CN106655737A - 具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器 - Google Patents
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Abstract
具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器，涉及电力电子技术领域。本发明是为了解决现有的增加整流器的脉波数的方法，不但增加了整流装置的复杂程度，还增加了电流谐波、输出电压纹波和系统损耗，并且现有的增加整流器的脉波数的方法具有一定的局限性，负载适应范围小的问题。平衡电抗器原边线圈上的一个抽头连二极管D11的阳极，平衡电抗器原边线圈上的另一个抽头连二极管D12的阳极，二极管D11的阴极同时连D12的阴极、负载的正极端和单相全波整流电路的输出端，负载的负极端同时连平衡电抗器的副边线圈的中心抽头、一号整流模块的阴极端和二号整流模块的阴极端，平衡电抗器副边线圈输出端连单相全波整流电路。它用于多种整流设备中。
Description
技术领域
本发明涉及具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器。属于电力电子技术领域。
背景技术
在变频调速、电解、电镀、航空航天等工业应用中，经常需要低电压大电流的可调直流电源。采用带平衡电抗器的大功率整流装置可以减少整流器件的数量、减小电路损耗，提高效率。然而，由于整流器自身的非线性，会产生大量的电流谐波，污染电网。增加整流器的脉波数可进一步降低输入电流谐波含量和输出电压脉动系数。目前有三种方法可以增加整流器的脉波数，第一种是通过增加移相变压器或移相绕组的个数，对整流电路进行移相多重联结，以增加整流器的脉波数，但是该方法增加了整流装置的复杂程度，降低了变压器材料的利用率，不利于变压器的加工制造。第二种是增加平衡电抗器的抽头个数，利用抽头上整流元件的换流作用，实现整流器脉波数的增加。该方法会引起整流桥元件换相重叠现象，导致输入电压陷波。抽头数也不易过多，当达到一定值后，继续增加抽头数量不仅不能明显降低输入电流的THD值，还会增加控制系统的复杂性，此外，由于抽头上的整流元件与负载串联，增加了整流系统的能量损耗。第三种方法是利用带中心抽头的平衡电抗器和副边辅助电路组成的直流侧脉波倍增电路，该方法具有一定的局限性，当输出电流较小时，平衡电抗器的励磁电流起不到作用，无法实现平衡电抗器的功能，因此负载适应范围较小。
发明内容
本发明是为了解决现有的增加整流器的脉波数的方法，不但增加了整流装置的复杂程度，还增加了电流谐波、输出电压纹波和系统损耗，并且现有的增加整流器的脉波数的方法具有一定的局限性，负载适应范围小的问题。现提供具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器。
具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器，它包括平衡电抗器、单相全波整流电路、二极管D11和二极管D12，
平衡电抗器的原边线圈带有两个抽头，两个抽头点分别为M点和N点，且该两个抽头以原边线圈的中心为对称中心对称设置，平衡电抗器的副边线圈带有中心抽头，
电网的三相电压输入端，经过移相变压器后连接一号整流模块的交流输入端和二号整流模块的交流输入端，
平衡电抗器1的原边线圈一端与一号整流模块的正极端A点相连，平衡电抗器的原边线圈另一端与二号整流模块的正极端B点相连，
平衡电抗器的原边线圈上的一个抽头点M点连接二极管D11的阳极，平衡电抗器的原边线圈上的另一个抽头点N点连接二极管D12的阳极，
二极管D11的阴极同时连接D12的阴极、负载的正极端P点和单相全波整流电路的输出端，
负载的负极端N点同时连接平衡电抗器的副边线圈的中心抽头、一号整流模块的阴极端和二号整流模块的阴极端，
平衡电抗器副边线圈输出端与单相全波整流电路相连。
具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器，它包括平衡电抗器、单相全波整流电路、二极管D11和二极管D12，
平衡电抗器的原边线圈带有两个抽头，两个抽头点分别为M点和N点，且该两个抽头以原边线圈的中心为对称中心对称设置，
电网的三相电压输入端，经过移相变压器后连接一号整流模块的交流输入端和二号整流模块的交流输入端，
