CN113300619A - 带辅助无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器 - Google Patents

带辅助无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器 Download PDF

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Abstract

带辅助无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器，属于电力电子技术领域。本发明解决了基本不增加整流器复杂程度和导通损耗的前提下，有效降低串联型12脉波整流器的输入电流谐波和输出电压纹波的问题。本发明包括移相变压器、第一二极管整流桥、第二二极管整流桥和辅助无源脉波倍增电路；所述辅助无源脉波倍增电路包括单相变压器、单相全桥整流器、带中心抽头的平衡电抗器、电容C1和电容C2；本发明仅需在串联型12脉波整流器的直流侧增加一个辅助无源脉波倍增电路，即可将串联型12脉波整流器倍增为串联型24脉波整流器，实现整流器脉波数的倍增，达到同时降低多脉波整流器的输入电流谐波和输出电压纹波的效果。本发明主要用于实现整流。

Description

带辅助无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器
技术领域
本发明属于电力电子技术领域。
背景技术
串联型12脉波整流器作为一种常见的大功率整流装置被广泛应用于变频调速、高压直流输电、金属冶炼等大功率工业应用场合。然而，由于二极管的非线性使得整流器成为强非线性的电网负载，因而产生大量的电流谐波；由于整流器结构的限制，输出电压纹波仍较大。为了同时降低串联型12脉波整流器的输入电流谐波和输出电压纹波，增加整流器的脉波数是一种最有效的方法。
目前增加整流器脉波数的途径主要有两种：一种是通过增加移相变压器或移相绕组的个数，对整流电路进行移相多重联结，实现对整流器脉波数的增倍，但该方法不仅增加了整流系统的复杂程度而且由于移相变压器或移相绕组个数的增加使得相间参数对称性难以保证，进而产生非特征次谐波；另一种是通过增加平衡电抗器的抽头个数，利用抽头上整流元件的换流作用，达到增加整流器的脉波数的效果。但是，抽头上的整流元件串联在负载回路，额外多出一个二极管压降，加大了整流器系统的能量损耗。因此，如何在基本不增加串联型整流器复杂程度和导通损耗的前提下，有效降低串联型12脉波整流器的输入电流谐波和输出电压纹波的问题亟需解决。
发明内容
本发明目的是为了解决基本不增加整流器复杂程度和导通损耗的前提下，有效降低串联型12脉波整流器的输入电流谐波和输出电压纹波的问题，本发明提供了一种带辅助无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器。
带辅助无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器，包括移相变压器、第一二极管整流桥、第二二极管整流桥和辅助无源脉波倍增电路；所述辅助无源脉波倍增电路包括单相变压器、单相全桥整流器、带中心抽头的平衡电抗器、电容C1和电容C2；
移相变压器，用于对输入的电网三相电压进行移相，生成两路相位相差30°、幅值相同的三相电压；并将移相变压器生成的两路三相电压分别发送至第一二极管整流桥和第二二极管整流桥；
第一二极管整流桥的正输出端与单相全桥整流器的正输出端和电容C1的一端同时连接后，作为串联型24脉波整流器的正输出端与负载的正输入端连接；
第一二极管整流桥的负输出端与第二二极管整流桥的正输出端和单相变压器的原边绕组的一端同时连接；
第二二极管整流桥的负输出端与单相全桥整流器的负输出端和电容C2的一端同时连接后，作为串联型24脉波整流器的负输出端与负载的负输入端连接；
单相变压器的原边绕组的另一端与带中心抽头的平衡电抗器的中心抽头相连，
单相变压器的副边绕组的两个输出端分别与单相全桥整流器的两个输入端连接；
所述单相变压器的原边绕组数远远大于副边绕组数，且单相全桥整流器的导通时间为其输入电压周期的二分之一；
带中心抽头的平衡电抗器的一端与电容C1的另一端连接，带中心抽头的平衡电抗器的另一端与电容C2的另一端连接。
优选的是，所述的单相全桥整流器包括二极管VD1、二极管VD2、二极管VD3和二极管VD4；
二极管VD1的阳极与二极管VD2的阴极和单相变压器的副边绕组的一端相连接，二极管VD1的阴极与二极管VD3的阴极连接后，作为单相全桥整流器的正输出端；
二极管VD3的阳极与二极管VD4的阴极和单相变压器的副边绕组的另一端相连接，二极管VD2的阳极与二极管VD4的阳极连接后，作为单相全桥整流器的负输出端。
