CN110943628B - 应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路 - Google Patents

应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路 Download PDF

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Abstract

应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路,属于电力电子技术领域。解决了现有脉波增倍电路结构复杂、谐波抑制能力差的问题。本发明包括带双副边绕组的平衡电抗器和两个用于增加脉数的单相整流器；带双副边绕组的平衡电抗器的原边绕组用于对来自1号整流单元和2号整流单元的瞬时输出电压进行均衡，均衡后的电能为负载进行供电；带双副边绕组的平衡电抗器的每个副边绕组输出端分别连接一个单相整流器的输入端，其中一个单相整流器的输出端串联在负载所在的回路中，另一个单相整流器的输出端并联在负载两端。本发明主要用于对网侧谐波的抑制。

Description

应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路
技术领域
本发明属于电力电子技术领域。
背景技术
二极管整流器因其结构简单、可靠性高和价格低廉等优点，被广泛用作电力电子设备与电网的接口电路，与其它整流电路相比，它是一种最为简单可靠的整流电路。但整流器件的强非线性使其向电网注入大量电流谐波，引起电网电压畸变，对电网产生严重的谐波污染。为了有效降低输入电流谐波，在大功率工业场合，增加整流器的脉波数是一种非常有效的方法。
目前增加整流器脉波数的方法主要有两种：一种是通过移相多重联结实现整流器脉波数的倍增，它通过细分移相变压器输出电压的相数，然后经整流后进行多重联结，进而实现网侧输入电流阶梯数和直流输出电压脉波数的倍增，但该方法需要成倍增加移相变压器和整流元件的个数，增加了系统的复杂性、体积和成本。
另一种采用脉波倍增平衡电抗器，即用抽头变换器或副边整流的平衡电抗器代替常规平衡电抗器，通过脉波倍增平衡电抗器中整流元件的交替导通，在直流侧形成不经负载的特定环流，并以此抵消输入电流中的低次谐波，达到增倍整流器脉波数的效果，实现对网侧谐波的抑制。
依据脉波倍增电路中整流器件是否串联在负载通路，可分为串联型和并联型。抽头变换器中抽头上的整流元件串联在负载回路，属串联型。整流电路的脉波数与抽头个数成正比，但当抽头数大于2时，抽头上的整流器件需要采用可控器件，这增加了系统控制的复杂性，降低了可靠性。带副边整流的平衡电抗器的副边整流二极管与负载回路并联，属并联型，但其仅能将整流器的脉波数增加一倍，输入电流谐波含量依然较高。
因此，如何在基本不增加整流系统复杂度的前提下，进一步提高其谐波抑制能力，降低网侧输入电流谐波含量，已成为亟需解决的问题。
发明内容
本发明为了解决现有脉波增倍电路结构复杂、谐波抑制能力差的问题，本发明提供了一种应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路。
应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路，包括带双副边绕组的平衡电抗器1和两个用于增加脉数的单相整流器；
带双副边绕组的平衡电抗器1的原边绕组用于对来自1号整流单元5和2号整流单元6的瞬时输出电压进行均衡，均衡后的电能为负载4进行供电；
带双副边绕组的平衡电抗器1的每个副边绕组输出端分别连接一个单相整流器的输入端，其中一个单相整流器的输出端串联在负载4所在的回路中，另一个单相整流器的输出端并联在负载4两端。
优选的是，带双副边绕组的平衡电抗器1的原边绕组的环流为6阶梯等宽正负对称电流，且该环流的周期为整流系统输出电压周期的六倍；所述的整流系统为移相变压器、1号整流单元5、2号整流单元6、带双副边绕组的平衡电抗器1和两个用于增加脉数的单相整流器构成的整流系统。
优选的是，1号整流单元5为单个三相半桥整流器、单个三相全桥整流器、多个三相半桥整流器或多个三相全桥整流桥构成的整流器组。
优选的是，1号整流单元5输出为等宽临界连续6电平直流电流,且该6电平直流电流的周期为整流系统输出电压周期的六倍；所述的整流系统为移相变压器、1号整流单元5、2号整流单元6、带双副边绕组的平衡电抗器1和两个用于增加脉数的单相整流器构成的整流系统。
优选的是，2号整流单元6为单个三相半桥整流器、单个三相全桥整流器、多个三相半桥整流器或多个三相全桥整流桥构成的整流器组。
优选的是，2号整流单元6输出为等宽临界连续6电平直流电流，且该6电平直流电流的周期为整流系统输出电压周期的六倍；所述的整流系统为移相变压器、1号整流单元5、2号整流单元6、带双副边绕组的平衡电抗器1和两个用于增加脉数的单相整流器构成的整流系统。本发明中带双副边绕组的平衡电抗器1和单相整流器的配合方式，具有四种优选结构，具体为：
结构一：
带双副边绕组的平衡电抗器1的两个副边绕组均为无中心抽头的副边绕组时，两个单相整流器均为单相全桥整流器。
优选的是，两个单相全桥整流器中，第一单相全桥整流器包括二极管Ds11、二极管Ds12、二极管Ds13和二极管Ds14；
二极管Ds11的阳极和二极管Ds12的阳极连接后，作为第一单相全桥整流器的负极性端K与带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组中心抽头X连接；
带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的一端与1号整流单元5的正极性输出端M连接；
带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的另一端与2号整流单元6的正极性输出端G连接；
二极管Ds11的阴极、二极管Ds13的阳极和带双副边绕组的平衡电抗器1一个副边绕组的一端同时连接；
二极管Ds12的阴极、二极管Ds14的阳极和带双副边绕组的平衡电抗器1一个副边绕组的另一端同时连接；
二极管Ds13的阴极和二极管Ds14的阴极连接后，作为第一单相全桥整流器的正极性端L与负载4的正极性端P连接；
两个单相全桥整流器中，第二单相全桥整流器包括二极管Dp11、二极管Dp12、二极管Dp13和二极管Dp14；
二极管Dp11的阴极和二极管Dp12的阴极连接后，作为第二单相全桥整流器的正极性端R和负载4的正极性端P连接；
二极管Dp11的阳极、二极管Dp13的阴极和带双副边绕组的平衡电抗器1另一个副边绕组的一端同时连接；
二极管Dp12的阳极、二极管Dp14的阴极和带双副边绕组的平衡电抗器1另一个副边绕组的另一端同时连接；
二极管Dp13的阳极和二极管Dp14的阳极连接后，作为第二单相全桥整流器的负极性端H与负载4的负极性端N、1号整流单元5的负极性输出端和2号整流单元6的负极性输出端同时连接。
原理分析1：参见图1，带双副边绕组的平衡电抗器1的原边和两个副边绕组之间的匝比经合理设计，可使串联在负载回路的单相全桥整流器和输出并联在负载两端的单相全桥整流器协调工作，进而调制流过具有带双副边绕组的平衡电抗器1的原边绕组的环流为多阶梯等宽正负对称电流，1号整流单元5和2号整流单元6输出等宽临界连续多电平直流电流，依据交直流两侧的电流关系以及1号整流单元5、2号整流单元6、串联在负载回路的单相全桥整流器和输出并联在负载两端的单相全桥整流器分别与直流侧输出电压的关系，可获得将网侧输入电流阶梯数增加3倍，同时将输出电压脉波数增加3倍的效果，实现对网侧谐波的抑制。