平衡电抗器的原边线圈一端与一号整流模块的正极端A点相连，平衡电抗器的原边线圈另一端与二号整流模块的正极端B点相连，
平衡电抗器的原边线圈上的一个抽头点M点连接二极管D11的阳极，平衡电抗器的原边线圈上的另一个抽头点N点连接二极管D12的阳极，
二极管D11的阴极同时连接D12的阴极、负载的正极端P点和单相全波整流电路的正输出端，
负载5的负极端N点同时连接和单相全波整流电路的负输出端、一号整流模块的阴极端和二号整流模块的阴极端，
平衡电抗器副边线圈输出端与单相全波整流电路相连。
本发明的有益效果为：
本发明具有副边绕组全波整流功能的抽头式平衡电抗器可以采用如下两种电路结构：
一种电路为：原边两抽头和带中心抽头副边的平衡电抗器和单相全波整流电路，具体参见图1。另一种电路为：原边两抽头和带副边的平衡电抗器和单相全桥整流电路，具体参见图6。
如图1所示，通过适当选取原边两抽头和带中心抽头副边的平衡电抗器的抽头位置，可以增加一号整流模块和二号整流模块输出电流阶梯数；当原边两抽头和带中心抽头副边的平衡电抗器原副边匝比满足一定条件时，单相全波整流电路工作，其导通时间为输入电压周期的三分之一，此时可以实现整流器输出脉波数的增加，同时能够降低二极管整流器的输入电流谐波和输出电压纹波。
如图6所示，通过适当选取平衡电抗器的原边两抽头和带中心抽头副边的抽头位置，可以增加一号整流模块和二号整流模块输出电流阶梯数；当原边两抽头和带中心抽头副边的平衡电抗器原副边匝比满足一定条件时，单相全桥整流电路工作，其导通时间为输入电压周期的三分之一，此时可以实现整流器输出脉波数的增加，同时能够降低二极管整流器的输入电流谐波和输出电压纹波。
本发明与现有技术相比的优点表现在：
1、现有技术中通过增加移相变压器输出相数来获得高整流脉波数，这会使得移相变压器结构复杂，增加其制造难度，同时随着移相变压器绕组数增多，可能会使系统对称性变差，导致输入电流存在低次谐波。
而引入原边带抽头和副边带单相全桥整流电路式的平衡电抗器能够在直流侧改进从而增加系统脉波数。
2、现有技术中采用原边抽头变换器，通过增加抽头数来增加整流脉波数，这会使得抽头变换器结构复杂，增加其制造难度，当抽头数大于两个时需要使用可控型开关器件，这会增加电路的控制难度，系统的可靠性也随之降低。
而在实现相同系统脉波数的前提下，本发明中平衡电抗器原边采用两抽头结构，只使用二极管D11和二极管D12，不需要控制电路，结构更为简单。
3、现有技术中开关管放置平衡电抗器原边抽头处，串联在负载回路中，开关损耗大。
而在实现相同系统脉波数的前提下，本发明用副边单相全波整流电路替代了原边的一个开关管，电流等级比负载电流低一个数量级，大大降低了开关管串联在负载回路的损耗。
本发明的具有副边绕组全波整流功能的抽头式平衡电抗器，在单相全波整流电路的原边线圈上抽出两个抽头，从而增加了整流脉波数，使得整流器脉波数增加为36脉波，并且使用二极管D11和二极管D12进行控制，结构及控制简单，可靠性高，整个电路结构不仅有效降低整流器输入电流谐波、输出电压纹波和系统损耗，还可以实现整流桥的零电流换相。
现有技术中原边采用单个抽头，副边无二极管或者在原边采用单个抽头，副边采用两个二极管，该两个二极管不是互补导通；在原边采用单个抽头，副边无二极管的情况下，输出电压为12脉波，在原边采用单个抽头，副边采用两个二极管的情况下，实现输出电压为24脉波，采用这种方式与原边采用单个抽头，副边无二极管的情况下能够使得脉波增倍，并降低输入电流的THD(总谐波失真)值。
而本发明的原边采用两个抽头的方式，每个抽头上连接一个二极管，在副边上连接两个二极管，使得输出电压为36脉波，使得输入电流的THD(总谐波失真)值相比采用现有技术进一步降低了；
本申请的原边采用两个抽头的方式相比原边采用两个以上抽头的方式，降低了平衡电抗器的加工工艺难度，保证了良好的对称性，并且经济有效，可靠且易于控制，即可实现脉波数增倍，输入电流谐波降低，减少电网污染。
附图说明
图1为具体实施方式一所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器的原理示意图；
图2为具体实施方式四所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器工作于第一种工作模态时的电流回路示意图；
图3为具体实施方式四所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器工作于第二种工作模态时的电流回路示意图；
