CN112821785A - 基于改进型双抽头双平衡电抗器的自耦型24脉波整流器 - Google Patents

基于改进型双抽头双平衡电抗器的自耦型24脉波整流器 Download PDF

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CN112821785A CN202110297009.3A CN202110297009A CN112821785A CN 112821785 A CN112821785 A CN 112821785A CN 202110297009 A CN202110297009 A CN 202110297009A CN 112821785 A CN112821785 A CN 112821785A
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Abstract

基于改进型双抽头双平衡电抗器的自耦型24脉波整流器，属于电力电子技术领域。为了解决如何在减少直流侧附加二极管的个数和导通损耗的同时，进一步抑制整流器的输入电流谐波的问题。本发明包括自耦型移相变压器、第一组三相整流桥、第二组三相整流桥和双平衡电抗器脉波倍增电路；其中，双平衡电抗器脉波倍增电路包括第一五抽头平衡电抗器、第二五抽头平衡电抗器、第一辅助二极管Dm1和第二辅助二极管Dm2。本发明主要用于实现整流。

Description

基于改进型双抽头双平衡电抗器的自耦型24脉波整流器
技术领域
本发明属于电力电子技术领域。
背景技术
与隔离型12脉波整流器相比，自耦型12脉波整流器具有系统容量低、体积小、重量轻和成本低等优点，被广泛应用于交、直流两侧不需要隔离的大功率工业应用场合，例如直驱式风力发电、航空供电系统和变频驱动系统。尽管它能抵消输入电流中的5，7次谐波，但输入电流中仍然含有大量谐波，不能满足IEEE-519等谐波标准的要求。
为了有效抑制输入电流谐波，多种谐波抑制方法被提出。其中通过增加整流器的脉波数来抑制整流器的输入电流谐波是最有效的方法之一。当前增加自耦型12脉波整流器脉波数的方法主要有两种。
一是通过增加自耦型移相变压器的输出电压相数来增加整流器的脉波数，利用该方法，可得到自耦型18、20和24脉波整流器。然而，随着整流器脉波数的增加，自耦型移相变压器的设计变得越来越复杂，整流器的元件数量成倍增加，这提高了整流器的复杂度和成本。
另一种方法是采用抽头平衡电抗器来倍增自耦型12脉波整流器的脉波数，得到基于抽头平衡电抗器的自耦型24脉波整流器，有效降低了输入电流THD和输出电压的脉动。但它们的直流侧需要采用两个零序电流抑制电抗器和一个抽头平衡电抗器，所需磁性器件个数较多，电路结构复杂。
为了进一步减少所需的磁性器件个数，可通过在直流侧引入两个抽头平衡电抗器来增加整流器的脉波数，但其倍增整流器脉波数的能力有限，只能将自耦型12脉波整流器升级为自耦型18脉波整流器，输入电流THD仍然较高，仍就不能满足IEEE-519等谐波标准的要求。此外，两个抽头平衡电抗器中的四个二极管串联在负载通路，产生的导通损耗严重，不易应用于大电流工业场合。
发明内容
本发明目的是为了解决如何在减少直流侧附加二极管的个数和导通损耗的同时，进一步抑制整流器的输入电流谐波的问题，提供了一种基于改进型双抽头双平衡电抗器的自耦型24脉波整流器。
基于改进型双抽头双平衡电抗器的自耦型24脉波整流器，包括自耦型移相变压器1、第一组三相整流桥2、第二组三相整流桥3和双平衡电抗器脉波倍增电路；其中，双平衡电抗器脉波倍增电路包括第一五抽头平衡电抗器4、第二五抽头平衡电抗器5、第一辅助二极管Dm1和第二辅助二极管Dm2；
