CN113938034B - 带双二极管无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器 - Google Patents

带双二极管无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器 Download PDF

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Abstract

带双二极管无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器，属于电力电子技术领域；本发明是为了解决在基本不增加整流器复杂程度和导通损耗的前提下，有效抑制串联型12脉波整流器的输入电流谐波含量和输出电压脉动的问题。本发明仅需在常规串联型12脉波整流器的直流侧增加一个带双二极管的无源脉波倍增电路，形成串联型24脉波整流器，将整流器的输入电流台阶数和输出电压脉波数倍增，有效抑制输入电流的谐波和输出电压脉动；所述带双二极管的无源脉波倍增电路包括带中心抽头的平衡电抗器、辅助单相变压器、辅助二极管VD1和辅助二极管VD2、电容C1和电容C2。本发明主要用于实现整流。

Description

带双二极管无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种串联型24脉波整流器。
背景技术
串联型12脉波整流器具有电路结构简单，可靠性高和成本低廉等优点，常常作为中高压电气设备从电网获取能量的接口电路被应用于船舶电力推进、新能源发电、金属冶炼和高压直流输电等领域。尽管它能消除输入电流中的5，7次谐波，但串联型12脉波整流器的输入电流中仍含有大量的12n±1次谐波，输入电流的THD常常大于10％，不能满足IEEE519和IEC16等谐波标准的要求。此外整流器的输出电压脉动仍较大，这会增加整流器输出侧滤波器的体积和重量。
为了同时降低串联型12脉波整流器的输入电流谐波和输出电压脉动，增加整流器的脉波数是一种最有效的方法。总体来讲，当前增加串联型12脉波整流器的方法主要有三种：
第一种是通过进一步细分移相变压器输出电压的相数来增加整流器的脉波数。通过将移相变压器的输出电压相数增加一倍，可获得串联型24脉波整流器。与串联型12脉波整流器相比，整流器的输入电流谐波和输出电压纹波被显著抑制，但移相变压器的设计变得更复杂，所需的元件数量被加倍，这增加了整流器的复杂度和成本。
第二种是在串联型12脉波整流器的负载通路上串联脉波倍增电路，它通过脉波倍增电路中二极管的交替导通来调制整流桥的输出电流和电压，然后根据交直流侧电流关系，将整流器的脉波数增加为24脉波，实现对输入电流谐波和输出电压脉动的抑制，该方法具有电路结构简单、易于实现和可靠性高等优点，但脉波倍增电路中的二极管与负载串联，这不仅使得脉波倍增电路中的二极管承受大的电流应力，而且产生严重的附件导通损耗，降低了整流器的能量转换效率。
第三种是采用谐波电压注入的输入电压台阶数倍增方案，它通过辅助单相整流桥注入方波电压将整流器的输入电压台阶数的倍增为24台阶，进而有效抑制输入电流谐波，该方法具有电路结构简单，可靠性高，EMI低等优点，但该方案需要在多脉波整流器的输入侧串联三个足够的电感，这不仅会增加整流器的复杂度和成本，而且会降低整流器的位移因数，另外，因输入侧大电感的影响，负载电流变化时，输出电压将在较大范围内波动，无法为负载提供稳定的直流输出电压，整流器的输出电压特性非常软。
因此，以上增加串联型12脉波整流器脉波数的方法，存在增加整流器复杂程度或导通损耗的问题，因此，如何在基本不增加整流器复杂程度和导通损耗的前提下，有效抑制串联型12脉波整流器的输入电流谐波含量和输出电压脉动的问题亟需解决。
发明内容
