2)的原边绕组激磁电流。
5.根据权利要求4所述无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路，其特征在于，所述第一带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp1)、第二带副边补偿绕组的平衡电抗器(Lp2)的原边绕组激磁电流Id min的取值为额定负载电流的1％～20％。
6.根据权利要求1所述无源补偿低谐波十二脉波自耦变压整流电路，其特征在于，直流侧滤波电感(Lf)的电感值L和直流侧输出平波电容(Co)的容值C满足：
<mrow> <mfrac> <mn>1</mn> <mrow> <mn>2</mn> <mi>&amp;pi;</mi> <msqrt> <mrow> <mi>L</mi> <mi>C</mi> </mrow> </msqrt> </mrow> </mfrac> <mo>&lt;</mo> <mn>12</mn> <mi>f</mi> </mrow>
上式中，f为输入三相交流电压的频率。
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