第一五抽头平衡电抗器4包括五个抽头，且五个抽头从左至右依次为抽头m1至m5；
第二五抽头平衡电抗器5包括五个抽头，且五个抽头从左至右依次为抽头n1至n5；
自耦型移相变压器1用于对电网输出的三相交流电压进行移相后，输出两组幅值相等、相位相差30°的三相交流电压，并将输出的两组三相交流电压分别送至第一组三相整流桥2和第二组三相整流桥3进行整流；
双平衡电抗器脉波倍增电路，用于生成方波环流来增加第一组三相整流桥2和第二组三相整流桥3输出的电流和电压的状态数，从而实现脉波倍增；
第一组三相整流桥2的正输出端与第一五抽头平衡电抗器4的抽头m2相连，第一组三相整流桥2的负输出端与第二五抽头平衡电抗器5的抽头n2相连；
第二组三相整流桥3的正输出端与第一五抽头平衡电抗器4的抽头m4相连，第二组三相整流桥3的负输出端与第二五抽头平衡电抗器5的抽头n4相连；
第二五抽头平衡电抗器5的抽头n1与第一辅助二极管Dm1阳极相连，第一辅助二极管Dm1阴极与第一五抽头平衡电抗器4的抽头m1相连，第二五抽头平衡电抗器5的抽头n5与第二辅助二极管Dm2阳极相连，第二辅助二极管Dm2阴极与第一五抽头平衡电抗器4的抽头m5相连；第二五抽头平衡电抗器5的抽头n3与负载6的负极相连，第一五抽头平衡电抗器4的抽头m3与负载6的正极相连。
优选的是，第一组三相整流桥2和第二组三相整流桥3采用二极管实现。
优选的是，第一五抽头平衡电抗器4和第二五抽头平衡电抗器5的结构相同，每个平衡电抗器中的五个抽头以位于中心的抽头为中心，呈中心对称。
优选的是，当Nm1m3:Nm2m4＝m:1＝14.17:1、Nn1n3:Nn2n4＝m:1＝14.17:1时，电网输入至整流器的三相交流电流为24脉波，其电网输入至整流器的三相交流电流的THD取到最小值为7.56％；
其中，
m为变比；
Nm1m3为第一五抽头平衡电抗器4上抽头m1与抽头m3之间的绕组匝数；
Nm2m4为第一五抽头平衡电抗器4上抽头m2与抽头m4之间的绕组匝数；
Nn1n3为第二五抽头平衡电抗器5上抽头n1与抽头n3之间的绕组匝数；
Nn2n4为第二五抽头平衡电抗器5上抽头n2与抽头n4之间的绕组匝数。
优选的是，双平衡电抗器脉波倍增电路包括三种工作模态，具体为：
模式一：在该模式下，由于第一五抽头平衡电抗器4和第二五抽头平衡电抗器5的绕组电压之和um1m3+un3n1、um5m3+un3n5均小于负载6两端电压ud，双平衡电抗器脉波倍增电路中的第一辅助二极管Dm1和第二辅助二极管Dm2均反偏，流过第一辅助二极管Dm1和第二辅助二极管Dm2的电流均为零，第一组三相整流桥2和第二组三相整流桥3共同为负载供电；
其中，
um1m3为第一五抽头平衡电抗器4上抽头m1与抽头m3之间的电压；
um5m3为第一五抽头平衡电抗器4上抽头m5与抽头m3之间的电压；
un3n1为第二五抽头平衡电抗器5上抽头n1与抽头n3之间的电压；
un3n5为第二五抽头平衡电抗器5上抽头n5与抽头n3之间的电压；
模式二：在该模式下，由于第一五抽头平衡电抗器4和第二五抽头平衡电抗器5的绕组电压之和um1m3+un3n1大于负载6两端电压ud，第一五抽头平衡电抗器4和第二五抽头平衡电抗器5的绕组电压之和um5m3+un3n5为负；双平衡电抗器脉波倍增电路中的第一辅助二极管Dm1截止、第二辅助二极管Dm2导通，流过第二辅助二极管Dm2的电流im2>0，流过第一辅助二极管Dm1的电流im1＝0，第一组三相整流桥2和第二辅助二极管Dm2共同为负载供电；
