CN103580512A - 多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统及方法 - Google Patents

Abstract

多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统及方法，属于电力电子技术领域。本发明解决了现有的多脉波晶闸管整流系统的非线性特征，导致交流网侧产生谐波的问题。信号处理及控制电路将接收到的基准三角波信号、负载回路电流信号、副边绕组电流信号处理后，将产生的两路PWM驱动信号发送给驱动电路，驱动电路对接收到的两路PWM驱动信号进行功率放大后，再输出给六倍频电流三角波逆变电路，调节带副边的平衡电抗器的副边绕组电流值，通过电流闭环控制使副边绕组电流峰值为负载回路电流值的0.5倍，并且每个周期内带副边绕组电流的第一个通往负值的过零点滞后交流输入A相电压起点α，本发明具体用于对大功率工作领域。

Description

多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统及方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域。

背景技术

在电机调速、高压直流输电、电化学加工、航空航天及可再生能源变换系统等大功率场合，经常需要低谐波大功率的可调压、稳压的直流电源，普通的二极管不控多脉波整流系统在电网波动和负载变化时输出电压会随之波动而无法稳压，更无法实现输出电压可调功能，这使得普通不控多脉波整流系统的使用严重受限，然而多脉波晶闸管可控整流系统不但可降低THD值，而且克服了以上普通不控多脉波整流系统的缺点，并且多脉波晶闸管可控整流系统电路具有实现简单、成本低、可靠性高等优点，在这些场合得到了广泛应用。

多脉波整流电路分为多脉波二极管不控整流电路和多脉波晶闸管可控整流电路两类。多脉波二极管整流电路其输出直流电压与交流输入电压成固定比例，输入电压变化时输出直流电压随之变化，不能保证输出直流电压稳定，更无法实现调压的功能，因此应用于对电压要求不高的场合。多脉波晶闸管可控整流电路，在电网和负载变化时，通过对晶闸管的控制能够保证输出直流电压恒定，且可以根据需要而调压，因此在大功率场合获得了广泛应用。多脉波晶闸管整流电路由于自身的非线性，会产生大量谐波，而且随着控制角的增加其非线性会增加，会产生更多的谐波，对电网产生严重的谐波污染，引起电网电压畸变，降低系统功率因数，因此有效抑制多脉波晶闸管整流电路工作过程中所产生的谐波具有重要意义。

现有技术中解决大功率多脉波晶闸管整流系统谐波污染问题的主要方法是通过装设谐波补偿装置来补偿整流系统产生的谐波，该方法并没有改变原多脉波晶闸管整流系统的非线性，是在谐波产生后进行补偿，谐波对系统的影响已经产生。在很多场合谐波补偿装置的功率等级与多脉波晶闸管整流系统相差不大，这样既会增加整个系统的容量和体积，也会增加系统损耗和成本。

发明内容

本发明是为了解决现有的多脉波晶闸管整流系统的非线性特征，导致交流网侧产生谐波的问题，本发明提供了一种多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统及方法。

它包括第一可控整流桥、第二可控整流桥和移相变压器，它还包括带副边的平衡电抗器、六倍频电流三角波逆变电路、信号处理及控制电路、驱动电路、副边电流传感器、负载回路电流传感器和同步及相位控制电路；

所述的移相变压器的三相输入端与电网连接，所述的移相变压器的第一三相输出端与第一可控整流桥的三相输入端连接，所述的移相变压器的第二三相输出端与第二可控整流桥的三相输入端连接，移相变压器的三相输入端的任意两端与同步及相位控制电路的初级绕组输入端并联连接，

所述的第一可控整流桥直流侧的负极输出端、第二可控整流桥直流侧的负极输出端和六倍频电流三角波逆变电路的负极输出端同时连接后作为负载电源的负极性输出端，

所述的第一可控整流桥直流侧的正极输出端与带副边的平衡电抗器原边绕组的一端连接，所述的第二可控整流桥直流侧的正极输出端与带副边的平衡电抗器原边绕组的另一端连接，所述的带副边的平衡电抗器原边绕组的中间抽头和六倍频电流三角波逆变电路的正极输出端连接后作为负载电源的正极性输出端，

带副边的平衡电抗器副边绕组的一端与六倍频电流三角波逆变电路的第一电流输入端连接，带副边的平衡电抗器副边绕组的另一端与六倍频电流三角波逆变电路的第二电流输入端连接，