结构二：带双副边绕组的平衡电抗器1的两个副边绕组均为带中心抽头的副边绕组时，两个单相整流器均为单相全波整流器。
优选的是，两个单相全波整流器中，第一单相全波整流器包括二极管Ds31和二极管Ds32；
二极管Ds31的阴极和二极管Ds32的阴极连接后，作为第一单相全波整流器的正极性端L与负载4的正极性端P连接；
二极管Ds31的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器1的一个带中心抽头的副边绕组的一端连接；
二极管Ds32的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器1的一个带中心抽头的副边绕组的另一端连接；
平衡电抗器1的一个带中心抽头的副边绕组的中心抽头K与带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组中心抽头X连接；
带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的一端与1号整流单元5的正极性输出端M连接；
带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的另一端与2号整流单元6的正极性输出端G连接；
两个单相全波整流器中，第二单相全波整流器包括二极管Dp31和二极管Dp32；
二极管Dp31的阴极和二极管Dp32的阴极连接后，作为第二单相全波整流器的正极性端R与负载4的正极性端P连接；
二极管Dp31的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器1的另一个带中心抽头的副边绕组的一端连接；
二极管Dp32的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器1的另一个带中心抽头的副边绕组的另一端连接；
平衡电抗器1的另一个带中心抽头的副边绕组的中心抽头H与负载4的负极性端N、1号整流单元5的负极性输出端和2号整流单元6的负极性输出端同时连接。原理分析3：参见图6，带双副边绕组的平衡电抗器1的原边和两个副边绕组之间的匝比经合理设计，可使串联在负载回路的单相全桥整流器和输出并联在负载两端的单相全波整流器协调工作，进而调制流过具有双副边绕组的平衡电抗器平衡电抗器1的原边绕组的环流为多阶梯等宽正负对称电流，1号整流单元5和2号整流单元6的输出为等宽临界连续多电平直流电流，然后依据交直流两侧的电流关系以及1号整流单元5、2号整流单元6、串联在负载回路的单相全桥整流器和输出并联在负载两端的单相全波整流器分别与直流侧输出电压的关系，可获得将网侧输入电流阶梯数增加3倍，同时将输出电压脉波数增加3倍的效果，实现对网侧谐波的抑制。
结构三：与一个单相整流器连接的带双副边绕组的平衡电抗器1的副边绕组为无中心抽头的副边绕组时，该副边绕组连接的一个单相整流器为单相全桥整流器；
与另一个单相整流器连接的带双副边绕组的平衡电抗器1的副边绕组为带中心抽头的副边绕组时，该副边绕组连接的另一个单相整流器为单相全波整流器。
优选的是，单相全桥整流器包括二极管Ds21、二极管Ds22、二极管Ds23和二极管Ds24；
二极管Ds21的阳极和二极管Ds22的阳极连接后，作为单相全桥整流器的负极性端K与带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组中心抽头X连接；
二极管Ds21的阴极、二极管Ds23的阳极和带双副边绕组的平衡电抗器1一个无中心抽头的副边绕组的一端同时连接；
二极管Ds22的阴极、二极管Ds24的阳极和带双副边绕组的平衡电抗器1一个无中心抽头的副边绕组的另一端同时连接；
二极管Ds23的阴极和二极管Ds24的阴极连接后，作为单相全桥整流器的正极性端L与负载4的正极性端P连接；
单相全波整流器包括二极管Dp21和二极管Dp22；
二极管Dp21的阴极和二极管Dp22的阴极连接后，作为单相全波整流器的正极性端R与负载4的正极性端P连接；
二极管Dp21的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器1的一个带中心抽头的副边绕组的一端连接；
二极管Dp22的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器1的一个带中心抽头的副边绕组的另一端连接；
带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的一端与1号整流单元5的正极性输出端M连接；
带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的另一端与2号整流单元6的正极性输出端G连接；
带双副边绕组的平衡电抗器1的一个带中心抽头的副边绕组的中心抽头H与负载4的负极性端N、1号整流单元5的负极性输出端和2号整流单元6的负极性输出端同时连接。
原理分析2：参见图11，带双副边绕组的平衡电抗器1的原边和两个副边绕组之间的匝比经合理设计，可使串联在负载回路的第一单相全波整流器和输出并联在负载两端的第二单相全波整流器协调工作，进而调制流过具有双副边绕组的平衡电抗器1的原边绕组的环流为多阶梯等宽正负对称电流，1号整流单元5和2号整流单元6的输出为等宽临界连续多电平直流电流，然后依据交直流两侧的电流关系以及1号整流单元5、2号整流单元6、串联在负载回路的第一单相全波整流器和输出并联在负载两端的第二单相全波整流器分别与直流侧输出电压的关系，可获得将网侧输入电流阶梯数增加3倍，同时将输出电压脉波数增加3倍的效果，实现对网侧谐波的抑制。
结构四：与一个单相整流器连接的带双副边绕组的平衡电抗器1的副边绕组为带中心抽头的副边绕组时，该副边绕组连接的一个单相整流器为单相全波整流器；
与另一个单相整流器连接的带双副边绕组的平衡电抗器1的副边绕组为无中心抽头的副边绕组时，该副边绕组连接的另一个单相整流器为单相全桥整流器。
优选的是，单相全波整流器包括二极管Ds41和二极管Ds42；
二极管Ds41的阴极和二极管Ds42的阴极连接后，作为单相全波整流器的正极性端L与负载4的正极性端P连接；
二极管Ds41的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器1的一个带中心抽头的副边绕组的一端连接；
二极管Ds42的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器1的一个带中心抽头的副边绕组的另一端连接；
带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的一端与1号整流单元5的正极性输出端M连接；
带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的另一端与2号整流单元6的正极性输出端G连接；
带双副边绕组的平衡电抗器1的一个带中心抽头的副边绕组的中心抽头K与带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组中心抽头X连接；
单相全桥整流器包括二极管Dp41、二极管Dp42、二极管Dp43和二极管Dp44；
二极管Dp41的阴极和二极管Dp42的阴极连接后，作为单相全桥整流器的正极性端R与负载4的正极性端P连接；
二极管Dp41的阳极、二极管Dp43的阴极和带双副边绕组的平衡电抗器1的一个无中心抽头的副边绕组的一端同时连接；
二极管Dp42的阳极、二极管Dp44的阴极和带双副边绕组的平衡电抗器1的一个无中心抽头的副边绕组的另一端同时连接；