优选的是，所述的第一二极管整流桥和第二二极管整流桥均可采用单个三相全桥整流器和带平衡电抗器的两个三相半波整流器构成的整流桥组实现。
优选的是，辅助无源脉波倍增电路具有三种工作模式，具体为：
工作模式Ⅰ：在该模式下，由于单相变压器的副边输出电压us的绝对值小于负载两端的电压，单相全桥整流器的四个二极管全部不导通，单相全桥整流器的输出电流is＝0，单相变压器不工作，流过电容C1的电流ic1和电容C2的电流ic2近似认为0，此时，第一二极管整流桥和第二二极管整流桥共同为负载供电；
工作模式Ⅱ：在该模式下，由于单相变压器的副边输出电压us大于负载两端的电压，单相全桥整流器中的二极管VD1和二极管VD4正向导通，二极管VD2和二极管VD3反向截止，单相全桥整流器的输出电流is＞0，电流is注入负载的正输入端为其负载供电，由于负载电压大于第一二极管整流桥的输出电压，第一二极管整流桥不工作，且输出电流为零；第二二极管整流桥导通，输入至第二二极管整流桥的电流id2大于零；
工作模式Ⅲ：在该模式下，由于单相变压器的副边输出电压us小于零，-us大于负载两端的电压，单相全桥整流器中的二极管VD2和二极管VD3正向导通，二极管VD1和二极管VD4反向截止，单相全桥整流器的输出电流is注入负载的正输入端为其负载供电，又由于负载电压大于第二二极管整流桥的输出电压，第二二极管整流桥不工作，且其输出电流为零，第一二极管整流桥导通，第一二极管整流桥输出电流id1大于零。
优选的是，移相变压器为采用输出侧组间互差30°移相角的单个移相变压器或多个移相变压器来实现。
本发明带来的有益效果是，本发明所提出的带辅助无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器结构简单，易于实现，它仅需在串联型12脉波整流器的直流侧增加一个辅助无源脉波倍增电路，辅助无源脉波倍增电路包括单相变压器、单相全桥整流器，带中心抽头的平衡电抗器、电容C1和电容C2，即可实现整流器脉波数的倍增，获得所述24脉波整流器，达到同时降低多脉波整流器的输入电流谐波和输出电压纹波的效果。
又由于本发明提出的辅助无源脉波倍增电路中的单相全桥整流器并联在负载两端，不仅避免了单相整流器串联在负载通路产生高的导通损耗，而且显著降低了流过单相整流器的电流应力，有效降低了整流器的导通损耗和成本。
附图说明
图1是本发明所述带辅助无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器的结构示意图；
图2是辅助无源脉波倍增电路工作于模式Ⅰ时的电流回路示意图；
图3是辅助无源脉波倍增电路工作于模式Ⅱ时的电流回路示意图；
图4是辅助无源脉波倍增电路工作于模式Ⅲ时的电流回路示意图；
其中，图1至图3中，
ic1表示流经过电容C1的电流；
ic2表示流经过电容C2的电流；
is为单相全桥整流器4的输出电流；
id1为第一二极管整流桥1正输出端输出的电流；
ip为输入至平衡电抗器3原边的电流；
id2为输入至第二二极管整流桥2负输出端的电流；
if为电流id1与电流is之和；
id为输入至负载6的正输入端的电流；
us为单相变压器3的副边输出电压；
up为单相变压器3的原边输出电压。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
参见图1说明本实施方式，本实施方式所述的带辅助无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器，包括移相变压器、第一二极管整流桥1、第二二极管整流桥2和辅助无源脉波倍增电路；所述辅助无源脉波倍增电路包括单相变压器3、单相全桥整流器4、带中心抽头的平衡电抗器5、电容C1和电容C2；
移相变压器，用于对输入的电网三相电压进行移相，生成两路相位相差30°、幅值相同的三相电压；并将移相变压器生成的两路三相电压分别发送至第一二极管整流桥1和第二二极管整流桥2；
第一二极管整流桥1的正输出端与单相全桥整流器4的正输出端和电容C1的一端同时连接后，作为串联型24脉波整流器的正输出端与负载6的正输入端连接；
第一二极管整流桥1的负输出端与第二二极管整流桥2的正输出端和单相变压器3的原边绕组的一端同时连接；
第二二极管整流桥2的负输出端与单相全桥整流器4的负输出端和电容C2的一端同时连接后，作为串联型24脉波整流器的负输出端与负载6的负输入端连接；
单相变压器3的原边绕组的另一端与带中心抽头的平衡电抗器5的中心抽头相连，
单相变压器3的副边绕组的两个输出端分别与单相全桥整流器4的两个输入端连接；
所述单相变压器3的原边绕组数远远大于副边绕组数，且单相全桥整流器4的导通时间为其输入电压周期的二分之一；