负载回路电流传感器用于检测负载供电回路的电流；所述的负载回路电流传感器的电流输出端与信号处理及控制电路的负载回路电流输入端连接，

副边电流传感器用于检测带副边的平衡电抗器副边绕组的电流，所述的副边电流传感器的电流输出端与信号处理及控制电路的副边电流输入端连接，

同步及相位控制电路的同步基准信号输出端与信号处理及控制电路的基准信号输入端连接，

信号处理及控制电路的控制信号输出端与驱动电路的控制信号输入端连接，所述的驱动电路的第一驱动信号输出端与六倍频电流三角波逆变电路的第一驱动信号输入端连接，驱动电路的第二驱动信号输出端与六倍频电流三角波逆变电路的第二驱动信号输入端连接。

采用所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统实现多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制方法，它的具体过程为，

将负载连接在负载电源的负极性输出端和负载电源的正极性输出端之间，同步及相位控制电路将采集到的电压信号进行滤波及相位控制后生成基准三角波信号，将此基准三角波信号输入到信号处理及控制电路中，

信号处理及控制电路将接收到的基准三角波信号与负载回路电流传感器检测到的负载回路电流信号相乘生成电流参考信号，此电流参考信号与副边电流传感器检测到的带副边的平衡电抗器的副边绕组电流信号比较及处理后，产生两路PWM驱动信号，并将该两路PWM驱动信号发送给驱动电路；

驱动电路将接收到的两路PWM驱动信号进行功率放大后，再输出给六倍频电流三角波逆变电路，

调节带副边的平衡电抗器的副边绕组电流值，通过电流闭环控制使带副边的平衡电抗器的副边绕组电流峰值为所述负载回路电流值的0.5倍，并且每个周期内带副边的平衡电抗器的副边绕组电流的第一个通往负值的过零点滞后交流输入A相电压起点α，完成对多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制，其中α为根据输出直流电压的要求所确定的晶闸管的触发角。

本发明实现了在多脉波晶闸管整流系统的直流侧抑制交流电网侧电流谐波和输出电压可调的功能，通过对带副边的平衡电抗器的副边绕组电流的控制，在带副边的平衡电抗器的副边得到一个频率、相位、幅值均满足需要的小容量电流源，利用交直流侧电流谐波的关系，来影响交流侧的输入电流，将交流侧输入电流谐波在直流侧进行抑制，实现了多脉波晶闸管整流系统在输出电压可调范围内均能实现对输入电流谐波的抑制。

将本发明所述多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统连接于原有多脉波晶闸管整流系统的直流侧后，能够实现控制角α在0到120度范围内均能显著抑制输入电流谐波，使输入电流的总谐波失真（THD）小于5%，此时多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统，几乎可等效为电网的线性阻感负载，其阻抗角等于原有多脉波晶闸管整流系统的控制角α。

多脉波二极管整流系统相当于控制角α为零的多脉波晶闸管整流系统，是多脉波晶闸管整流系统的一个特殊工作点。

现有的多脉波晶闸管整流系统交流侧输入电流谐波含量高，输入电流的总谐波失真（THD）大于30%，而本发明所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统的交流侧输入电流谐波含量显著降低，此时输入电流的总谐波失真（THD）小于5%。

本申请与现有公开号为101944843A的发明专利（后续称为现有专利技术）所记载的技术方案相比较，现有专利技术中整流桥采用不可控的二极管整流桥，而本申请则采用导通角可控的晶闸管整流桥，该技术方案与现有专利技术相比较的本质区别在于现有专利技术仅可以在系统的直流侧抑制交流网侧的输入电流的谐波含量，但在电网波动和负载变动时无法稳定输出电压，更无法实现调压功能，而本申请则除了可实现抑制交流网测电流谐波和直流侧的谐波能量回收的功能外，在电网波动与负载变动的情况下均可实现稳压功能，在负载需要不同电压的情况下且可实现调压功能。从而使得使用不再受限，也扩大了应用的广泛性和灵活性。

本发明对原有晶闸管整流系统的容量和体积不造成大的增加的前提下，通过对多脉波晶闸管整流系统的改造，解决原有多脉波晶闸管整流系统的非线性，使系统不产生谐波，消除谐波对系统的影响。本发明提供的一种多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统及方法，与现有采用有源滤波器进行谐波补偿的方式相比，系统容量仅增加8％左右，解决了整流电路交流侧谐波抑制系统容量大、谐波二次污染严重等问题。

附图说明

图1为具体实施方式一所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统的原理示意图；

图2为具体实施方式三所述的六倍频电流三角波逆变电路的原理示意图；

图3为具体实施方式五所述的六倍频电流三角波逆变电路的原理示意图；

图4为具体实施方式八所述的同步及相位控制电路的原理示意图；

图5为具体实施方式六中，信号处理及控制电路采用单极性PWM控制方式时，本发明所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统的工作过程曲线图；