本发明目的是为了解决在基本不增加整流器复杂程度和导通损耗的前提下，有效抑制串联型12脉波整流器的输入电流谐波含量和输出电压脉动的问题，本发明提供了一种带双二极管无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器。
带双二极管无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器，包括移相变压器、第一二极管整流桥和第二二极管整流桥；还包括带双二极管的无源脉波倍增电路；
所述带双二极管的无源脉波倍增电路包括带中心抽头的平衡电抗器、辅助单相变压器、辅助二极管VD1和辅助二极管VD2、电容C1和电容C2；
三相输入电压连接移相变压器的输入端，移相变压器输出的两组相位相差30°、幅值相同的三相电压分别连接第一二极管整流桥和第二二极管整流桥的输入端；
第一二极管整流桥的正极性输出端与电容C1的一端和辅助二极管VD1的阴极同时连接后，作为串联型24脉波整流器的正输出端与负载的正输入端连接；
第一二极管整流桥的负极性输出端与第二二极管整流桥的正极性输出端和辅助单相变压器原边绕组的A端同时连接，其中，辅助单相变压器原边绕组的A端为辅助单相变压器原边绕组的异名端；
第二二极管整流桥的负极性输出端与电容C2的一端和辅助二极管VD2的阳极同时连接后，作为串联型24脉波整流器的负输出端与负载的负输入端连接；
带中心抽头的平衡电抗器的一端与电容C1的另一端连接，带中心抽头的平衡电抗器的另一端与电容C2的另一端连接；
辅助单相变压器原边绕组的B端与其副边绕组的C端和带中心抽头的平衡电抗器的中心抽头同时相连，辅助单相变压器副边绕组的D端与辅助二极管VD1的阳极和辅助二极管VD2的阴极同时连接；其中，辅助单相变压器原边绕组的B端为辅助单相变压器原边绕组的同名端，辅助单相变压器副边绕组的C端为辅助单相变压器副边绕组的异名端，辅助单相变压器副边绕组的D端为辅助单相变压器副边绕组的同名端；
所述辅助二极管VD1和辅助二极管VD2的导通时间分别其输入电压周期的四分之一。
优选的是，所述的第一二极管整流桥和第二二极管整流桥均可采用单个三相全桥整流器和带平衡电抗器的两个三相半波整流器构成的整流桥组实现。
优选的是，辅助单相变压器的副边绕组的输出电压幅值为负载两端电压幅值的二分之一。
优选的是，该串联型24脉波整流器具有三种工作模式，具体为：
工作模式Ⅰ：辅助单相变压器的副边绕组的输出电压为us，第一二极管整流桥的输出电压为ud1，第二二极管整流桥的输出电压为ud2；
当|us|<(ud1+ud2)/2时，辅助二极管VD1和辅助二极管VD2反偏截止，辅助单相变压器处于非工作状态，流过电容C1的电流ic1和流过电容C2的电流ic2为0，此时，第一二极管整流桥和第二二极管整流桥共同为负载两端供电；
工作模式Ⅱ：辅助单相变压器的副边绕组的输出电压为us，且us＞0，第一二极管整流桥的输出电压为ud1，第二二极管整流桥的输出电压为ud2；
当us>(ud1+ud2)/2时，辅助二极管VD1正向导通，辅助二极管VD2反偏截止，流过辅助二极管VD1的电流iVD1＞0，电流iVD1注入负载的正输入端为其供电；
又由于辅助二极管VD2两端电压大于第二二极管整流桥的输出电压ud2，第二二极管整流桥不工作，且第二二极管整流桥输出电流为零，第一二极管整流桥导通，此时，第一二极管整流桥为负载两端供电；
工作模式Ⅲ：辅助单相变压器的副边绕组的输出电压为us，且us＜0，第一二极管整流桥的输出电压为ud1，第二二极管整流桥的输出电压为ud2；
当-us>(ud1+ud2)/2时，辅助二极管VD2正向导通，辅助二极管VD1反偏截止，流过辅助二极管VD2的电流iVD2＞0，电流iVD2注入辅助单相变压器的副边绕组后，通过带中心抽头的平衡电抗器给电容C1和电容C2供电，此时，还通过电容C1和电容C2给负载两端供电；
又由于辅助二极管VD1两端电压大于第一二极管整流桥的输出电压ud1，第一二极管整流桥不工作，且第一二极管整流桥输出电流id1为零；第二二极管整流桥导通，此时，第二二极管整流桥为负载两端供电。