二极管Dp43的阳极和二极管Dp44的阳极连接后，作为单相全桥整流器的负极性端H与负载4的负极性端N、1号整流单元5的负极性输出端和2号整流单元6的负极性输出端同时连接。
原理分析4：参见图16，带双副边绕组的平衡电抗器1的原边和两个副边绕组之间的匝比经合理设计，可使串联在负载回路的单相全波整流器和输出并联在负载两端的单相全桥整流器协调工作，进而调制流过具有双副边绕组的平衡电抗器1的原边绕组的环流为多阶梯等宽正负对称电流，1号整流单元5和2号整流单元6的输出为等宽临界连续多电平直流电流，然后依据交直流两侧的电流关系以及1号整流单元5、2号整流单元6、串联在负载回路的单相全波整流器和输出并联在负载两端的单相全桥整流器分别与直流侧输出电压的关系，可获得将网侧输入电流阶梯数增加3倍，同时将输出电压脉波数增加3倍的效果，实现对网侧谐波的抑制。
本发明带来的有益效果是：
本发明所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路，通过为平衡电抗器增加两个副边绕组和两个单相整流器，并将两个单相整流器分别串联和并联在负载回路，可达到将整流器的脉波数增加三倍的效果。本发明在不增加可控器件及其相应驱动电路的前提下，可进一步提高了整流器的脉波数，降低了整流器的输入电流谐波和输出电压纹波，具有电路结构简单，易于实现和成本低廉等优点。
本发明与现有技术相比具有以下优点：
(1)与常规多脉波整流技术相比，该发明仅需在带双副边绕组的平衡电抗器的两个副边绕组的输出分别连结一个单相整流器，即可实现将整流器脉波数倍增3倍的效果，该电路具有电路结构简单，易于实现，元件数量少和成本低廉的优点。
(2)与现有基于抽头变换器的脉波倍增方法相比，本发明只需合理设计带双副边绕组的平衡电抗器中原边绕组与副边绕组的匝比，即可实现3倍倍增整流器脉波数的效果，无需采用可控器件和对应的驱动电路，电路结构简单，可靠性高。
(3)与现有基于副边整流的脉波倍增平衡电抗器相比，本发明所述的具有双副边绕组的串并复合型脉波倍增平衡电抗器可实现3倍倍增整流器脉波数的作用，可进一步降低整流器的输入电流谐波和输出电压纹波。
附图说明
图1为优选实施例1-1所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路的结构示意图；
图2为优选实施例1-1所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路工作于模式Ⅰ时的电流回路示意图；
图3为优选实施例1-1所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路工作于模式Ⅱ时的电流回路示意图；
图4为优选实施例1-1所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路工作于模式Ⅲ时的电流回路示意图；
图5为优选实施例1-1所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路工作于模式Ⅳ时的电流回路示意图；
图6为优选实施例1-3所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路的结构示意图；
图7为优选实施例1-3所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路工作于模式Ⅰ时的电流回路示意图；
图8为优选实施例1-3所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路工作于模式Ⅱ时的电流回路示意图；
图9为优选实施例1-3所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路工作于模式Ⅲ时的电流回路示意图；
图10为优选实施例1-3所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路工作于模式Ⅳ时的电流回路示意图；
图11为优选实施例1-2所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路的结构示意图；
图12为优选实施例1-2所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路工作于模式Ⅰ时的电流回路示意图；
图13为优选实施例1-2所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路工作于模式Ⅱ时的电流回路示意图；
图14为优选实施例1-2所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路工作于模式Ⅲ时的电流回路示意图；
图15为优选实施例1-2所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路工作于模式Ⅳ时的电流回路示意图；
图16为优选实施例1-4所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路的结构示意图；
图17为优选实施例1-4所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路工作于模式Ⅰ时的电流回路示意图；
图18为优选实施例1-4所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路工作于模式Ⅱ时的电流回路示意图；
图19为优选实施例1-4所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路工作于模式Ⅲ时的电流回路示意图；
图20为优选实施例1-4所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路工作于模式Ⅳ时的电流回路示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
下面结合附图1至图20和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。
实施例1：
结合图1、图6、图11和图16来说明本实施例，本实施例所述
应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路，
包括带双副边绕组的平衡电抗器1；
带双副边绕组的平衡电抗器1的原边绕组用于对来自1号整流单元5和2号整流单元6的瞬时输出电压进行均衡，均衡后的电能为负载4进行供电；
还包括两个用于增加脉数的单相整流器；
带双副边绕组的平衡电抗器1的每个副边绕组输出端分别连接一个单相整流器的输入端，其中一个单相整流器的输出端串联在负载4所在的回路中，另一个单相整流器的输出端并联在负载4两端。
参见图1、图6、图11和图16说明本实施例，本实施例1中带双副边绕组的平衡电抗器1的优选实施例为：
带双副边绕组的平衡电抗器1的原边绕组的环流为6阶梯等宽正负对称电流，且该环流的周期为整流系统输出电压周期的六倍；所述的整流系统为移相变压器、1号整流单元5、2号整流单元6、带双副边绕组的平衡电抗器1和两个用于增加脉数的单相整流器构成的整流系统。
参见图1、图6、图11和图16说明本实施例，本实施例1中1号整流单元5的优选实施例为：
1号整流单元5为单个三相半桥整流器、单个三相全桥整流器、多个三相半桥整流器或多个三相全桥整流桥构成的整流器组。