图6为具体实施方式六中，信号处理及控制电路采用双极性PWM控制方式时，本发明所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统的工作过程曲线图；

图7为具体实施方式六中，六倍频电流三角波逆变电路在正半个周期t₀到t₁段时的工作状态示意图；

图8为具体实施方式六中，六倍频电流三角波逆变电路在正半个周期t₁到t₂段时的工作状态示意图；

图9为具体实施方式六中，六倍频电流三角波逆变电路在正半个周期t₂到t₃段时的工作状态示意图；

图10为具体实施方式六中，六倍频电流三角波逆变电路在正半个周期t₃到t₄段时的工作状态示意图；

图11为具体实施方式六中，六倍频电流三角波逆变电路在负半个周期t₀到t₁段时的工作状态示意图；

图12为具体实施方式六中，六倍频电流三角波逆变电路在负半个周期t₁到t₂段时的工作状态示意图；

图13为具体实施方式六中，六倍频电流三角波逆变电路在正半个周期t₃到t₄段时的工作状态示意图；

图14为具体实施方式六中，六倍频电流三角波逆变电路在正半个周期t₄到t₅段时的工作状态示意图。

具体实施方式

具体实施方式一：参见图1说明本实施方式，本实施方式所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统，它包括第一可控整流桥8-1、第二可控整流桥8-2和移相变压器9，它还包括带副边的平衡电抗器1、六倍频电流三角波逆变电路2、信号处理及控制电路4、驱动电路3、副边电流传感器5、负载回路电流传感器7和同步及相位控制电路6；

所述的移相变压器9的三相输入端与电网连接，所述的移相变压器9的第一三相输出端与第一可控整流桥8-1的三相输入端连接，所述的移相变压器9的第二三相输出端与第二可控整流桥8-2的三相输入端连接，移相变压器9的三相输入端的任意两端与同步及相位控制电路6的初级绕组输入端并联连接，所述的第一可控整流桥8-1直流侧的负极输出端、第二可控整流桥8-2直流侧的负极输出端和六倍频电流三角波逆变电路2的负极输出端同时连接后作为负载电源的负极性输出端P，

所述的第一可控整流桥8-1直流侧的正极输出端与带副边的平衡电抗器1原边绕组的一端连接，所述的第二可控整流桥8-2直流侧的正极输出端与带副边的平衡电抗器1原边绕组的另一端连接，所述的带副边的平衡电抗器1原边绕组的中间抽头和六倍频电流三角波逆变电路2的正极输出端连接后作为负载电源的正极性输出端Q，

带副边的平衡电抗器1副边绕组的一端与六倍频电流三角波逆变电路2的第一电流输入端连接，带副边的平衡电抗器1副边绕组的另一端与六倍频电流三角波逆变电路2的第二电流输入端连接，

负载回路电流传感器7用于检测负载供电回路的电流；所述的负载回路电流传感器7的电流输出端与信号处理及控制电路4的负载回路电流输入端连接，

副边电流传感器5用于检测带副边的平衡电抗器1副边绕组的电流，所述的副边电流传感器5的电流输出端与信号处理及控制电路4的副边电流输入端连接，

所述的同步及相位控制电路6的同步基准信号输出端与信号处理及控制电路4的基准信号输入端连接，

所述的信号处理及控制电路4的控制信号输出端与驱动电路3的控制信号输入端连接，所述的驱动电路3的第一驱动信号输出端与六倍频电流三角波逆变电路2的第一驱动信号输入端连接，驱动电路3的第二驱动信号输出端与六倍频电流三角波逆变电路2的第二驱动信号输入端连接。

具体实施方式二：参见图1和2说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统的区别在于，所述的六倍频电流三角波逆变电路2为半桥结构的电路。

具体实施方式三：参见图2说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式二所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统的区别在于，所述六倍频电流三角波逆变电路2包括第一电感L_1N、第一一开关管S₁₁、第一一二极管D₁₁、第一一电容C₁₁、第一一电阻R₁₁、第一三开关管S₁₃、第一三二极管D₁₃、第一三电容C₁₃、第一三电阻R₁₃、第一二电容C₁₂、第一二电阻R₁₂、第一四电容C₁₄和第一四电阻R₁₄，