图4为具体实施方式四所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器工作于第三种工作模态时的电流回路示意图；
图5为具体实施方式四所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器工作于第四种工作模态时的电流回路示意图；
图6为具体实施方式五所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器的原理示意图；
图7为具体实施方式八所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器工作于第一种工作模态时的电流回路示意图；
图8为具体实施方式八所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器工作于第二种工作模态时的电流回路示意图；
图9为具体实施方式八所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器工作于第三种工作模态时的电流回路示意图；
图10为具体实施方式八所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器工作于第四种工作模态时的电流回路示意图；
图11为系统的A相输入电流波形图；
图12为系统A相输入电流的频谱分析图；
图13为系统输出电压波形图。
具体实施方式
具体实施方式一：参照图1具体说明本实施方式，本实施方式所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器，它包括平衡电抗器1、单相全波整流电路2、二极管D11和二极管D12，
平衡电抗器1的原边线圈带有两个抽头，两个抽头点分别为M点和N点，且该两个抽头以原边线圈的中心为对称中心对称设置，平衡电抗器1的副边线圈带有中心抽头，
电网的三相电压输入端，经过移相变压器后连接一号整流模块3的交流输入端和二号整流模块4的交流输入端，
平衡电抗器1的原边线圈一端与一号整流模块3的正极端A点相连，平衡电抗器1的原边线圈另一端与二号整流模块4的正极端B点相连，
平衡电抗器1的原边线圈上的一个抽头点M点连接二极管D11的阳极，平衡电抗器1的原边线圈上的另一个抽头点N点连接二极管D12的阳极，
二极管D11的阴极同时连接D12的阴极、负载5的正极端P点和单相全波整流电路2的输出端，
负载5的负极端N点同时连接平衡电抗器1的副边线圈的中心抽头、一号整流模块3的阴极端和二号整流模块4的阴极端，
平衡电抗器1副边线圈输出端与单相全波整流电路2相连。
本实施方式中，当平衡电抗器1原副边匝比大于某一临界值时，单相全波整流电路2工作，在平衡电抗器1原边线圈的抽头式整流系统输出脉波的基础上又增加了脉波数，同时也增加了系统输入电流的台阶数，使之更接近于标准正弦波。
本实施方式所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器将原有的原边抽头式整流系统和直流侧脉波增倍电路相结合，不仅降低了输入电流谐波减小了输出电压纹波，而且减少了因开关管串联在负载回路电路而产生的损耗，同时还具有结构简单实现容易，电路可靠性高等优点。
具体实施方式二：本实施方式是对具体实施方式一所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器作进一步说明，本实施方式中，单相全波整流电路2包括二极管D21和二极管D22，
二极管D21的阳极与平衡电抗器1的副边线圈一端相连，二极管D22的阳极与平衡电抗器1的副边线圈另一端相连；
二极管D21的阴极和二极管D22的阴极相连，作为单相全波整流电路2的输出端。
本实施方式中，在实现相同系统脉波数的前提下，本发明中平衡电抗器原边采用两抽头结构，只使用二极管D11和二极管D12，不需要控制电路，结构更为简单。
具体实施方式三：本实施方式是对具体实施方式一所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器作进一步说明，本实施方式中，一号整流模块3和二号整流模块4均为三相半桥整流器、三相全桥整流器、由多个三相半桥整流器构成的整流器组或三相全桥整流器构成的整流器组。