原理分析：
本发明在常规串联型12脉波整流器的直流侧增加一个带双二极管的无源脉波倍增电路，带双二极管的无源脉波倍增电路包括带中心抽头的平衡电抗器4、辅助单相变压器5、辅助二极管VD1和辅助二极管VD2、电容C1和电容C2，即可将常规串联型12脉波整流器倍增为新型串联型24脉波整流器。通过合理设置辅助单相变压器5的原副边匝数比，使得辅助二极管VD1和VD2的导通时间为其各自输入电压周期的四分之一，此时，辅助单相变压器5的副边绕组的输出电压幅值约为负载侧输出电压的二分之一。通过辅助单相变压器5的副边绕组提取特定的方波电流来调制并增加第一二极管整流桥2和第二二极管整流桥3的输出电流和输出电压的状态，然后根据交直流侧电流关系和直流侧电压关系，将整流器的脉波数从12倍增为24，有效抑制输入电流谐波和输出电压的脉动，也即实现本发明新型串联型24脉波整流器在基本不增加整流装置复杂程度和导通损耗的前提下，有效降低脉波整流器的输入电流谐波和输出电压脉动。
本发明带来的有益效果是，本发明提出一种带双二极管无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器，本发明只需合理设计辅助单相变压器的原边绕组与副边绕组的匝比，使得辅助二极管VD1和辅助二极管VD2的导通时间为其输入电压周期的四分之一，即可实现整流器脉波倍增，电路中不需要可控器件和驱动电路，电路结构简单，可靠性高。
本发明仅需在常规串联型12脉波整流器的直流侧增加一个带双二极管的无源脉波倍增电路，即可将常规串联型12脉波整流器倍增为新型串联型24脉波整流器。
本发明所述带双二极管的无源脉波倍增电路的应用，避免了带双二极管的无源脉波倍增电路中二极管直接串联在负载通路承受大的电流应力和产生严重的附加导通损耗。
带双二极管的无源脉波倍增电路能够产生特定的方波电流并将其注入整流器的直流侧，第一二极管整流桥2和第二二极管整流桥3的输出电流和输出电压状态被改变，然后根据整流器直流侧与交流侧的关系，将整流器的输入电流台阶数和输出电压脉波数倍增，有效抑制输入电流的谐波和输出电压脉动。
此外，本发明与基于谐波电压注入的输入电压台阶倍增方案相比，不仅无需在整流器的输入侧串联足够大的电感，而且辅助变压器5的原副边绕组匝数被降低一倍，既利于加工制造又会降低辅助变压器5漏感的影响，而且降低了整流器的体积、重量和成本，提高带双二极管的无源脉波倍增电路的作用效果。该发明具有电路结构简单，附加导通损耗小，无需在输入侧串联大电感和成本低廉等优点，在中高压大功率工业应用场合具有较好的应用前景。
附图说明
图1是本发明所述带双二极管无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器的原理示意图；
图2是本发明所述带双二极管无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器工作于模式Ⅰ时的电流回路示意图；
图3是本发明所述带双二极管无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器工作于模式Ⅱ时的电流回路示意图；
图4是本发明所述带双二极管无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器工作于模式Ⅲ时的电流回路示意图；
其中，图1至图4中，
ic1表示流经过电容C1的电流；
ic2表示流经过电容C2的电流；
iVD1为流经过辅助二极管VD1的电流；
iVD2为流经过辅助二极管VD2的电流；
id1为第一二极管整流桥2的正极性输出端输出的电流；
id2为输入至第二二极管整流桥3的负极性输出端的电流；
up为辅助单相变压器5的原边绕组的两端电压；
us为辅助单相变压器5的副边绕组的两端电压；
ip为流经过辅助单相变压器5的原边绕组的电流；