第一电感L_1N的一端作为六倍频电流三角波逆变电路2的第一电流输入端与带副边的平衡电抗器1的副边绕组的一端相连，第一电感L_1N的另一端同时与第一一二极管D₁₁的阳极、第一一开关管S₁₁的发射极、第一一电阻R₁₁的一端、第一三开关管S₁₃的集电极、第一三二极管D₁₃的阴极、第一三电容C₁₃的一端相连，第一一开关管S₁₁的集电极同时与第一一二极管D₁₁的阴极、第一一电容C₁₁的一端、第一二电容C₁₂的一端和第一二电阻R₁₂的一端连接后作为六倍频电流三角波逆变电路2的正极输出端，

第一一电阻R₁₁的另一端与第一一电容C₁₁的另一端相连，

第一四电阻R₁₄的一端同时与第一四电容C₁₄的一端、第一三电阻R₁₃的一端、第一三二极管D₁₃的阳极和第一三开关管S₁₃的发射极连接后作为六倍频电流三角波逆变电路2的负极输出端，

第一四电阻R₁₄的另一端作为六倍频电流三角波逆变电路2的第一电流输入端同时与第一二电阻R₁₂的另一端、第一四电容C₁₄的另一端、第一二电容C₁₂的另一端和带副边的平衡电抗器1的副边绕组的另一端连接，

第一三电容C₁₃的另一端与第一三电阻R₁₃的另一端相连，

第一一开关管S₁₁的基极与驱动电路3的第一驱动信号输出端连接，

第一三开关管S₁₃的基极与驱动电路3的第二驱动信号输出端连接，

所述的第一一开关管S₁₁的基极作为六倍频电流三角波逆变电路2的第一驱动信号输入端，

所述的第一三开关管S₁₃的基极作为六倍频电流三角波逆变电路2的第二驱动信号输入端。

具体实施方式四：参见图1说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统的区别在于，所述的六倍频电流三角波逆变电路2为全桥结构的电路。

具体实施方式五：参见图1和3说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式四所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统的区别在于，所述的六倍频电流三角波逆变电路2包括第二电感L_2N、第二一开关管S₂₁、第二一二极管D₂₁、第二一电容C₂₁、第二一电阻R₂₁、第二三开关管S₂₃、第二三二极管D₂₃、第二三电容C₂₃、第二三电阻R₂₃、第二二开关管S₂₂、第二二二极管D₂₂、第二二电容C₂₂、第二二电阻R₂₂、第二四开关管S₂₄、第二四二极管D₂₄、第二四电容C₂₄和第二四电阻R₂₄，

第二电感L_2N的一端作为六倍频电流三角波逆变电路2的第一电流输入端与带副边的平衡电抗器1的副边绕组的一端相连，

第二电感L_2N的另一端同时与第二一开关管S₂₁的发射极、第二一二极管D₂₁的阳极、第二一电阻R₂₁的一端、第二三开关管S₂₃的集电极、第二三二极管D₂₃的阴极和第二三电容C₂₃的一端相连，

第二一开关管S₂₁的集电极同时与第二一二极管D₂₁的阴极、第二一电容C₂₁的一端、第二二开关管S₂₂的集电极、第二二二极管D₂₂的阴极、第二二电容C₂₂的一端连接后作为六倍频电流三角波逆变电路2的正极输出端，

第二一电容C₂₁的另一端与第二一电阻R₂₁的另一端相连，

第二二电容C₂₂的另一端与第二二电阻R₂₂的另一端相连，

第二二电阻R₂₂的一端作为六倍频电流三角波逆变电路2的第二电流输入端同时与第二二开关管S₂₂的发射极、第二二二极管D₂₂的阳极、第二四开关管S₂₄的集电极、第二四二极管D₂₄阴极、第二四电容C₂₄的一端和带副边的平衡电抗器2的副边绕组的另一端相连，

第二四电容C₂₄的另一端与第二四电阻R₂₄的另一端相连，

第二四电阻R₂₄的一端同时与第二四开关管S₂₄的发射极、第二四二极管D₂₄阳极、第二三开关管S₂₃的发射极、第二三二极管D₂₃的阳极、第二三电阻R₂₃的一端相连后作为六倍频电流三角波逆变电路2的负极输出端，

第二三电阻R₂₃的另一端与第二三电容C₂₃的另一端相连，

第二一开关管S₂₁的基极同时与第二四开关管S₂₄的基极和驱动电路3的第一驱动信号输出端连接，

第二三开关管S₂₃的基极同时与第二二开关管S₂₂的基极和驱动电路3的第二驱动信号输出端连接，

第二一开关管S₂₁的基极作为六倍频电流三角波逆变电路2的第一驱动信号输入端，

第二三开关管S₂₃的基极作为六倍频电流三角波逆变电路2的第一驱动信号输入端。

具体实施方式六：参见图1和3说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式四所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统的区别在于，所述的信号处理及控制电路4采用单极性或双极性的PWM控制电路实现。