模式三：在该模式下，由于第一五抽头平衡电抗器4和第二五抽头平衡电抗器5的绕组电压之和um5m3+un3n5大于负载6两端电压ud，第一五抽头平衡电抗器4和第二五抽头平衡电抗器5的绕组电压之和um1m3+un3n1为负；双平衡电抗器脉波倍增电路中的第一辅助二极管Dm1导通、第二辅助二极管Dm2截止，流过第一辅助二极管Dm1的电流im1>0，流过第二辅助二极管Dm2的电流im2＝0，第二组三相整流桥3和第一辅助二极管Dm1共同为负载供电。
本发明带来的有益效果是：本发明为了在减少直流侧附加二极管的个数和导通损耗的同时，进一步抑制整流器的输入电流谐波，提出一种基于改进型双抽头双平衡电抗器的自耦型24脉波整流器。它仅需在直流侧附加两个具有非常小电流应力(小于负载电流的5％)的辅助二极管和特定结构的五抽头平衡电抗器，就可将现有技术的12脉波整流器升级为24脉波整流器，该方法具有成本低、结构简单、导通损耗小和易于实现等优点。
通过第一五抽头平衡电抗器4、第二五抽头平衡电抗器5、第一辅助二极管Dm1和第二辅助二极管Dm2构成双平衡电抗器脉波倍增电路；双平衡电抗器脉波倍增电路为低损耗的双平衡电抗器脉波倍增电路，其实现脉波倍增的原理为：第一辅助二极管Dm1和第二辅助二极管Dm2的交替导通在直流侧形成特定的方波环流，通过方波环流的调制来增加第一组三相整流桥2和第二组三相整流桥3输出的电流和电压的状态数，从而实现脉波倍增；在实现增加第一组三相整流桥2和第二组三相整流桥3输出的电流和电压的状态数的同时，使其对第一组三相整流桥2和第二组三相整流桥3输入侧的电流状态数和输出电压脉波数得以增加，再根据整流器交、直流侧电流关系，直流侧的电压关系，增加输入的三相交流电流ia、ib和ic的台阶数和整流器输出电压的脉波数，使其进一步抑制整流器的输入电流谐波和整流器输出脉动。
1.与现有自耦型24脉波整流器相比，所需要的磁性器件个数由4个(一个自耦变压器、两个零序电流抑制电抗器器、一个平衡电抗器)降低为3个(一个自耦变压器、两个平衡电抗器)，简化了整流器的结构，降低了整流器的体积和成本。
2.与现有采用双抽头平衡电抗器的自耦型整流器相比，本发明具有更强的脉波倍增能力，可将整流器的脉波数增加到24脉波，而非18脉波(现有基于双抽头平衡电抗器的自耦型整流器的脉波数)。
3.与现有采用双平衡电抗器的自耦型整流器相比，本发明不仅直流侧所需的附加二极管由4个减为2个，而且避免了附加的二极管串联在负载通路，显著降低了附加的二极管导通损耗，提高了整流器的能量转换效率，更适用于大电流工业场合。
附图说明
图1是本发明所述基于改进型双抽头双平衡电抗器的自耦型24脉波整流器的结构示意图；
ia、ib、ic分别为自耦型移相变压器1的a、b、c三相输入电流；
ia1、ib1、ic1分别是输入至第一组三相整流桥2的a、b、c三相电流；
ia2、ib2、ic2分别是输入至第二组三相整流桥3的a、b、c三相电流；
ud为负载电压，ud1为第一组三相整流桥2的输出电压，ud2为第二组三相整流桥3的输出电压；
图2是双平衡电抗器脉波倍增电路处于工作模式一时的示意图；
图3是双平衡电抗器脉波倍增电路处于工作模式二时的示意图；
图4是双平衡电抗器脉波倍增电路处于工作模式三时的示意图；
图5是双平衡电抗器脉波倍增电路的匝数变比与输入电流THD的关系图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
参见图1说明本实施方式，本实施方式所述的基于改进型双抽头双平衡电抗器的自耦型24脉波整流器，包括自耦型移相变压器1、第一组三相整流桥2、第二组三相整流桥3和双平衡电抗器脉波倍增电路；其中，双平衡电抗器脉波倍增电路包括第一五抽头平衡电抗器4、第二五抽头平衡电抗器5、第一辅助二极管Dm1和第二辅助二极管Dm2；