1号整流单元5输出为等宽临界连续6电平直流电流，且该6电平直流电流的周期为整流系统输出电压周期的六倍；所述的整流系统为移相变压器、1号整流单元5、2号整流单元6、带双副边绕组的平衡电抗器1和两个用于增加脉数的单相整流器构成的整流系统。
参见图1、图6、图11和图16说明本实施例，本实施例1中2号整流单元6的优选实施例为：
2号整流单元6为单个三相半桥整流器、单个三相全桥整流器、多个三相半桥整流器或多个三相全桥整流桥构成的整流器组。
2号整流单元6输出为等宽临界连续6电平直流电流，且该6电平直流电流的周期为整流系统输出电压周期的六倍；所述的整流系统为移相变压器、1号整流单元5、2号整流单元6、带双副边绕组的平衡电抗器1和两个用于增加脉数的单相整流器构成的整流系统。
本实施例1中带双副边绕组的平衡电抗器1和单相整流器的配合方式，具有四种优选实施例分别为优选实施例1-1、优选实施例1-2、优选实施例1-3和优选实施例1-4：
优选实施例1-1：
参见图1说明本实施例，本实施例1中带双副边绕组的平衡电抗器1和单相整流器配合方式的优选实施例1-1为：
带双副边绕组的平衡电抗器1的两个副边绕组均为无中心抽头的副边绕组时，两个单相整流器均为单相全桥整流器。
本发明仅需在具有带双副边绕组的平衡电抗器1的两个副边绕组的输出分别连接一个单相全桥整流器，即可实现将整流器脉波数倍增3倍的效果，该电路具有电路结构简单，易于实现，元件数量少和成本低廉的优点。
参见图1说明优选实施例1-1，优选实施例1-1中两个单相全桥整流器的优选方式为：
两个单相全桥整流器中，第一单相全桥整流器包括二极管Ds11、二极管Ds12、二极管Ds13和二极管Ds14；
二极管Ds11的阳极和二极管Ds12的阳极连接后，作为第一单相全桥整流器的负极性端K与带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组中心抽头X连接；
带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的一端与1号整流单元5的正极性输出端M连接；
带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的另一端与2号整流单元6的正极性输出端G连接；
二极管Ds11的阴极、二极管Ds13的阳极和带双副边绕组的平衡电抗器1一个副边绕组的一端同时连接；
二极管Ds12的阴极、二极管Ds14的阳极和带双副边绕组的平衡电抗器1一个副边绕组的另一端同时连接；
二极管Ds13的阴极和二极管Ds14的阴极连接后，作为第一单相全桥整流器的正极性端L与负载4的正极性端P连接；
两个单相全桥整流器中，第二单相全桥整流器包括二极管Dp11、二极管Dp12、二极管Dp13和二极管Dp14；
二极管Dp11的阴极和二极管Dp12的阴极连接后，作为第二单相全桥整流器的正极性端R和负载4的正极性端P连接；
二极管Dp11的阳极、二极管Dp13的阴极和带双副边绕组的平衡电抗器1另一个副边绕组的一端同时连接；
二极管Dp12的阳极、二极管Dp14的阴极和带双副边绕组的平衡电抗器1另一个副边绕组的另一端同时连接；
二极管Dp13的阳极和二极管Dp14的阳极连接后，作为第二单相全桥整流器的负极性端H与负载4的负极性端N、1号整流单元5的负极性输出端和2号整流单元6的负极性输出端同时连接。
本实施例1-1所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路具有四种工作模式：
工作模式Ⅰ：参见图2，由于输出并联在负载两端的第二单相全桥整流器的输入电压up小于负载4两端电压，输出并联在负载两端的第二单相全桥整流器中的二极管Dp11、二极管Dp12、二极管Dp13和二极管Dp14均反偏，流过它们的电流均为零，输出并联在负载两端的第二单相全桥整流器的输出电流ip为零；1号整流单元5的输出电压ud1大于2号整流单元6的输出电压ud2，带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的电压ux大于零，串联在负载回路的第一单相全桥整流器的输入电压us大于零，串联在负载回路的第一单相全桥整流器中的二极管Ds11和二极管Ds14导通，流过它们的电流均为io，整流器经过串联在负载回路的二极管Ds11和二极管Ds14为负载供电。
工作模式Ⅱ：参见图3，由于输出并联在负载两端的第二单相全桥整流器的输入电压-up小于负载4两端电压，输出并联在负载两端的第二单相全桥整流器中的二极管Dp11、二极管Dp12、二极管Dp13和二极管Dp14均反偏，流过它们的电流均为零，输出并联在负载两端的第二单相全桥整流器的输出电流ip为零；1号整流单元5的输出电压ud1小于2号整流单元6的输出电压ud2，带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的电压ux小于零，串联在负载回路的第一单相全桥整流器的输入电压us小于零，串联在负载回路的第一单相全桥整流器中的二极管Ds12和二极管Ds13导通，流过它们的电流均为io，整流器经过串联在负载回路的二极管Ds12和二极管Ds13为负载供电。
工作模式Ⅲ：参见图4，在该模式下，由于输出并联在负载两端的第二单相全桥整流器的输入电压up大于负载4两端电压，输出并联在负载两端的第二单相全桥整流器中的二极管Dp12和二极管Dp13导通，流过它们的电流均为ip，输出并联在负载两端的第二单相全桥整流器的输出电流为ip；1号整流单元5的输出电压ud1大于2号整流单元6的输出电压ud2，带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的电压ux大于零，串联在负载回路的第一单相全桥整流器的输入电压us大于零，串联在负载回路的第一单相全桥整流器中的二极管Ds11和二极管Ds14导通，流过它们的电流均为io，整流器通过串联在负载回路的二极管Ds11和二极管Ds14和输出并联在负载两端的第二单相全桥整流器中的二极管Dp12和二极管Dp13一起为负载供电。
工作模式Ⅳ：参见图4，在该模式下，由于输出并联在负载两端的第二单相全桥整流器的输入电压-up大于负载4两端电压，输出并联在负载两端的第二单相全桥整流器中的二极管Dp11和二极管Dp14导通，流过它们的电流均为ip，输出并联在负载两端的单相整流器的输出电流为ip；1号整流单元5的输出电压ud1小于2号整流单元6的输出电压ud2，带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的电压ux小于零，串联在负载回路的第一单相全桥整流器的输入电压us小于零，串联在负载回路的第一单相全桥整流器中的二极管Ds12和二极管Ds13导通，流过它们的电流均为io，整流器通过串联在负载回路的二极管Ds12和二极管Ds13和输出并联在负载两端的第二单相全桥整流器中的二极管Dp11和二极管Dp14一起为负载供电。
优选实施例1-2：
参见图11说明本实施例，本实施例1中带双副边绕组的平衡电抗器1和单相整流器配合方式的优选实施例1-2为：
带双副边绕组的平衡电抗器1的两个副边绕组均为带中心抽头的副边绕组时，两个单相整流器均为单相全波整流器。
本发明仅需在具有带双副边绕组的平衡电抗器1的两个副边绕组的输出分别连接一个单相全波整流器，即可实现将整流器脉波数倍增3倍的效果，该电路具有电路结构简单，易于实现，元件数量少和成本低廉的优点。
参见图11说明优选实施例1-2，优选实施例1-2中两个单相全波整流器的优选方式为：
两个单相全波整流器中，第一单相全波整流器包括二极管Ds31和二极管Ds32；
二极管Ds31的阴极和二极管Ds32的阴极连接后，作为第一单相全波整流器的正极性端L与负载4的正极性端P连接；