本实施方式中，信号处理及控制电路4采用单极性PWM控制方式时，本发明所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统的工作过程曲线图参见图5；信号处理及控制电路4采用双极性PWM控制方式时，本发明所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统的工作过程曲线图参见图6；i_L2N表示流过电感的实际电流波形，T表示电流三角波周期。

（A）、信号处理及控制电路4采用单极性PWM控制方式时，六倍频电流三角波逆变电路2在半个周期内有四种工作模式，从t₀时刻开始，正半周期的四种工作模式依次为：

t₀到t₁段：六倍频电流三角波逆变电路2在正半个周期t₀到t₁段时的工作状态示意图，具体参见图7，其中u_d表示负载上电压，i_d负载上电流，

在t₀时刻，第二四二极管D₂₄导通，此时第二四二极管D₂₄和第二一二极管D₂₁一起导通，带副边的平衡电抗器的副边绕组输出的电压u_s和第一电感L_1N向负载供电，第一电感L_1N内部的电流i_s开始减小，第一电感L_1N储存能量减小，此时交流侧和第一电感L_1N的能量传递给负载；

t₁到t₂段：六倍频电流三角波逆变电路2在正半个周期t₁到t₂段时的工作状态示意图，具体参见图8，

在t₁时刻，使第二三开关管S₂₃，第二三开关管S₂₃和第二四二极管D₂₄一起导通，带副边的平衡电抗器1的副边绕组输出的电压u_s加在第二电感L_2N的两端上，第二电感L_2N的内部电流i_s正向流动，并且开始增大，第二电感L_2N储存能量增加，此时交直流侧没有能量的交换，

t₂到t₃段：六倍频电流三角波逆变电路2在正半个周期t₂到t₃段时的工作状态示意图，具体参见图9，

在t₂时刻，使第二二开关管S₂₂，此时第二三开关管S₂₃和第二二开关管S₂₂一起导通，带副边的平衡电抗器1的副边绕组输出的电压u_s和负载上的电压一起加在第二电感L_2N的两端，第二电感L_2N内部的电流i_s迅速增大，第二电感L_2N继续储存能量，此时交直流侧均输出能量给第二电感L_2N储能，

t₃到t₄段：六倍频电流三角波逆变电路2在正半个周期t₃到t₄段时的工作状态示意图，具体参见图10，

在t₃时刻，使第二四二极管D₂₄，第二三开关管S₂₃和第二四二极管D₂₄一起导通，带副边的平衡电抗器1的副边绕组输出的电压u_s加在第二电感L_2N的两端，第二电感L_2N内部的电流i_s正向流动，并且开始增大，第二电感L_2N储存能量增加，此时交直流侧没有能量的交换。

本实施方式是对全桥结构的六倍频电流三角波逆变电路2单极性控制时的工作模式进行介绍，该电路在输入电流的正半周和负半周时，电路工作原理相同，工作状态相对称，因此根据对称关系可以得到电流为负半周时六倍频电流三角波逆变电路2的工作模式。

（B）、信号处理及控制电路4采用双极性PWM控制方式时，六倍频电流三角波逆变电路2在一个周期内有四种工作模式，在负半周期从t₀时刻开始，负半周期的2种工作模式依次为：

t₀到t₁段：六倍频电流三角波逆变电路2在负半个周期t₀到t₁段时的工作状态示意图，具体参见图11，

在t₀时刻，开通第二一开关管S₂₁和第二四开关管S₂₄，带副边的平衡电抗器的副边绕组输出的电压u_s和负载两端的电压一起加在第二电感L_2N两端，第二电感L_2N内部的电流i_s反向增加，此时第二电感L_2N储存能量，

t₁到t₂段：六倍频电流三角波逆变电路2在负半个周期t₁到t₂段时的工作状态示意图，具体参见图12，

在t₁时刻，关断第二一开关管S₂₁和第二四开关管S₂₄开关管，第二电感L_2N的电流i_s经第二二二极管D₂₂和第二三二极管D₂₃续流，第二电感L_2N内部的电流i_s线性减小，此时第二电感L_2N两端电压和带副边的平衡电抗器的副边绕组输出的电压u_s一起向负载供电，