第一五抽头平衡电抗器4包括五个抽头，且五个抽头从左至右依次为抽头m1至m5；
第二五抽头平衡电抗器5包括五个抽头，且五个抽头从左至右依次为抽头n1至n5；
自耦型移相变压器1用于对电网输出的三相交流电压进行移相后，输出两组幅值相等、相位相差30°的三相交流电压，并将输出的两组三相交流电压分别送至第一组三相整流桥2和第二组三相整流桥3进行整流；
双平衡电抗器脉波倍增电路，用于生成方波环流来增加第一组三相整流桥2和第二组三相整流桥3输出的电流和电压的状态数，从而实现脉波倍增；
第一组三相整流桥2的正输出端与第一五抽头平衡电抗器4的抽头m2相连，第一组三相整流桥2的负输出端与第二五抽头平衡电抗器5的抽头n2相连；
第二组三相整流桥3的正输出端与第一五抽头平衡电抗器4的抽头m4相连，第二组三相整流桥3的负输出端与第二五抽头平衡电抗器5的抽头n4相连；
第二五抽头平衡电抗器5的抽头n1与第一辅助二极管Dm1阳极相连，第一辅助二极管Dm1阴极与第一五抽头平衡电抗器4的抽头m1相连，第二五抽头平衡电抗器5的抽头n5与第二辅助二极管Dm2阳极相连，第二辅助二极管Dm2阴极与第一五抽头平衡电抗器4的抽头m5相连；第二五抽头平衡电抗器5的抽头n3与负载6的负极相连，第一五抽头平衡电抗器4的抽头m3与负载6的正极相连。
本实施方式中，一方面在整流器直流侧附加二极管由4个减为2个，避免了现有技术中附加的4个二极管串联在负载通路，本发明中两个二极管与外围电路的连接结构显著降低了附加的二极管导通损耗，提高了整流器的能量转换效率，更适用于大电流工业场合。
另一方面，第一五抽头平衡电抗器4、第二五抽头平衡电抗器5、第一辅助二极管Dm1和第二辅助二极管Dm2构成双平衡电抗器脉波倍增电路；双平衡电抗器脉波倍增电路为低损耗的双平衡电抗器脉波倍增电路，其实现脉波倍增的原理为：第一辅助二极管Dm1和第二辅助二极管Dm2的交替导通在直流侧形成特定的方波环流，通过方波环流的调制来增加第一组三相整流桥2和第二组三相整流桥3输出的电流和电压的状态数，然后根据交直流侧电流关系和直流侧电压关系，实现整流器的脉波数倍增；
除此之外，在实现增加第一组三相整流桥2和第二组三相整流桥3输出的电流和电压的状态数的同时，使其对第一组三相整流桥2和第二组三相整流桥3输入侧的电流状态数和输出电压脉波数得以增加，再根据整流器交、直流侧电流关系，直流侧的电压关系，增加输入的三相交流电流ia、ib和ic的台阶数和整流器输出电压的脉波数，使其进一步抑制整流器的输入电流谐波和整流器输出脉动。
自耦型移相变压器1可以采用不同联结方式，但都能够输出两组幅值相同，相位相差30°的三相电压。
图5给出了双平衡电抗器脉波倍增电路的匝数变比与输入电流THD的关系。
进一步的，第一组三相整流桥2和第二组三相整流桥3采用二极管实现。
更进一步的，第一五抽头平衡电抗器4和第二五抽头平衡电抗器5的结构相同，每个平衡电抗器中的五个抽头以位于中心的抽头为中心，呈中心对称。
更进一步的，具体参见图1，当Nm1m3:Nm2m4＝m:1＝14.17:1、Nn1n3:Nn2n4＝m:1＝14.17:1时，电网输入至整流器的三相交流电流为24脉波，其电网输入至整流器的三相交流电流的THD取到最小值为7.56％；
其中，
m为变比；
Nm1m3为第一五抽头平衡电抗器4上抽头m1与抽头m3之间的绕组匝数；
Nm2m4为第一五抽头平衡电抗器4上抽头m2与抽头m4之间的绕组匝数；
Nn1n3为第二五抽头平衡电抗器5上抽头n1与抽头n3之间的绕组匝数；