二极管Ds31的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器1的一个带中心抽头的副边绕组的一端连接；
二极管Ds32的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器1的一个带中心抽头的副边绕组的另一端连接；
平衡电抗器1的一个带中心抽头的副边绕组的中心抽头K与带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组中心抽头X连接；
带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的一端与1号整流单元5的正极性输出端M连接；
带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的另一端与2号整流单元6的正极性输出端G连接；
两个单相全波整流器中，第二单相全波整流器包括二极管Dp31和二极管Dp32；
二极管Dp31的阴极和二极管Dp32的阴极连接后，作为第二单相全波整流器的正极性端R与负载4的正极性端P连接；
二极管Dp31的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器1的另一个带中心抽头的副边绕组的一端连接；
二极管Dp32的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器1的另一个带中心抽头的副边绕组的另一端连接；
平衡电抗器1的另一个带中心抽头的副边绕组的中心抽头H与负载4的负极性端N、1号整流单元5的负极性输出端和2号整流单元6的负极性输出端同时连接。
本实施例1-2所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路具有四种工作模式：
工作模式Ⅰ：参见图12，由于输出并联在负载两端的第二单相全波整流器的输入电压up小于负载4两端电压，输出并联在负载两端的第二单相全波整流器中的二极管Dp31和二极管Dp32均反偏，流过它的电流均为零，输出并联在负载两端的第二单相全波整流器的输出电流ip为零；1号整流单元5的输出电压ud1大于2号整流单元6的输出电压ud2，具有双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的电压ux大于零，串联在负载回路的第一单相全波整流器的输入电压us大于零，串联在负载回路的第一单相全波整流器中的二极管Ds31导通，流过它们的电流均为io，整流器经过串联在负载回路的二极管Ds31为负载供电。
工作模式Ⅱ：参见图13，由于输出并联在负载两端的第二单相全波整流器的输入电压-up小于负载4两端电压，输出并联在负载两端的第二单相全波整流器中的二极管Dp31和二极管Dp32均反偏，流过它的电流均为零，输出并联在负载两端的第二单相全波整流器的输出电流ip为零；1号整流单元5的输出电压ud1小于2号整流单元6的输出电压ud2，具有双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的电压ux小于零，串联在负载回路的第一单相全波整流器的输入电压us小于零，串联在负载回路的单相全桥整流器中的二极管Ds32导通，流过它们的电流均为io，整流器经过串联在负载回路的二极管Ds32为负载供电。
工作模式Ⅲ：参见图14，在该模式下，由于输出并联在负载两端的第二单相全波整流器的输入电压up大于负载4两端电压，输出并联在负载两端的第二单相全波整流器中的二极管Dp31导通，流过它们的电流均为ip，输出并联在负载两端的第二单相全波整流器的输出电流为ip；1号整流单元5的输出电压ud1大于2号整流单元6的输出电压ud2，带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的电压ux大于零，串联在负载回路的第一单相全波整流器的输入电压us大于零，串联在负载回路的单相全桥整流器中的二极管Ds31导通，流过它们的电流均为io，整流器通过串联在负载回路的二极管Dp31和输出并联在负载两端的第二单相全波整流器中的二极管Ds31一起为负载供电。
工作模式Ⅳ：参见图15，在该模式下，由于输出并联在负载两端的第二单相全波整流器的输入电压-up大于负载4两端电压，输出并联在负载两端的第二单相全波整流器中的二极管Dp32导通，流过它们的电流均为ip，输出并联在负载两端的第二单相全波整流器的输出电流为ip；1号整流单元5的输出电压ud1小于2号整流单元6的输出电压ud2，带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的电压ux小于零，串联在负载回路的第一单相全波整流器的输入电压us小于零，串联在负载回路的第一单相全波整流器中的二极管Ds32导通，流过它们的电流均为io，整流器通过串联在负载回路的二极管Ds32和输出并联在负载两端的单相全桥整流器中的二极管Dp32一起为负载供电。
优选实施例1-3：
参见图6说明本实施例，本实施例1中带双副边绕组的平衡电抗器1和单相整流器配合方式的优选实施例1-3为：
与一个单相整流器2连接的带双副边绕组的平衡电抗器1的副边绕组为无中心抽头的副边绕组时，该副边绕组连接的一个单相整流器2为单相全桥整流器；
与另一个单相整流器3连接的带双副边绕组的平衡电抗器1的副边绕组为带中心抽头的副边绕组时，该副边绕组连接的另一个单相整流器3为单相全波整流器。
本发明仅需在具有双副边绕组的平衡电抗器的两个副边绕组中分别增加一个单相全桥整流器和一个单相全波整流器，即可将整流器的脉波数增加3倍，本发明与现有技术相比，本发明具有电路结构简单，易于实现，成本低廉和可靠性高等优点。
参见图6说明优选实施例1-3，优选实施例1-3中单相全桥整流器和单相全波整流器的优选方式为：
单相全桥整流器包括二极管Ds21、二极管Ds22、二极管Ds23和二极管Ds24；
二极管Ds21的阳极和二极管Ds22的阳极连接后，作为单相全桥整流器的负极性端K与带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组中心抽头X连接；
二极管Ds21的阴极、二极管Ds23的阳极和带双副边绕组的平衡电抗器1一个无中心抽头的副边绕组的一端同时连接；
二极管Ds22的阴极、二极管Ds24的阳极和带双副边绕组的平衡电抗器1一个无中心抽头的副边绕组的另一端同时连接；
二极管Ds23的阴极和二极管Ds24的阴极连接后，作为单相全桥整流器的正极性端L与负载4的正极性端P连接；
单相全波整流器包括二极管Dp21和二极管Dp22；
二极管Dp21的阴极和二极管Dp22的阴极连接后，作为单相全波整流器的正极性端R与负载4的正极性端P连接；
二极管Dp21的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器1的一个带中心抽头的副边绕组的一端连接；
二极管Dp22的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器1的一个带中心抽头的副边绕组的另一端连接；
带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的一端与1号整流单元5的正极性输出端M连接；
带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的另一端与2号整流单元6的正极性输出端G连接；