具体实施方式四：参照图2至图5具体说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式一所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器作进一步说明，本实施方式中，根据单相全波整流电路2的输入电压与负载5两端电压的大小关系和一号整流模块3的输出电压ud1与二号整流模块4的输出电压ud2的大小关系，有四种工作模态：
第一种工作模态：如图2所示，当单相全波整流电路2的输入电压小于负载5两端电压时，二极管D21和二极管D22反向截止，电流in1和in2为零，单相全波整流电路2不工作，输出电流in为零；设ud1为一号整流模块3的输出电压，ud2为二号整流模块4的输出电压，由于ud1>ud2，只有平衡电抗器1的原边线圈的一个抽头至二极管D11导通，当电流im1大于零时，二极管D12反向截止，当电流im2为零时，抽头输出总电流im等于im1；
第二种工作模态：如图3所示，当由于单相全波整流电路2的输入电压小于负载5两端电压时，二极管D21和二极管D22反向截止，电流in1和in2为零，单相全波整流电路2不工作，输出电流in为零；由于ud1<ud2，只有平衡电抗器1的原边线圈的另一个抽头至二极管D12导通，当电流im2大于零时，二极管D11反向截止，当电流im1为零时，抽头输出总电流im等于im2；
第三种工作模态：如图4所示，当单相全波整流电路2的正向输入电压大于负载5两端电压时，二极管D21正偏，电流in1大于零，二极管D22反向截止，电流in2为零，单相全波整流电路2工作，输出电流in等于in1；由于ud1>ud2，只有平衡电抗器1的原边线圈的一个抽头至二极管D11导通，当电流im1大于零时，二极管D12反向截止，当电流im2为零时，抽头输出总电流im等于im1；
第四种工作模态：如图5所示，当单相全波整流电路2的反向输入电压大于负载5两端电压时，二极管D22正偏，电流in2大于零，二极管D21反向截止，电流in1为零，单相全波整流电路2工作，输出电流in等于in2；由于ud1<ud2，只有平衡电抗器1的原边线圈的另一个抽头至二极管D12导通，当电流im2大于零时，二极管D11反向截止，当电流im1为零时，抽头输出总电流im等于im2。
具体实施方式五：参照图6具体说明本实施方式，本实施方式所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器，它包括平衡电抗器1、单相全波整流电路2、二极管D11和二极管D12，
平衡电抗器1的原边线圈带有两个抽头，两个抽头点分别为M点和N点，且该两个抽头以原边线圈的中心为对称中心对称设置，
电网的三相电压输入端，经过移相变压器后连接一号整流模块3的交流输入端和二号整流模块4的交流输入端，
平衡电抗器1的原边线圈一端与一号整流模块3的正极端A点相连，平衡电抗器1的原边线圈另一端与二号整流模块4的正极端B点相连，
平衡电抗器1的原边线圈上的一个抽头点M点连接二极管D11的阳极，平衡电抗器1的原边线圈上的另一个抽头点N点连接二极管D12的阳极，
二极管D11的阴极同时连接D12的阴极、负载5的正极端P点和单相全波整流电路2的正输出端，
负载5的负极端N点同时连接和单相全波整流电路2的负输出端、一号整流模块3的阴极端和二号整流模块4的阴极端，
平衡电抗器1副边线圈输出端与单相全波整流电路2相连。
本实施方式中，当平衡电抗器1原副边匝比大于某一临界值时，副边的单相全桥整流电路2工作，在原边抽头式整流系统输出脉波的基础上又增加了脉波数，同时也增加了系统输入电流的台阶数，使之更接近于标准正弦波。
本实施方式所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器将原有的原边抽头式整流系统和直流侧脉波增倍电路相结合，不仅降低了输入电流谐波减小了输出电压纹波，而且减少了因开关管串联在负载回路电路而产生的损耗，同时还具有结构简单实现容易，电路可靠性高等优点。
具体实施方式六：本实施方式是对具体实施方式五所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器作进一步说明，本实施方式中，单相全波整流电路2包括二极管D21、二极管D22、二极管D23和二极管D24，
平衡电抗器1的副边线圈一端同时连接二极管D21的阳极和二极管D23的阴极，
二极管D21的阴极和二极管D22的阴极相连后，作为单相全桥整流电路2的正输出端；
平衡电抗器1的副边线圈另一端同时连接二极管D22的阳极和二极管D24的阴极，