在正半周期从t₃时刻开始，正半周期的2种工作模式依次为：

t₃到t₄段：六倍频电流三角波逆变电路2在正半个周期t₃到t₄段时的工作状态示意图，具体参见图13，

在t₃时刻，导通第二三开关管S₂₃和第二二开关管S₂₂，带副边的平衡电抗器1的副边绕组输出的电压u_s和负载两端的电压一起加在第二电感L_2N两端，第二电感L_2N内部的电流i_s正向增加，此时第二电感L_2N储存能量，

t₄到t₅段：六倍频电流三角波逆变电路2在正半个周期t₄到t₅段时的工作状态示意图，具体参见图14，

在t₄时刻，关断第二三开关管S₂₃和第二二开关管S₂₂开关管，第二电感L_2N内部的电流i_s经第二一二极管D₂₁和第二四二极管D₂₄续流，第二电感L_2N内部的电流i_s线性下降，此时第二电感L_2N两端的电压和带副边的平衡电抗器1的副边绕组输出的电压u_s一起向负载供电。

具体实施方式七：参见图1、2和3说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式三或五所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统的区别在于，所述的第二一开关管S₂₁为MOSFET或IGBT，第二二开关管S₂₂为MOSFET或IGBT。

具体实施方式八：参见图1和4说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统的区别在于，所述的同步及相位控制电路6包括同步变压器6-1、相位控制电路6-2和锁相电路6-3，

同步变压器6-1的初级绕组输入端与移相变压器9的三相输入端的任意两端并联连接,

同步变压器6-1的次级绕组与相位控制电路6-2的两个信号输入端并联连接，

相位控制电路6-2的输出端与锁相电路6-3的信号输入端相连，

锁相电路6-3的输出端作为同步及相位控制电路6的同步基准信号输出端与信号处理及控制电路4的基准信号输入端连接，

同步变压器（6-1）的初级绕组输入端为同步及相位控制电路（6）的初级绕组输入端。

具体实施方式九：参见图1、2和3说明本实施方式，本实施方式采用具体实施方式一、二、三、四、五、六或八所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统实现多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制方法，它的具体过程为，

将负载连接在负载电源的负极性输出端P和负载电源的正极性输出端Q之间，

同步及相位控制电路6将采集到的电压信号进行滤波及相位控制后生成基准三角波信号，将此基准三角波信号输入到信号处理及控制电路4中，

信号处理及控制电路4将接收到的基准三角波信号与负载回路电流传感器7检测到的负载回路电流信号相乘生成电流参考信号，此电流参考信号与副边电流传感器5检测到的带副边的平衡电抗器1的副边绕组电流信号比较及处理后，产生两路PWM驱动信号，并将该两路PWM驱动信号发送给驱动电路3；

驱动电路3将接收到的两路PWM驱动信号进行功率放大后，再输出给六倍频电流三角波逆变电路2，

调节带副边的平衡电抗器1的副边绕组电流值，通过电流闭环控制使带副边的平衡电抗器1的副边绕组电流峰值为所述负载回路电流值的0.5倍，并且每个周期内带副边的平衡电抗器1的副边绕组电流的第一个通往负值的过零点滞后交流输入A相电压起点α，完成对多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制，其中α为根据输出直流电压的要求所确定的晶闸管的触发角。

具体实施方式十：参见图1、2和3说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式九所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制方法的区别在于，所述的六倍频电流三角波逆变电路2为全桥结构时，信号处理及控制电路4采用单极性或双极性控制方式。

Claims (10)

1.多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统，它包括第一可控整流桥（8-1）、第二可控整流桥（8-2）和移相变压器（9），其特征在于，它还包括带副边的平衡电抗器（1）、六倍频电流三角波逆变电路（2）、信号处理及控制电路(4)、驱动电路(3)、副边电流传感器（5）、负载回路电流传感器（7）和同步及相位控制电路（6）；

所述的移相变压器（9）的三相输入端与电网连接，所述的移相变压器（9）的第一三相输出端与第一可控整流桥（8-1）的三相输入端连接，所述的移相变压器（9）的第二三相输出端与第二可控整流桥（8-2）的三相输入端连接，移相变压器（9）的三相输入端的任意两端与同步及相位控制电路（6）的初级绕组输入端并联连接，

所述的第一可控整流桥（8-1）直流侧的负极输出端、第二可控整流桥（8-2）直流侧的负极输出端和六倍频电流三角波逆变电路（2）的负极输出端同时连接后作为负载电源的负极性输出端（P），

所述的第一可控整流桥（8-1）直流侧的正极输出端与带副边的平衡电抗器（1）原边绕组的一端连接，所述的第二可控整流桥（8-2）直流侧的正极输出端与带副边的平衡电抗器（1）原边绕组的另一端连接，所述的带副边的平衡电抗器（1）原边绕组的中间抽头和六倍频电流三角波逆变电路（2）的正极输出端连接后作为负载电源的正极性输出端（Q），