带双副边绕组的平衡电抗器1的一个带中心抽头的副边绕组的中心抽头H与负载4的负极性端N、1号整流单元5的负极性输出端和2号整流单元6的负极性输出端同时连接。
本实施例1-3所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路具有四种工作模式：
工作模式Ⅰ：参见图7，由于输出并联在负载两端的单相全波整流器的输入电压up小于负载4两端电压，输出并联在负载两端的单相全波整流器中的二极管Dp21和二极管Dp22均反偏，流过它的电流均为零，输出并联在负载两端的单相全波整流器的输出电流ip为零；1号整流单元5的输出电压ud1大于2号整流单元6的输出电压ud2，具有双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的电压ux大于零，串联在负载回路的单相全桥整流器的输入电压us大于零，串联在负载回路的单相全桥整流器中的二极管Ds21和二极管Ds24导通，流过它们的电流均为io，整流器经过串联在负载回路的二极管Ds21和二极管Ds24为负载供电。
工作模式Ⅱ：参见图8，由于输出并联在负载两端的单相全波整流器的输入电压-up小于负载4两端电压，输出并联在负载两端的单相全波整流器中的二极管Dp21和二极管Dp22均反偏，流过它的电流均为零，输出并联在负载两端的单相全波整流器的输出电流ip为零；1号整流单元5的输出电压ud1小于2号整流单元6的输出电压ud2，带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的电压ux小于零，串联在负载回路的单相全桥整流器的输入电压us小于零，串联在负载回路的单相全桥整流器中的二极管Ds22和二极管Ds23导通，流过它们的电流均为io，整流器经过串联在负载回路的二极管Ds22和二极管Ds23为负载供电。
工作模式Ⅲ：参见图9，在该模式下，由于输出并联在负载两端的单相全波整流器的输入电压up大于负载4两端电压，输出并联在负载两端的单相全波整流器中的二极管Dp21导通，流过它们的电流均为ip，输出并联在负载两端的单相全波整流器的输出电流为ip；1号整流单元5的输出电压ud1大于2号整流单元6的输出电压ud2，具有双副边绕组的串并复合型脉波倍增平衡电抗器原边绕组的电压ux大于零，串联在负载回路的单相全桥整流器的输入电压us大于零，串联在负载回路的单相全桥整流器中的二极管Ds21和二极管Ds24导通，流过它们的电流均为io，整流器通过串联在负载回路的二极管Ds21和二极管Ds24和输出并联在负载两端的单相全桥整流器中的二极管Dp21一起为负载供电。
工作模式Ⅳ：参见图10，在该模式下，由于输出并联在负载两端的单相全波整流器的输入电压-up大于负载4两端电压，输出并联在负载两端的单相全波整流器中的二极管Dp22导通，流过它们的电流均为ip，输出并联在负载两端的单相全波整流器的输出电流为ip；1号整流单元5的输出电压ud1小于2号整流单元6的输出电压ud2，带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的电压ux小于零，串联在负载回路的单相全波整流器的输入电压us小于零，串联在负载回路的单相全桥整流器中的二极管Ds22和二极管Ds23导通，流过它们的电流均为io，整流器通过串联在负载回路的二极管Ds22和二极管Ds23和输出并联在负载两端的单相全桥整流器中的二极管Dp22一起为负载供电。
优选实施例1-4：
参见图16说明本实施例，实施例1中带双副边绕组的平衡电抗器1和单相整流器配合方式的优选实施例1-4为：
与一个单相整流器2连接的带双副边绕组的平衡电抗器1的副边绕组为带中心抽头的副边绕组时，该副边绕组连接的一个单相整流器2为单相全波整流器；
与另一个单相整流器3连接的带双副边绕组的平衡电抗器1的副边绕组为无中心抽头的副边绕组时，该副边绕组连接的另一个单相整流器3为单相全桥整流器。
本发明仅需在具有双副边绕组的平衡电抗器的两个副边绕组中分别增加一个单相全波整流器和一个单相全桥整流器，即可将整流器的脉波数增加3倍，本发明与现有技术相比，本发明具有电路结构简单，易于实现，成本低廉和可靠性高等优点。
参见图16说明优选实施例1-4，优选实施例1-4中单相全桥整流器和单相全波整流器的优选方式为：
单相全波整流器包括二极管Ds41和二极管Ds42；
二极管Ds41的阴极和二极管Ds42的阴极连接后，作为单相全波整流器的正极性端L与负载4的正极性端P连接；
二极管Ds41的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器1的一个带中心抽头的副边绕组的一端连接；
二极管Ds42的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器1的一个带中心抽头的副边绕组的另一端连接；
带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的一端与1号整流单元5的正极性输出端M连接；
带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的另一端与2号整流单元6的正极性输出端G连接；
带双副边绕组的平衡电抗器1的一个带中心抽头的副边绕组的中心抽头K与带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组中心抽头X连接；
单相全桥整流器包括二极管Dp41、二极管Dp42、二极管Dp43和二极管Dp44；
二极管Dp41的阴极和二极管Dp42的阴极连接后，作为单相全桥整流器的正极性端R与负载4的正极性端P连接；
二极管Dp41的阳极、二极管Dp43的阴极和带双副边绕组的平衡电抗器1的一个无中心抽头的副边绕组的一端同时连接；
二极管Dp42的阳极、二极管Dp44的阴极和带双副边绕组的平衡电抗器1的一个无中心抽头的副边绕组的另一端同时连接；
二极管Dp43的阳极和二极管Dp44的阳极连接后，作为单相全桥整流器的负极性端H与负载4的负极性端N、1号整流单元5的负极性输出端和2号整流单元6的负极性输出端同时连接。
本实施例1-4所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路具有四种工作模式：
工作模式Ⅰ：参见图17，由于输出并联在负载两端的单相全桥整流器的输入电压up小于负载4两端电压，输出并联在负载两端的单相全桥整流器中的二极管Dp41、二极管Dp42、二极管Dp43和二极管Dp44均反偏，流过它们的电流均为零，输出并联在负载两端的单相全波整流器的输出电流ip为零；1号整流单元5的输出电压ud1大于2号整流单元6的输出电压ud2，带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的电压ux大于零，串联在负载回路的单相全波整流器的输入电压us大于零，串联在负载回路的单相全波整流器中的二极管Ds41导通，流过它们的电流均为io，整流器经过串联在负载回路的二极管Ds41为负载供电。
工作模式Ⅱ：参见图18，由于输出并联在负载两端的单相全桥整流器的输入电压-up小于负载4两端电压，输出并联在负载两端的单相全桥整流器中的二极管Dp41、二极管Dp42、二极管Dp43和二极管Dp44均反偏，流过它们的电流均为零，输出并联在负载两端的单相全桥整流器的输出电流ip为零；1号整流单元5的输出电压ud1小于2号整流单元6的输出电压ud2，带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的电压ux小于零，串联在负载回路的单相全波整流器的输入电压us小于零，串联在负载回路的单相全波整流器中的二极管Ds42导通，流过它们的电流均为io，整流器经过串联在负载回路的二极管Ds42为负载供电。