Nn2n4为第二五抽头平衡电抗器5上抽头n2与抽头n4之间的绕组匝数。
更进一步的，双平衡电抗器脉波倍增电路包括三种工作模态，具体为：
模式一：参见图2，在该模式下，由于第一五抽头平衡电抗器4和第二五抽头平衡电抗器5的绕组电压之和um1m3+un3n1、um5m3+un3n5均小于负载6两端电压ud，双平衡电抗器脉波倍增电路中的第一辅助二极管Dm1和第二辅助二极管Dm2均反偏，流过第一辅助二极管Dm1和第二辅助二极管Dm2的电流均为零，第一组三相整流桥2和第二组三相整流桥3共同为负载供电；
其中，
um1m3为第一五抽头平衡电抗器4上抽头m1与抽头m3之间的电压；
um5m3为第一五抽头平衡电抗器4上抽头m5与抽头m3之间的电压；
un3n1为第二五抽头平衡电抗器5上抽头n1与抽头n3之间的电压；
un3n5为第二五抽头平衡电抗器5上抽头n5与抽头n3之间的电压；
模式二：参见图3，在该模式下，由于第一五抽头平衡电抗器4和第二五抽头平衡电抗器5的绕组电压之和um1m3+un3n1大于负载6两端电压ud，第一五抽头平衡电抗器4和第二五抽头平衡电抗器5的绕组电压之和um5m3+un3n5为负；双平衡电抗器脉波倍增电路中的第一辅助二极管Dm1截止、第二辅助二极管Dm2导通，流过第二辅助二极管Dm2的电流im2>0，流过第一辅助二极管Dm1的电流im1＝0，第一组三相整流桥2和第二辅助二极管Dm2共同为负载供电；
模式三：参见图4，在该模式下，由于第一五抽头平衡电抗器4和第二五抽头平衡电抗器5的绕组电压之和um5m3+un3n5大于负载6两端电压ud，第一五抽头平衡电抗器4和第二五抽头平衡电抗器5的绕组电压之和um1m3+un3n1为负；双平衡电抗器脉波倍增电路中的第一辅助二极管Dm1导通、第二辅助二极管Dm2截止，流过第一辅助二极管Dm1的电流im1>0，流过第二辅助二极管Dm2的电流im2＝0，第二组三相整流桥3和第一辅助二极管Dm1共同为负载供电。
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (5)

1.基于改进型双抽头双平衡电抗器的自耦型24脉波整流器，其特征在于，包括自耦型移相变压器(1)、第一组三相整流桥(2)、第二组三相整流桥(3)和双平衡电抗器脉波倍增电路；其中，双平衡电抗器脉波倍增电路包括第一五抽头平衡电抗器(4)、第二五抽头平衡电抗器(5)、第一辅助二极管Dm1和第二辅助二极管Dm2；
第一五抽头平衡电抗器(4)包括五个抽头，且五个抽头从左至右依次为抽头m1至m5；
第二五抽头平衡电抗器(5)包括五个抽头，且五个抽头从左至右依次为抽头n1至n5；
自耦型移相变压器(1)用于对电网输出的三相交流电压进行移相后，输出两组幅值相等、相位相差30°的三相交流电压，并将输出的两组三相交流电压分别送至第一组三相整流桥(2)和第二组三相整流桥(3)进行整流；
双平衡电抗器脉波倍增电路，用于生成方波环流来增加第一组三相整流桥(2)和第二组三相整流桥(3)输出的电流和电压的状态数，从而实现脉波倍增；
第一组三相整流桥(2)的正输出端与第一五抽头平衡电抗器(4)的抽头m2相连，第一组三相整流桥(2)的负输出端与第二五抽头平衡电抗器(5)的抽头n2相连；
第二组三相整流桥(3)的正输出端与第一五抽头平衡电抗器(4)的抽头m4相连，第二组三相整流桥(3)的负输出端与第二五抽头平衡电抗器(5)的抽头n4相连；