带中心抽头的平衡电抗器5的一端与电容C1的另一端连接，带中心抽头的平衡电抗器5的另一端与电容C2的另一端连接。
本实施方式中，移相变压器可采用现有技术实现，仅需在串联型12脉波整流器的直流侧增加一个辅助无源脉波倍增电路，辅助无源脉波倍增电路包括单相变压器3、单相全桥整流器4、带中心抽头的平衡电抗器5、电容C1和电容C2，即可实现增倍整流器的脉波数；带辅助无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器结构简单，易于实现，有效降低串联型12脉波整流器的输入电流谐波和输出电压纹波。
具体应用时，单相变压器3的原副边绕组匝比应该足够大，使得单相全桥整流器4的导通时间为其输入电压周期的二分之一，此时满足单相变压器3副边输出电压幅值大于负载侧电压的最小值，通过单相变压器3的副边提取电流来调制第一二极管整流桥1和第二二极管整流桥2的输出电流和输出电压，然后根据交直流侧电流关系和直流侧电压关系，实现对整流器脉波数的增倍，达到同时降低多脉波整流器的输入电流谐波和输出电压纹波的效果。
进一步的，所述的单相全桥整流器4包括二极管VD1、二极管VD2、二极管VD3和二极管VD4；
二极管VD1的阳极与二极管VD2的阴极和单相变压器3的副边绕组的一端相连接，二极管VD1的阴极与二极管VD3的阴极连接后，作为单相全桥整流器4的正输出端；
二极管VD3的阳极与二极管VD4的阴极和单相变压器3的副边绕组的另一端相连接，二极管VD2的阳极与二极管VD4的阳极连接后，作为单相全桥整流器4的负输出端。
更进一步的，所述的第一二极管整流桥1和第二二极管整流桥2均可采用单个三相全桥整流器和带平衡电抗器的两个三相半波整流器构成的整流桥组实现。
更进一步的，辅助无源脉波倍增电路具有三种工作模式，参见图2至图4具体为：
工作模式Ⅰ：参见图2，在该模式下，由于单相变压器3的副边输出电压us的绝对值小于负载6两端的电压，单相全桥整流器4的四个二极管全部不导通，单相全桥整流器4的输出电流is＝0，单相变压器3不工作，流过电容C1的电流ic1和电容C2的电流ic2近似认为0，此时，第一二极管整流桥1和第二二极管整流桥2共同为负载6供电；
工作模式Ⅱ：参见图3，在该模式下，由于单相变压器3的副边输出电压us大于负载6两端的电压，单相全桥整流器4中的二极管VD1和二极管VD4正向导通，二极管VD2和二极管VD3反向截止，单相全桥整流器4的输出电流is＞0，电流is注入负载6的正输入端为其负载6供电，由于负载6电压大于第一二极管整流桥1的输出电压，第一二极管整流桥1不工作，且输出电流为零；第二二极管整流桥2导通，输入至第二二极管整流桥2的电流id2大于零；
工作模式Ⅲ：参见图4，在该模式下，由于单相变压器3的副边输出电压us小于零，-us大于负载6两端的电压，单相全桥整流器4中的二极管VD2和二极管VD3正向导通，二极管VD1和二极管VD4反向截止，单相全桥整流器4的输出电流is注入负载6的正输入端为其负载6供电，又由于负载6电压大于第二二极管整流桥2的输出电压，第二二极管整流桥2不工作，且其输出电流为零，第一二极管整流桥1导通，第一二极管整流桥1输出电流id1大于零。
更进一步的，移相变压器为采用输出侧组间互差30°移相角的单个移相变压器或多个移相变压器来实现。
原理分析：
通过单相变压器3、单相全桥整流器4、带中心抽头的平衡电抗器5、电容C1和电容C2构成辅助无源脉波倍增电路，该辅助无源脉波倍增电路中无源器件为单相变压器3和单相全桥整流器4。应用时，单相变压器3的原副边比应该足够大，使得单相全桥整流器4的导通时间为其输入电压周期的二分之一，此时满足单相变压器3副边输出电压幅值大于负载侧电压的最小值，通过单相变压器3的副边提取电流来调制第一二极管整流桥1和第二二极管整流桥2的输出电流和输出电压，然后根据交直流侧电流关系和直流侧电压关系，实现对整流器脉波数的增倍，达到同时降低多脉波整流器的输入电流谐波和输出电压纹波的效果，也即实现本发明24脉波整流器在基本不增加整流装置复杂程度和导通损耗的前提下，有效降低脉波整流器的输入电流谐波和输出电压纹波。
而现有技术中通过增加移相变压器或移相绕组个数实现整流器脉波数增倍的方法，属于常规脉波增倍方法，该方法不仅增加整流系统的复杂程度而且会增加整流器的损耗。
而本发明所提出的带辅助无源脉波倍增电路的24串联脉波整流器，结构简单、易于实现，它仅需在串联型12脉波整流器的直流侧增加一个辅助无源脉波倍增电路，辅助无源脉波倍增电路包括单相变压器3、单相全桥整流器4，带中心抽头的平衡电抗器5、电容C1和电容C2，即可实现整流器脉波数的倍增，获得所述24脉波整流器。又由于本发明提出的辅助无源脉波倍增电路中的单相全桥整流器4并联在负载两端，不仅避免了单相整流器串联在负载通路产生高的导通损耗，而且显著降低了流过单相整流器的电流应力，有效降低了整流器的导通损耗和成本。