二极管D23的阳极和二极管D24的阳极相连后，作为单相全桥整流电路2的负输出端。
具体实施方式七：本实施方式是对具体实施方式五所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器作进一步说明，本实施方式中，一号整流模块3和二号整流模块4均为三相半桥整流器、三相全桥整流器、由多个三相半桥整流器构成的整流器组或三相全桥整流器构成的整流器组。
具体实施方式八：参照图7至图10具体说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式五所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器作进一步说明，本实施方式中，根据单相全波整流电路2的输入电压与负载5两端电压的大小关系和一号整流模块3的输出电压ud1与二号整流模块4的输出电压ud2的大小关系，有四种工作模态：
第一种工作模态：如图7所示，当单相全桥整流电路2的输入电压小于负载5两端电压时，二极管D21、二极管D22、二极管D23和二极管D24反向截止，单相全桥整流电路2不工作，输出电流in为零；设ud1为一号整流模块I3的输出电压，ud2为二号整流模块4的输出电压，由于ud1>ud2，只有平衡电抗器1的原边抽头至二极管D11导通，当电流im1大于零时，二极管D12反向截止，当电流im2为零时，抽头输出总电流im等于im1；
第二种工作模态：如图8所示，当单相全桥整流电路2的输入电压小于负载5两端电压时，二极管D21、二极管D22、二极管D23和二极管D24反向截止，单相全桥整流电路2不工作，输出电流in为零；由于ud1<ud2，只有平衡电抗器1的原边抽头至二极管D12导通，当电流im2大于零时，二极管D11反向截止，当电流im1为零时，抽头输出总电流im等于im2；
第三种工作模态：如图9所示，当单相全桥整流电路2的正向输入电压大于负载5两端电压时，二极管D21和二极管D24正偏，电流is大于零，二极管D22和二极管D23反向截止，单相全桥整流电路2工作，输出电流in等于is；由于ud1>ud2，只有平衡电抗器1的原边抽头至二极管D11导通，当电流im1大于零时，二极管D12反向截止，当电流im2为零时，抽头输出总电流im等于im1；
第四种工作模态：如图10所示，当单相全桥整流电路2的反向输入电压大于负载5两端电压时，二极管D22和二极管D23正偏，电流is小于零，二极管D21和二极管D24反向截止，单相全桥整流电路2工作，输出电流in等于is；由于ud1<ud2，只有平衡电抗器1的原边抽头至二极管D12导通，当电流im2大于零时，二极管D11反向截止，当电流im1为零时，抽头输出总电流im等于im2。
为验证本发明的有效性，以附图1的具有副边绕组全波整流功能的抽头式平衡电抗器为例，利用电子仿真软件PLECS进行仿真实验。输入为三相220V/50Hz，输出为30Ω/30mH的阻感性负载，移相变压器为三角形联结的自耦变压器，附图11(横坐标为时间，纵坐标为电流)是系统的A相输入电流波形图，输入电流含36阶梯波，与理论合成波形图一致，正弦性较好。附图12(横坐标为频率，纵坐标为谐波含量)是系统A相输入电流的频谱分析，几乎消除35次以下的高次谐波，测得THD值为5.04％。附图13(横坐标为时间，纵坐标为电压)为系统输出电压波形，输出电压含36脉波，纹波明显降低。由此可见，本发明的具有副边绕组全波整流功能的抽头式平衡电抗器能够使整流器脉波数增加为36脉波，并且明显降低了输出电压的波纹。
Claims (8)
1.具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器，其特征在于，它包括平衡电抗器(1)、单相全波整流电路(2)、二极管D11和二极管D12，
平衡电抗器(1)的原边线圈带有两个抽头，两个抽头点分别为M点和N点，且该两个抽头以原边线圈的中心为对称中心对称设置，平衡电抗器(1)的副边线圈带有中心抽头，
电网的三相电压输入端，经过移相变压器后连接一号整流模块(3)的交流输入端和二号整流模块(4)的交流输入端，
平衡电抗器(1)的原边线圈一端与一号整流模块(3)的正极端A点相连，平衡电抗器(1)的原边线圈另一端与二号整流模块(4)的正极端B点相连，
平衡电抗器(1)的原边线圈上的一个抽头点M点连接二极管D11的阳极，平衡电抗器(1)的原边线圈上的另一个抽头点N点连接二极管D12的阳极，
二极管D11的阴极同时连接D12的阴极、负载(5)的正极端P点和单相全波整流电路(2)的输出端，