工作模式Ⅲ：参见图19，在该模式下，由于输出并联在负载两端的单相全桥整流器的输入电压up大于负载4两端电压，输出并联在负载两端的单相全桥整流器中的二极管Dp42和二极管Dp43导通，流过它们的电流均为ip，输出并联在负载两端的单相全桥整流器的输出电流为ip；1号整流单元5的输出电压ud1大于2号整流单元6的输出电压ud2，带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的电压ux大于零，串联在负载回路的单相全波整流器的输入电压us大于零，串联在负载回路的单相全波整流器中的二极管Ds41导通，流过它们的电流均为io，整流器通过串联在负载回路的二极管Ds41和输出并联在负载两端的单相全桥整流器中的二极管Dp42和二极管Dp43一起为负载供电。
工作模式Ⅳ：参见图20，在该模式下，在该模式下，由于输出并联在负载两端的单相全桥整流器的输入电压-up大于负载4两端电压，输出并联在负载两端的单相全桥整流器中的二极管Dp41和二极管Dp44导通，流过它们的电流均为ip，输出并联在负载两端的单相全桥整流器的输出电流为ip；1号整流单元5的输出电压ud1小于2号整流单元6的输出电压ud2，带双副边绕组的平衡电抗器1原边绕组的电压ux小于零，串联在负载回路的单相全波整流器的输入电压us小于零，串联在负载回路的单相全波整流器中的二极管Ds42导通，流过它们的电流均为io，整流器通过串联在负载回路的二极管Ds42和输出并联在负载两端的单相全桥整流器中的Dp41二极管和二极管Dp44一起为负载供电。
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其它的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其它所述实施例。

Claims (9)

1.应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路，包括带双副边绕组的平衡电抗器(1)；
带双副边绕组的平衡电抗器(1)的原边绕组用于对来自1号整流单元(5)和2号整流单元(6)的瞬时输出电压进行均衡，均衡后的电能为负载(4)进行供电；
其特征在于，还包括两个用于增加脉数的单相整流器；
带双副边绕组的平衡电抗器(1)的每个副边绕组输出端分别连接一个单相整流器的输入端，其中一个单相整流器的输出端串联在负载(4)所在的回路中，另一个单相整流器的输出端并联在负载(4)两端；
带双副边绕组的平衡电抗器(1)的原边绕组的环流为6阶梯等宽正负对称电流，且该环流的周期为整流系统输出电压周期的六倍。
2.根据权利要求1所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路，其特征在于，
带双副边绕组的平衡电抗器(1)的两个副边绕组均为无中心抽头的副边绕组时，两个单相整流器均为单相全桥整流器。
3.根据权利要求1所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路，其特征在于，
带双副边绕组的平衡电抗器(1)的两个副边绕组均为带中心抽头的副边绕组时，两个单相整流器均为单相全波整流器。
4.根据权利要求1所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路，其特征在于，
与一个单相整流器连接的带双副边绕组的平衡电抗器(1)的副边绕组为无中心抽头的副边绕组时，该副边绕组连接的一个单相整流器为单相全桥整流器；
与另一个单相整流器连接的带双副边绕组的平衡电抗器(1)的副边绕组为带中心抽头的副边绕组时，该副边绕组连接的另一个单相整流器为单相全波整流器。
5.根据权利要求1所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路，其特征在于，
与一个单相整流器连接的带双副边绕组的平衡电抗器(1)的副边绕组为带中心抽头的副边绕组时，该副边绕组连接的一个单相整流器为单相全波整流器；
与另一个单相整流器连接的带双副边绕组的平衡电抗器(1)的副边绕组为无中心抽头的副边绕组时，该副边绕组连接的另一个单相整流器为单相全桥整流器。
6.根据权利要求2所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路，其特征在于，
两个单相全桥整流器中，第一单相全桥整流器包括二极管Ds11、二极管Ds12、二极管Ds13和二极管Ds14；
二极管Ds11的阳极和二极管Ds12的阳极连接后，作为第一单相全桥整流器的负极性端K与带双副边绕组的平衡电抗器(1)原边绕组中心抽头X连接；
带双副边绕组的平衡电抗器(1)原边绕组的一端与1号整流单元(5)的正极性输出端M连接；
带双副边绕组的平衡电抗器(1)原边绕组的另一端与2号整流单元(6)的正极性输出端G连接；
二极管Ds11的阴极、二极管Ds13的阳极和带双副边绕组的平衡电抗器(1)一个副边绕组的一端同时连接；
二极管Ds12的阴极、二极管Ds14的阳极和带双副边绕组的平衡电抗器(1)一个副边绕组的另一端同时连接；
二极管Ds13的阴极和二极管Ds14的阴极连接后，作为第一单相全桥整流器的正极性端L与负载(4)的正极性端P连接；
两个单相全桥整流器中，第二单相全桥整流器包括二极管Dp11、二极管Dp12、二极管Dp13和二极管Dp14；
二极管Dp11的阴极和二极管Dp12的阴极连接后，作为第二单相全桥整流器的正极性端R和负载(4)的正极性端P连接；
二极管Dp11的阳极、二极管Dp13的阴极和带双副边绕组的平衡电抗器(1)另一个副边绕组的一端同时连接；
二极管Dp12的阳极、二极管Dp14的阴极和带双副边绕组的平衡电抗器(1)另一个副边绕组的另一端同时连接；
二极管Dp13的阳极和二极管Dp14的阳极连接后，作为第二单相全桥整流器的负极性端H与负载(4)的负极性端N、1号整流单元(5)的负极性输出端和2号整流单元(6)的负极性输出端同时连接。
7.根据权利要求3所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路，其特征在于，
两个单相全波整流器中，第一单相全波整流器包括二极管Ds31和二极管Ds32；
二极管Ds31的阴极和二极管Ds32的阴极连接后，作为第一单相全波整流器的正极性端L与负载(4)的正极性端P连接；
二极管Ds31的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器(1)的一个带中心抽头的副边绕组的一端连接；
二极管Ds32的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器(1)的一个带中心抽头的副边绕组的另一端连接；
平衡电抗器(1)的一个带中心抽头的副边绕组的中心抽头K与带双副边绕组的平衡电抗器(1)原边绕组中心抽头X连接；
带双副边绕组的平衡电抗器(1)原边绕组的一端与1号整流单元(5)的正极性输出端M连接；
带双副边绕组的平衡电抗器(1)原边绕组的另一端与2号整流单元(6)的正极性输出端G连接；
两个单相全波整流器中，第二单相全波整流器包括二极管Dp31和二极管Dp32；
二极管Dp31的阴极和二极管Dp32的阴极连接后，作为第二单相全波整流器的正极性端R与负载(4)的正极性端P连接；
二极管Dp31的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器(1)的另一个带中心抽头的副边绕组的一端连接；