is为流经过辅助单相变压器5的副边绕组的电流；
id为输入至负载6的正输入端的电流；
Np为辅助单相变压器5的原边绕组匝数；
Ns为辅助单相变压器5的副边绕组匝数。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
参见图1说明本实施方式，本实施方式所述带双二极管无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器，包括移相变压器1、第一二极管整流桥2、第二二极管整流桥3和带双二极管的无源脉波倍增电路；
所述带双二极管的无源脉波倍增电路包括带中心抽头的平衡电抗器4、辅助单相变压器5、辅助二极管VD1和辅助二极管VD2、电容C1和电容C2；
三相输入电压连接移相变压器1的输入端，移相变压器输出的两组相位相差30°、幅值相同的三相电压分别连接第一二极管整流桥2和第二二极管整流桥3的输入端；
第一二极管整流桥2的正极性输出端与电容C1的一端和辅助二极管VD1的阴极同时连接后，作为串联型24脉波整流器的正输出端与负载6的正输入端连接；
第一二极管整流桥2的负极性输出端与第二二极管整流桥3的正极性输出端和辅助单相变压器5原边绕组的A端同时连接，其中，辅助单相变压器5原边绕组的A端为辅助单相变压器5原边绕组的异名端；
第二二极管整流桥3的负极性输出端与电容C2的一端和辅助二极管VD2的阳极同时连接后，作为串联型24脉波整流器的负输出端与负载6的负输入端连接；
带中心抽头的平衡电抗器4的一端与电容C1的另一端连接，带中心抽头的平衡电抗器4的另一端与电容C2的另一端连接；
辅助单相变压器5原边绕组的B端与其副边绕组的C端和带中心抽头的平衡电抗器4的中心抽头同时相连，辅助单相变压器5副边绕组的D端与辅助二极管VD1的阳极和辅助二极管VD2的阴极同时连接；其中，辅助单相变压器5原边绕组的B端为辅助单相变压器5原边绕组的同名端，辅助单相变压器5副边绕组的C端为辅助单相变压器5副边绕组的异名端，辅助单相变压器5副边绕组的D端为辅助单相变压器5副边绕组的同名端；
所述辅助二极管VD1和辅助二极管VD2的导通时间分别其输入电压周期的四分之一。
本实施方式中，移相变压器1可采用现有的隔离型移相变压器，仅需在常规串联型12脉波整流器的直流侧增加一个带双二极管的无源脉波倍增电路，带双二极管的无源脉波倍增电路包括带中心抽头的平衡电抗器4、辅助单相变压器5、辅助二极管VD1、辅助二极管VD2、电容C1和电容C2，即可将常规串联型12脉波整流器倍增为新型串联型24脉波整流器。
所述带中心抽头的平衡电抗器4、辅助单相变压器5、辅助二极管VD1、辅助二极管VD2、电容C1和电容C2的应用，能够产生特定的方波电流并将其注入整流器的直流侧，第一二极管整流桥2和第二二极管整流桥3的输出电流和输出电压状态被改变，然后根据整流器直流侧与交流侧的关系，将整流器的输入电流台阶数和输出电压脉波数倍增，有效抑制输入电流的谐波和输出电压脉动。通过合理设置辅助单相变压器5的原副边绕组匝比，使得辅助二极管VD1和辅助二极管VD2的导通时间为其输入电压周期的四分之一，此时辅助单相变压器5的副边绕组的输出电压幅值约为负载输出电压的二分之一。
本发明提出一种带双二极管无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器，其中，带双二极管的无源脉波倍增电路中的辅助二极管VD1、VD2与负载并联，避免了辅助二极管串联在负载通路承受大的电流应力和产生的严重损耗，此外，该发明无需在多脉波整流器的输入侧串联三个大电感，不仅避免了输入侧串联电感带来的问题，而且降低了整流器的体积、重量和成本，该发明具有电路结构简单，附加导通损耗小，无需在输入侧串联大电感和成本低廉等优点，在中高压大功率工业应用场合具有较好的应用前景。
进一步的，所述的第一二极管整流桥2和第二二极管整流桥3均可采用单个三相全桥整流器和带平衡电抗器的两个三相半波整流器构成的整流桥组实现。