负载(5)的负极端N点同时连接平衡电抗器(1)的副边线圈的中心抽头、一号整流模块(3)的阴极端和二号整流模块(4)的阴极端，
平衡电抗器(1)副边线圈输出端与单相全波整流电路(2)相连。
2.根据权利要求1所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器，其特征在于，单相全波整流电路(2)包括二极管D21和二极管D22，
二极管D21的阳极与平衡电抗器(1)的副边线圈一端相连，二极管D22的阳极与平衡电抗器(1)的副边线圈另一端相连；
二极管D21的阴极和二极管D22的阴极相连，作为单相全波整流电路(2)的输出端。
3.根据权利要求1所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器，其特征在于，一号整流模块(3)和二号整流模块(4)均为三相半桥整流器、三相全桥整流器、由多个三相半桥整流器构成的整流器组或三相全桥整流器构成的整流器组。
4.根据权利要求1所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器，其特征在于，根据单相全波整流电路(2)的输入电压与负载(5)两端电压的大小关系和一号整流模块(3)的输出电压ud1与二号整流模块(4)的输出电压ud2的大小关系，有四种工作模态：
第一种工作模态：当单相全波整流电路(2)的输入电压小于负载(5)两端电压时，二极管D21和二极管D22反向截止，电流in1和in2为零，单相全波整流电路(2)不工作，输出电流in为零；设ud1为一号整流模块(3)的输出电压，ud2为二号整流模块(4)的输出电压，由于ud1>ud2，只有平衡电抗器(1)的原边线圈的一个抽头至二极管D11导通，当电流im1大于零时，二极管D12反向截止，当电流im2为零时，抽头输出总电流im等于im1；
第二种工作模态：当由于单相全波整流电路(2)的输入电压小于负载(5)两端电压时，二极管D21和二极管D22反向截止，电流in1和in2为零，单相全波整流电路(2)不工作，输出电流in为零；由于ud1<ud2，只有平衡电抗器(1)的原边线圈的另一个抽头至二极管D12导通，当电流im2大于零时，二极管D11反向截止，当电流im1为零时，抽头输出总电流im等于im2；
第三种工作模态：当单相全波整流电路(2)的正向输入电压大于负载(5)两端电压时，二极管D21正偏，电流in1大于零，二极管D22反向截止，电流in2为零，单相全波整流电路(2)工作，输出电流in等于in1；由于ud1>ud2，只有平衡电抗器(1)的原边线圈的一个抽头至二极管D11导通，当电流im1大于零时，二极管D12反向截止，当电流im2为零时，抽头输出总电流im等于im1；
第四种工作模态：当单相全波整流电路(2)的反向输入电压大于负载(5)两端电压时，二极管D22正偏，电流in2大于零，二极管D21反向截止，电流in1为零，单相全波整流电路(2)工作，输出电流in等于in2；由于ud1<ud2，只有平衡电抗器(1)的原边线圈的另一个抽头至二极管D12导通，当电流im2大于零时，二极管D11反向截止，当电流im1为零时，抽头输出总电流im等于im2。
5.具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器，其特征在于，其特征在于，它包括平衡电抗器(1)、单相全波整流电路(2)、二极管D11和二极管D12，
平衡电抗器(1)的原边线圈带有两个抽头，两个抽头点分别为M点和N点，且该两个抽头以原边线圈的中心为对称中心对称设置，
电网的三相电压输入端，经过移相变压器后连接一号整流模块(3)的交流输入端和二号整流模块(4)的交流输入端，
平衡电抗器(1)的原边线圈一端与一号整流模块(3)的正极端A点相连，平衡电抗器(1)的原边线圈另一端与二号整流模块(4)的正极端B点相连，
平衡电抗器(1)的原边线圈上的一个抽头点M点连接二极管D11的阳极，平衡电抗器(1)的原边线圈上的另一个抽头点N点连接二极管D12的阳极，
二极管D11的阴极同时连接D12的阴极、负载(5)的正极端P点和单相全波整流电路(2)的正输出端，
负载(5)的负极端N点同时连接和单相全波整流电路(2)的负输出端、一号整流模块(3)的阴极端和二号整流模块(4)的阴极端，
平衡电抗器(1)副边线圈输出端与单相全波整流电路(2)相连。