第二五抽头平衡电抗器(5)的抽头n1与第一辅助二极管Dm1阳极相连，第一辅助二极管Dm1阴极与第一五抽头平衡电抗器(4)的抽头m1相连，第二五抽头平衡电抗器(5)的抽头n5与第二辅助二极管Dm2阳极相连，第二辅助二极管Dm2阴极与第一五抽头平衡电抗器(4)的抽头m5相连；第二五抽头平衡电抗器(5)的抽头n3与负载(6)的负极相连，第一五抽头平衡电抗器(4)的抽头m3与负载(6)的正极相连。
2.根据权利要求1所述的基于改进型双抽头双平衡电抗器的自耦型24脉波整流器，其特征在于，第一组三相整流桥(2)和第二组三相整流桥(3)采用二极管实现。
3.根据权利要求1所述的基于改进型双抽头双平衡电抗器的自耦型24脉波整流器，其特征在于，第一五抽头平衡电抗器(4)和第二五抽头平衡电抗器(5)的结构相同，每个平衡电抗器中的五个抽头以位于中心的抽头为中心，呈中心对称。
4.根据权利要求3所述的基于改进型双抽头双平衡电抗器的自耦型24脉波整流器，其特征在于，当Nm1m3:Nm2m4＝m:1＝14.17:1、Nn1n3:Nn2n4＝m:1＝14.17:1时，电网输入至整流器的三相交流电流为24脉波，其电网输入至整流器的三相交流电流的THD取到最小值为7.56％；
其中，
m为变比；
Nm1m3为第一五抽头平衡电抗器(4)上抽头m1与抽头m3之间的绕组匝数；
Nm2m4为第一五抽头平衡电抗器(4)上抽头m2与抽头m4之间的绕组匝数；
Nn1n3为第二五抽头平衡电抗器(5)上抽头n1与抽头n3之间的绕组匝数；
Nn2n4为第二五抽头平衡电抗器(5)上抽头n2与抽头n4之间的绕组匝数。
5.根据权利要求1所述的基于改进型双抽头双平衡电抗器的自耦型24脉波整流器，其特征在于，双平衡电抗器脉波倍增电路包括三种工作模态，具体为：
模式一：在该模式下，由于第一五抽头平衡电抗器(4)和第二五抽头平衡电抗器(5)的绕组电压之和um1m3+un3n1、um5m3+un3n5均小于负载(6)两端电压ud，双平衡电抗器脉波倍增电路中的第一辅助二极管Dm1和第二辅助二极管Dm2均反偏，流过第一辅助二极管Dm1和第二辅助二极管Dm2的电流均为零，第一组三相整流桥(2)和第二组三相整流桥(3)共同为负载供电；
其中，
um1m3为第一五抽头平衡电抗器(4)上抽头m1与抽头m3之间的电压；
um5m3为第一五抽头平衡电抗器(4)上抽头m5与抽头m3之间的电压；
un3n1为第二五抽头平衡电抗器(5)上抽头n1与抽头n3之间的电压；
un3n5为第二五抽头平衡电抗器(5)上抽头n5与抽头n3之间的电压；
模式二：在该模式下，由于第一五抽头平衡电抗器(4)和第二五抽头平衡电抗器(5)的绕组电压之和um1m3+un3n1大于负载(6)两端电压ud，第一五抽头平衡电抗器(4)和第二五抽头平衡电抗器(5)的绕组电压之和um5m3+un3n5为负；双平衡电抗器脉波倍增电路中的第一辅助二极管Dm1截止、第二辅助二极管Dm2导通，流过第二辅助二极管Dm2的电流im2>0，流过第一辅助二极管Dm1的电流im1＝0，第一组三相整流桥(2)和第二辅助二极管Dm2共同为负载供电；
模式三：在该模式下，由于第一五抽头平衡电抗器(4)和第二五抽头平衡电抗器(5)的绕组电压之和um5m3+un3n5大于负载(6)两端电压ud，第一五抽头平衡电抗器(4)和第二五抽头平衡电抗器(5)的绕组电压之和um1m3+un3n1为负；双平衡电抗器脉波倍增电路中的第一辅助二极管Dm1导通、第二辅助二极管Dm2截止，流过第一辅助二极管Dm1的电流im1>0，流过第二辅助二极管Dm2的电流im2＝0，第二组三相整流桥(3)和第一辅助二极管Dm1共同为负载供电。
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