带副边的平衡电抗器（1）副边绕组的一端与六倍频电流三角波逆变电路（2）的第一电流输入端连接，带副边的平衡电抗器（1）副边绕组的另一端与六倍频电流三角波逆变电路（2）的第二电流输入端连接，

负载回路电流传感器（7）用于检测负载供电回路的电流；所述的负载回路电流传感器（7）的电流输出端与信号处理及控制电路(4)的负载回路电流输入端连接，

副边电流传感器（5）用于检测带副边的平衡电抗器（1）副边绕组的电流，所述的副边电流传感器（5）的电流输出端与信号处理及控制电路(4)的副边电流输入端连接，

同步及相位控制电路（6）的同步基准信号输出端与信号处理及控制电路(4)的基准信号输入端连接，

信号处理及控制电路(4)的控制信号输出端与驱动电路(3)的控制信号输入端连接，所述的驱动电路(3)的第一驱动信号输出端与六倍频电流三角波逆变电路（2）的第一驱动信号输入端连接，驱动电路(3)的第二驱动信号输出端与六倍频电流三角波逆变电路（2）的第二驱动信号输入端连接。

2.根据权利要求1所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统，其特征在于，所述的六倍频电流三角波逆变电路（2）为半桥结构的电路。

3.根据权利要求2所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统，其特征在于，所述的六倍频电流三角波逆变电路（2）包括第一电感（L_1N）、第一一开关管（S₁₁）、第一一二极管（D₁₁）、第一一电容（C₁₁）、第一一电阻（R₁₁）、第一三开关管（S₁₃）、第一三二极管（D₁₃）、第一三电容（C₁₃）、第一三电阻（R₁₃）、第一二电容（C₁₂）、第一二电阻（R₁₂）、第一四电容（C₁₄）和第一四电阻（R₁₄），

第一电感（L_1N）的一端作为六倍频电流三角波逆变电路（2）的第一电流输入端与带副边的平衡电抗器（1）的副边绕组的一端相连，第一电感（L_1N）的另一端同时与第一一二极管（D₁₁）的阳极、第一一开关管（S₁₁）的发射极、第一一电阻（R₁₁）的一端、第一三开关管（S₁₃）的集电极、第一三二极管（D₁₃）的阴极、第一三电容（C₁₃）的一端相连，第一一开关管（S₁₁）的集电极同时与第一一二极管（D₁₁）的阴极、第一一电容（C₁₁）的一端、第一二电容（C₁₂）的一端和第一二电阻（R₁₂）的一端连接后作为六倍频电流三角波逆变电路（2）的正极输出端，

第一一电阻（R₁₁）的另一端与第一一电容（C₁₁）的另一端相连，

第一四电阻（R₁₄）的一端同时与第一四电容（C₁₄）的一端、第一三电阻（R₁₃）的一端、第一三二极管（D₁₃）的阳极和第一三开关管（S₁₃）的发射极连接后作为六倍频电流三角波逆变电路（2）的负极输出端，

第一四电阻（R₁₄）的另一端作为六倍频电流三角波逆变电路（2）的第一电流输入端同时与第一二电阻（R₁₂）的另一端、第一四电容（C₁₄）的另一端、第一二电容（C₁₂）的另一端和带副边的平衡电抗器（1）的副边绕组的另一端连接，

第一三电容（C₁₃）的另一端与第一三电阻（R₁₃）的另一端相连，

第一一开关管（S₁₁）的基极与驱动电路(3)的第一驱动信号输出端连接，

第一三开关管（S₁₃）的基极与驱动电路(3)的第二驱动信号输出端连接，

所述的第一一开关管（S₁₁）的基极作为六倍频电流三角波逆变电路（2）的第一驱动信号输入端，

所述的第一三开关管（S₁₃）的基极作为六倍频电流三角波逆变电路（2）的第二驱动信号输入端。

4.根据权利要求1所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统，其特征在于，所述的六倍频电流三角波逆变电路（2）为全桥结构的电路。

5.根据权利要求4所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统，其特征在于，所述的六倍频电流三角波逆变电路（2）包括第二电感（L_2N）、第二一开关管（S₂₁）、第二一二极管（D₂₁）、第二一电容（C₂₁）、第二一电阻（R₂₁）、第二三开关管（S₂₃）、第二三二极管（D₂₃）、第二三电容（C₂₃）、第二三电阻（R₂₃）、第二二开关管（S₂₂）、第二二二极管（D₂₂）、第二二电容（C₂₂）、第二二电阻（R₂₂）、第二四开关管（S₂₄）、第二四二极管（D₂₄）、第二四电容（C₂₄）和第二四电阻（R₂₄），