二极管Dp32的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器(1)的另一个带中心抽头的副边绕组的另一端连接；
平衡电抗器(1)的另一个带中心抽头的副边绕组的中心抽头H与负载(4)的负极性端N、1号整流单元(5)的负极性输出端和2号整流单元(6)的负极性输出端同时连接。
8.根据权利要求4所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路，其特征在于，
单相全桥整流器包括二极管Ds21、二极管Ds22、二极管Ds23和二极管Ds24；
二极管Ds21的阳极和二极管Ds22的阳极连接后，作为单相全桥整流器的负极性端K与带双副边绕组的平衡电抗器(1)原边绕组中心抽头X连接；
二极管Ds21的阴极、二极管Ds23的阳极和带双副边绕组的平衡电抗器(1)一个无中心抽头的副边绕组的一端同时连接；
二极管Ds22的阴极、二极管Ds24的阳极和带双副边绕组的平衡电抗器(1)一个无中心抽头的副边绕组的另一端同时连接；
二极管Ds23的阴极和二极管Ds24的阴极连接后，作为单相全桥整流器的正极性端L与负载(4)的正极性端P连接；
单相全波整流器包括二极管Dp21和二极管Dp22；
二极管Dp21的阴极和二极管Dp22的阴极连接后，作为单相全波整流器的正极性端R与负载(4)的正极性端P连接；
二极管Dp21的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器(1)的一个带中心抽头的副边绕组的一端连接；
二极管Dp22的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器(1)的一个带中心抽头的副边绕组的另一端连接；
带双副边绕组的平衡电抗器(1)原边绕组的一端与1号整流单元(5)的正极性输出端M连接；
带双副边绕组的平衡电抗器(1)原边绕组的另一端与2号整流单元(6)的正极性输出端G连接；
带双副边绕组的平衡电抗器(1)的一个带中心抽头的副边绕组的中心抽头H与负载(4)的负极性端N、1号整流单元(5)的负极性输出端和2号整流单元(6)的负极性输出端同时连接。
9.根据权利要求5所述的应用于整流器直流侧的串并复合型脉波倍增电路，其特征在于，
单相全波整流器包括二极管Ds41和二极管Ds42；
二极管Ds41的阴极和二极管Ds42的阴极连接后，作为单相全波整流器的正极性端L与负载(4)的正极性端P连接；
二极管Ds41的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器(1)的一个带中心抽头的副边绕组的一端连接；
二极管Ds42的阳极与带双副边绕组的平衡电抗器(1)的一个带中心抽头的副边绕组的另一端连接；
带双副边绕组的平衡电抗器(1)原边绕组的一端与1号整流单元(5)的正极性输出端M连接；
带双副边绕组的平衡电抗器(1)原边绕组的另一端与2号整流单元(6)的正极性输出端G连接；
带双副边绕组的平衡电抗器(1)的一个带中心抽头的副边绕组的中心抽头K与带双副边绕组的平衡电抗器(1)原边绕组中心抽头X连接；
单相全桥整流器包括二极管Dp41、二极管Dp42、二极管Dp43和二极管Dp44；
二极管Dp41的阴极和二极管Dp42的阴极连接后，作为单相全桥整流器的正极性端R与负载(4)的正极性端P连接；
二极管Dp41的阳极、二极管Dp43的阴极和带双副边绕组的平衡电抗器(1)的一个无中心抽头的副边绕组的一端同时连接；
二极管Dp42的阳极、二极管Dp44的阴极和带双副边绕组的平衡电抗器(1)的一个无中心抽头的副边绕组的另一端同时连接；
二极管Dp43的阳极和二极管Dp44的阳极连接后，作为单相全桥整流器的负极性端H与负载(4)的负极性端N、1号整流单元(5)的负极性输出端和2号整流单元(6)的负极性输出端同时连接。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN112436741B (zh) * 2020-11-13 2021-11-05 哈尔滨工程大学 基于双开关电力电子移相变压器的精简型多脉波整流器
CN113300618B (zh) * 2021-05-31 2022-07-01 哈尔滨工程大学 基于串并混合脉波倍增电路的串联型36脉波整流器
CN113938033B (zh) * 2021-10-19 2023-06-30 哈尔滨工程大学 基于双辅助单相变压器电流注入电路的24脉波整流器
CN113938034B (zh) * 2021-10-19 2023-05-26 哈尔滨工程大学 带双二极管无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105871229A (zh) * 2016-04-26 2016-08-17 哈尔滨工业大学 应用于并联型二极管整流器的直流侧脉波增倍电路
CN106655737A (zh) * 2017-03-15 2017-05-10 哈尔滨工业大学 具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器
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CN108551268A (zh) * 2018-05-02 2018-09-18 哈尔滨工业大学（威海） 直流侧无源谐波抑制方法的24脉波整流器及设计方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105871229A (zh) * 2016-04-26 2016-08-17 哈尔滨工业大学 应用于并联型二极管整流器的直流侧脉波增倍电路
CN106655737A (zh) * 2017-03-15 2017-05-10 哈尔滨工业大学 具有副边绕组整流功能的抽头式平衡电抗器
CN107332442A (zh) * 2017-07-06 2017-11-07 哈尔滨工业大学 混合型原边抽头可控式平衡变换器
CN108551268A (zh) * 2018-05-02 2018-09-18 哈尔滨工业大学（威海） 直流侧无源谐波抑制方法的24脉波整流器及设计方法

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
A Novel 24-Pulse Diode Rectifier with an Auxiliary Single-Phase Full-Wave Rectifier at DC Side;Shiyan Yang etc.;《 IEEE Transactions on Power Electronics》;20160428;第32卷(第3期);1885-1893 *
A novel 36-pulse rectifier with a low loss interphase converter at DC side;Yuan Li etc.;《 2017 IEEE Transportation Electrification Conference and Expo, Asia-Pacific (ITEC Asia-Pacific)》;20170810;1-6 *
二十四脉波整流器四种结构形式的分析;马化盛 等;《华南理工大学学报(自然科学版)》;20030430;第31卷(第4期);61-65 *

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