6.根据权利要求5所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器，其特征在于，单相全波整流电路(2)包括二极管D21、二极管D22、二极管D23和二极管D24，
平衡电抗器(1)的副边线圈一端同时连接二极管D21的阳极和二极管D23的阴极，
二极管D21的阴极和二极管D22的阴极相连后，作为单相全桥整流电路(2)的正输出端；
平衡电抗器(1)的副边线圈另一端同时连接二极管D22的阳极和二极管D24的阴极，
二极管D23的阳极和二极管D24的阳极相连后，作为单相全桥整流电路(2)的负输出端。
7.根据权利要求5所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器，其特征在于，一号整流模块(3)和二号整流模块(4)均为三相半桥整流器、三相全桥整流器、由多个三相半桥整流器构成的整流器组或三相全桥整流器构成的整流器组。
8.根据权利要求5所述的具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器，其特征在于，根据单相全波整流电路(2)的输入电压与负载(5)两端电压的大小关系和一号整流模块(3)的输出电压ud1与二号整流模块(4)的输出电压ud2的大小关系，有四种工作模态：
第一种工作模态：当单相全桥整流电路(2)的输入电压小于负载(5)两端电压时，二极管D21、二极管D22、二极管D23和二极管D24反向截止，单相全桥整流电路(2)不工作，输出电流in为零；设ud1为一号整流模块I(3)的输出电压，ud2为二号整流模块(4)的输出电压，由于ud1>ud2，只有平衡电抗器(1)的原边抽头至二极管D11导通，当电流im1大于零时，二极管D12反向截止，当电流im2为零时，抽头输出总电流im等于im1；
第二种工作模态：当单相全桥整流电路(2)的输入电压小于负载(5)两端电压时，二极管D21、二极管D22、二极管D23和二极管D24反向截止，单相全桥整流电路(2)不工作，输出电流in为零；由于ud1<ud2，只有平衡电抗器(1)的原边抽头至二极管D12导通，当电流im2大于零时，二极管D11反向截止，当电流im1为零时，抽头输出总电流im等于im2；
第三种工作模态：当单相全桥整流电路(2)的正向输入电压大于负载(5)两端电压时，二极管D21和二极管D24正偏，电流is大于零，二极管D22和二极管D23反向截止，单相全桥整流电路(2)工作，输出电流in等于is；由于ud1>ud2，只有平衡电抗器(1)的原边抽头至二极管D11导通，当电流im1大于零时，二极管D12反向截止，当电流im2为零时，抽头输出总电流im等于im1；
第四种工作模态：当单相全桥整流电路(2)的反向输入电压大于负载(5)两端电压时，二极管D22和二极管D23正偏，电流is小于零，二极管D21和二极管D24反向截止，单相全桥整流电路(2)工作，输出电流in等于is；由于ud1<ud2，只有平衡电抗器(1)的原边抽头至二极管D12导通，当电流im2大于零时，二极管D11反向截止，当电流im1为零时，抽头输出总电流im等于im2。
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Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107332442A (zh) * | 2017-07-06 | 2017-11-07 | 哈尔滨工业大学 | 混合型原边抽头可控式平衡变换器 |
| CN110138244A (zh) * | 2019-05-15 | 2019-08-16 | 南京航空航天大学 | 直流侧无源谐波抑制技术的48脉变压整流器 |
| CN110943628A (zh) * | 2018-09-25 | 2020-03-31 | 哈尔滨工程大学 | 应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路 |
| CN111446850A (zh) * | 2020-04-14 | 2020-07-24 | 南京航空航天大学 | 一种变压整流器的平衡电抗器优化与24脉输出设计 |
| CN114063492A (zh) * | 2021-09-30 | 2022-02-18 | 科华数据股份有限公司 | 供电系统整流模块的节能控制方法、控制装置及存储介质 |