更进一步的，辅助单相变压器5的副边绕组的输出电压幅值为负载6两端电压幅值的二分之一。
更进一步的，该串联型24脉波整流器具有三种工作模式，具体参见图2至图4，具体为：
工作模式Ⅰ：辅助单相变压器5的副边绕组的输出电压为us，第一二极管整流桥2的输出电压为ud1，第二二极管整流桥3的输出电压为ud2；
当|us|<(ud1+ud2)/2时，辅助二极管VD1和辅助二极管VD2反偏截止，辅助单相变压器5处于非工作状态，流过电容C1的电流ic1和流过电容C2的电流ic2为0，此时，第一二极管整流桥2和第二二极管整流桥3共同为负载6两端供电；
工作模式Ⅱ：辅助单相变压器5的副边绕组的输出电压为us，且us＞0，第一二极管整流桥2的输出电压为ud1，第二二极管整流桥3的输出电压为ud2；
当us>(ud1+ud2)/2时，辅助二极管VD1正向导通，辅助二极管VD2反偏截止，流过辅助二极管VD1的电流iVD1＞0，电流iVD1注入负载6的正输入端为其供电；
又由于辅助二极管VD2两端电压大于第二二极管整流桥3的输出电压ud2，第二二极管整流桥3不工作，且第二二极管整流桥3输出电流为零，第一二极管整流桥2导通，此时，第一二极管整流桥2为负载6两端供电；
工作模式Ⅲ：辅助单相变压器5的副边绕组的输出电压为us，且us＜0，第一二极管整流桥2的输出电压为ud1，第二二极管整流桥3的输出电压为ud2；
当-us>(ud1+ud2)/2时，辅助二极管VD2正向导通，辅助二极管VD1反偏截止，流过辅助二极管VD2的电流iVD2＞0，电流iVD2注入辅助单相变压器5的副边绕组后，通过带中心抽头的平衡电抗器4给电容C1和电容C2供电，此时，还通过电容C1和电容C2给负载6两端供电；
又由于辅助二极管VD1两端电压大于第一二极管整流桥2的输出电压ud1，第一二极管整流桥2不工作，且第一二极管整流桥2输出电流id1为零；第二二极管整流桥3导通，此时，第二二极管整流桥3为负载6两端供电。
而本发明所述带双二极管无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器，结构简单、易于实现，它仅需在串联型12脉波整流器的直流侧增加一个带双二极管的无源脉波倍增电路，带双二极管的无源脉波倍增电路包括带中心抽头的平衡电抗器4、辅助单相变压器5、辅助二极管VD1和辅助二极管VD2、电容C1和电容C2，即可实现整流器脉波数的倍增，获得所述的24脉波整流器。因本发明提出的带双二极管的无源脉波倍增电路中的两个辅助二极管并联在负载两端，不仅避免了辅助二极管直接串联在负载通路承受大的电流应力并产生严重的附加导通损耗，而且降低了成本。相比于采用谐波电压注入的24脉波整流器，本发明不仅无需在整流器输入侧串联足够大的电感，而且辅助单相变压器5的原副边绕组的匝比降低一倍，更易生产制造。
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (4)

1.带双二极管无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器，包括移相变压器(1)、第一二极管整流桥(2)和第二二极管整流桥(3)；其特征在于，还包括带双二极管的无源脉波倍增电路；
所述带双二极管的无源脉波倍增电路包括带中心抽头的平衡电抗器(4)、辅助单相变压器(5)、辅助二极管VD1和辅助二极管VD2、电容C1和电容C2；
三相输入电压连接移相变压器(1)的输入端，移相变压器输出的两组相位相差30°、幅值相同的三相电压分别连接第一二极管整流桥(2)和第二二极管整流桥(3)的输入端；
第一二极管整流桥(2)的正极性输出端与电容C1的一端和辅助二极管VD1的阴极同时连接后，作为串联型24脉波整流器的正输出端与负载(6)的正输入端连接；