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (5)

1.带辅助无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器，其特征在于，包括移相变压器、第一二极管整流桥(1)、第二二极管整流桥(2)和辅助无源脉波倍增电路；所述辅助无源脉波倍增电路包括单相变压器(3)、单相全桥整流器(4)、带中心抽头的平衡电抗器(5)、电容C1和电容C2；
移相变压器，用于对输入的电网三相电压进行移相，生成两路相位相差30°、幅值相同的三相电压；并将移相变压器生成的两路三相电压分别发送至第一二极管整流桥(1)和第二二极管整流桥(2)；
第一二极管整流桥(1)的正输出端与单相全桥整流器(4)的正输出端和电容C1的一端同时连接后，作为串联型24脉波整流器的正输出端与负载(6)的正输入端连接；
第一二极管整流桥(1)的负输出端与第二二极管整流桥(2)的正输出端和单相变压器(3)的原边绕组的一端同时连接；
第二二极管整流桥(2)的负输出端与单相全桥整流器(4)的负输出端和电容C2的一端同时连接后，作为串联型24脉波整流器的负输出端与负载(6)的负输入端连接；
单相变压器(3)的原边绕组的另一端与带中心抽头的平衡电抗器(5)的中心抽头相连，
单相变压器(3)的副边绕组的两个输出端分别与单相全桥整流器(4)的两个输入端连接；
所述单相变压器(3)的原边绕组数远远大于副边绕组数，且单相全桥整流器(4)的导通时间为其输入电压周期的二分之一；
带中心抽头的平衡电抗器(5)的一端与电容C1的另一端连接，带中心抽头的平衡电抗器(5)的另一端与电容C2的另一端连接。
2.根据权利要求1所述的辅助无源脉波倍增电路带辅助无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器，其特征在于，所述的单相全桥整流器(4)包括二极管VD1、二极管VD2、二极管VD3和二极管VD4；
二极管VD1的阳极与二极管VD2的阴极和单相变压器(3)的副边绕组的一端相连接，二极管VD1的阴极与二极管VD3的阴极连接后，作为单相全桥整流器(4)的正输出端；
二极管VD3的阳极与二极管VD4的阴极和单相变压器(3)的副边绕组的另一端相连接，二极管VD2的阳极与二极管VD4的阳极连接后，作为单相全桥整流器(4)的负输出端。
3.根据权利要求1所述的带辅助无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器，其特征在于，所述的第一二极管整流桥(1)和第二二极管整流桥(2)均可采用单个三相全桥整流器和带平衡电抗器的两个三相半波整流器构成的整流桥组实现。
4.根据权利要求2所述的带辅助无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器，其特征在于，辅助无源脉波倍增电路具有三种工作模式，具体为：
工作模式Ⅰ：在该模式下，由于单相变压器(3)的副边输出电压us的绝对值小于负载(6)两端的电压，单相全桥整流器(4)的四个二极管全部不导通，单相全桥整流器(4)的输出电流is＝0，单相变压器(3)不工作，流过电容C1的电流ic1和电容C2的电流ic2近似认为0，此时，第一二极管整流桥(1)和第二二极管整流桥(2)共同为负载(6)供电；
工作模式Ⅱ：在该模式下，由于单相变压器(3)的副边输出电压us大于负载(6)两端的电压，单相全桥整流器(4)中的二极管VD1和二极管VD4正向导通，二极管VD2和二极管VD3反向截止，单相全桥整流器(4)的输出电流is＞0，电流is注入负载(6)的正输入端为其负载(6)供电，由于负载(6)电压大于第一二极管整流桥(1)的输出电压，第一二极管整流桥(1)不工作，且输出电流为零；第二二极管整流桥(2)导通，输入至第二二极管整流桥(2)的电流id2大于零；
工作模式Ⅲ：在该模式下，由于单相变压器(3)的副边输出电压us小于零，-us大于负载(6)两端的电压，单相全桥整流器(4)中的二极管VD2和二极管VD3正向导通，二极管VD1和二极管VD4反向截止，单相全桥整流器(4)的输出电流is注入负载(6)的正输入端为其负载(6)供电，又由于负载(6)电压大于第二二极管整流桥(2)的输出电压，第二二极管整流桥(2)不工作，且其输出电流为零，第一二极管整流桥(1)导通，第一二极管整流桥(1)输出电流id1大于零。
5.根据权利要求1所述的带辅助无源脉波倍增电路的串联型24脉波整流器，其特征在于，移相变压器为采用输出侧组间互差30°移相角的单个移相变压器或多个移相变压器来实现。
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