| CN115208211A (zh) * | 2022-06-29 | 2022-10-18 | 西安电子科技大学 | 一种正向自偏置的全波整流电路 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN105871229A (zh) * | 2016-04-26 | 2016-08-17 | 哈尔滨工业大学 | 应用于并联型二极管整流器的直流侧脉波增倍电路 |
-
2017
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Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN105871229A (zh) * | 2016-04-26 | 2016-08-17 | 哈尔滨工业大学 | 应用于并联型二极管整流器的直流侧脉波增倍电路 |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| SHIYAN YANG等: "Optimum Design of Interphase Reactor With Double-Tap Changer Applied to Multipulse Diode Rectifier", 《IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS》 * |
| 孟凡刚等: "多脉波整流技术综述", 《电力自动化设备》 * |
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107332442A (zh) * | 2017-07-06 | 2017-11-07 | 哈尔滨工业大学 | 混合型原边抽头可控式平衡变换器 |
| CN107332442B (zh) * | 2017-07-06 | 2019-12-10 | 哈尔滨工业大学 | 混合型原边抽头可控式平衡变换器 |
| CN110943628A (zh) * | 2018-09-25 | 2020-03-31 | 哈尔滨工程大学 | 应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路 |
| CN110943628B (zh) * | 2018-09-25 | 2022-04-19 | 哈尔滨工程大学 | 应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路 |
| CN110138244A (zh) * | 2019-05-15 | 2019-08-16 | 南京航空航天大学 | 直流侧无源谐波抑制技术的48脉变压整流器 |
| CN110138244B (zh) * | 2019-05-15 | 2020-11-27 | 南京航空航天大学 | 直流侧无源谐波抑制技术的48脉变压整流器 |
| CN111446850A (zh) * | 2020-04-14 | 2020-07-24 | 南京航空航天大学 | 一种变压整流器的平衡电抗器优化与24脉输出设计 |
| CN111446850B (zh) * | 2020-04-14 | 2021-02-02 | 南京航空航天大学 | 一种变压整流器的平衡电抗器优化与24脉输出设计方法 |
| CN114063492A (zh) * | 2021-09-30 | 2022-02-18 | 科华数据股份有限公司 | 供电系统整流模块的节能控制方法、控制装置及存储介质 |
| CN114063492B (zh) * | 2021-09-30 | 2024-04-19 | 科华数据股份有限公司 | 供电系统整流模块的节能控制方法、控制装置及存储介质 |
| CN115208211A (zh) * | 2022-06-29 | 2022-10-18 | 西安电子科技大学 | 一种正向自偏置的全波整流电路 |
| CN115208211B (zh) * | 2022-06-29 | 2024-04-16 | 西安电子科技大学 | 一种正向自偏置的全波整流电路 |
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| Publication number | Publication date |
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