第一二极管整流桥(2)的负极性输出端与第二二极管整流桥(3)的正极性输出端和辅助单相变压器(5)原边绕组的A端同时连接，其中，辅助单相变压器(5)原边绕组的A端为辅助单相变压器(5)原边绕组的异名端；
第二二极管整流桥(3)的负极性输出端与电容C2的一端和辅助二极管VD2的阳极同时连接后，作为串联型24脉波整流器的负输出端与负载(6)的负输入端连接；
带中心抽头的平衡电抗器(4)的一端与电容C1的另一端连接，带中心抽头的平衡电抗器(4)的另一端与电容C2的另一端连接；
辅助单相变压器(5)原边绕组的B端与其副边绕组的C端和带中心抽头的平衡电抗器(4)的中心抽头同时相连，辅助单相变压器(5)副边绕组的D端与辅助二极管VD1的阳极和辅助二极管VD2的阴极同时连接；其中，辅助单相变压器(5)原边绕组的B端为辅助单相变压器(5)原边绕组的同名端，辅助单相变压器(5)副边绕组的C端为辅助单相变压器(5)副边绕组的异名端，辅助单相变压器(5)副边绕组的D端为辅助单相变压器(5)副边绕组的同名端；
所述辅助二极管VD1和辅助二极管VD2的导通时间分别其输入电压周期的四分之一。
2.根据权利要求1所述的带双二极管无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器，其特征在于，所述的第一二极管整流桥(2)和第二二极管整流桥(3)均可采用单个三相全桥整流器和带平衡电抗器的两个三相半波整流器构成的整流桥组实现。
3.根据权利要求1所述的带双二极管无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器，其特征在于，辅助单相变压器(5)的副边绕组的输出电压幅值为负载(6)两端电压幅值的二分之一。
4.根据权利要求1所述的带双二极管无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器，其特征在于，该串联型24脉波整流器具有三种工作模式，具体为：
工作模式Ⅰ：辅助单相变压器(5)的副边绕组的输出电压为us，第一二极管整流桥(2)的输出电压为ud1，第二二极管整流桥(3)的输出电压为ud2；
当|us|<(ud1+ud2)/2时，辅助二极管VD1和辅助二极管VD2反偏截止，辅助单相变压器(5)处于非工作状态，流过电容C1的电流ic1和流过电容C2的电流ic2为0，此时，第一二极管整流桥(2)和第二二极管整流桥(3)共同为负载(6)两端供电；
工作模式Ⅱ：辅助单相变压器(5)的副边绕组的输出电压为us，且us＞0，第一二极管整流桥(2)的输出电压为ud1，第二二极管整流桥(3)的输出电压为ud2；
当us>(ud1+ud2)/2时，辅助二极管VD1正向导通，辅助二极管VD2反偏截止，流过辅助二极管VD1的电流iVD1＞0，电流iVD1注入负载(6)的正输入端为其供电；
又由于辅助二极管VD2两端电压大于第二二极管整流桥(3)的输出电压ud2，第二二极管整流桥(3)不工作，且第二二极管整流桥(3)输出电流为零，第一二极管整流桥(2)导通，此时，第一二极管整流桥(2)为负载(6)两端供电；
工作模式Ⅲ：辅助单相变压器(5)的副边绕组的输出电压为us，且us＜0，第一二极管整流桥(2)的输出电压为ud1，第二二极管整流桥(3)的输出电压为ud2；
当-us>(ud1+ud2)/2时，辅助二极管VD2正向导通，辅助二极管VD1反偏截止，流过辅助二极管VD2的电流iVD2＞0，电流iVD2注入辅助单相变压器(5)的副边绕组后，通过带中心抽头的平衡电抗器(4)给电容C1和电容C2供电，此时，还通过电容C1和电容C2给负载(6)两端供电；
又由于辅助二极管VD1两端电压大于第一二极管整流桥(2)的输出电压ud1，第一二极管整流桥(2)不工作，且第一二极管整流桥(2)输出电流id1为零；第二二极管整流桥(3)导通，此时，第二二极管整流桥(3)为负载(6)两端供电。
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