第二电感（L_2N）的一端作为六倍频电流三角波逆变电路（2）的第一电流输入端与带副边的平衡电抗器（1）的副边绕组的一端相连，

第二电感（L_2N）的另一端同时与第二一开关管（S₂₁）的发射极、第二一二极管（D₂₁）的阳极、第二一电阻（R₂₁）的一端、第二三开关管（S₂₃）的集电极、第二三二极管（D₂₃）的阴极和第二三电容（C₂₃）的一端相连，

第二一开关管（S₂₁）的集电极同时与第二一二极管（D₂₁）的阴极、第二一电容（C₂₁）的一端、第二二开关管（S₂₂）的集电极、第二二二极管（D₂₂）的阴极、第二二电容（C₂₂）的一端连接后作为六倍频电流三角波逆变电路（2）的正极输出端，

第二一电容（C₂₁）的另一端与第二一电阻（R₂₁）的另一端相连，

第二二电容（C₂₂）的另一端与第二二电阻（R₂₂）的另一端相连，

第二二电阻（R₂₂）的一端作为六倍频电流三角波逆变电路（2）的第二电流输入端同时与第二二开关管（S₂₂）的发射极、第二二二极管（D₂₂）的阳极、第二四开关管（S₂₄）的集电极、第二四二极管（D₂₄）阴极、第二四电容（C₂₄）的一端和带副边的平衡电抗器（2）的副边绕组的另一端相连，

第二四电容（C₂₄）的另一端与第二四电阻（R₂₄）的另一端相连，

第二四电阻（R₂₄）的一端同时与第二四开关管（S₂₄）的发射极、第二四二极管（D₂₄）阳极、第二三开关管（S₂₃）的发射极、第二三二极管（D₂₃）的阳极、第二三电阻（R₂₃）的一端相连后作为六倍频电流三角波逆变电路（2）的负极输出端，

第二三电阻（R₂₃）的另一端与第二三电容（C₂₃）的另一端相连，

第二一开关管（S₂₁）的基极同时与第二四开关管（S₂₄）的基极和驱动电路(3)的第一驱动信号输出端连接，

第二三开关管（S₂₃）的基极同时与第二二开关管（S₂₂）的基极和驱动电路(3)的第二驱动信号输出端连接，

第二一开关管（S₂₁）的基极作为六倍频电流三角波逆变电路（2）的第一驱动信号输入端，

第二三开关管（S₂₃）的基极作为六倍频电流三角波逆变电路（2）的第一驱动信号输入端。

6.根据权利要求4所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统，其特征在于，所述的信号处理及控制电路(4)采用单极性或双极性的PWM控制电路实现。

7.根据权利要求3或5所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统，其特征在于，所述的第二一开关管（S₂₁）为MOSFET或IGBT，第二二开关管（S₂₂）为MOSFET或IGBT。

8.根据权利要求1所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统，其特征在于，所述的同步及相位控制电路（6）包括同步变压器（6-1）、相位控制电路（6-2）和锁相电路（6-3），

同步变压器（6-1）的初级绕组输入端与移相变压器（9）的三相输入端的任意两端并联连接,

同步变压器（6-1）的次级绕组与位控制电路（6-2）的两个信号输入端并联连接，

相位控制电路（6-2）的输出端与锁相电路（6-3）的信号输入端相连，

锁相电路（6-3）的输出端作为同步及相位控制电路（6）的同步基准信号输出端与信号处理及控制电路（4）的基准信号输入端连接，

同步变压器（6-1）的初级绕组输入端为同步及相位控制电路（6）的初级绕组输入端。

9.采用权利要求1、2、3、4、5、6或8所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制系统实现多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制方法，其特征在于，它的具体过程为，

将负载连接在负载电源的负极性输出端（P）和负载电源的正极性输出端（Q）之间，同步及相位控制电路（6）将采集到电压信号进行滤波及相位控制后生成基准三角波信号，将此基准三角波信号输入到信号处理及控制电路(4)中，

信号处理及控制电路(4)将接收到的基准三角波信号与负载回路电流传感器（7）检测到的负载回路电流信号相乘生成电流参考信号，此电流参考信号与副边电流传感器（5）检测到的带副边的平衡电抗器（1）的副边绕组电流信号比较及处理后，产生两路PWM驱动信号，并将该两路PWM驱动信号发送给驱动电路(3)；

驱动电路(3)将接收到的两路PWM驱动信号进行功率放大后，再输出给六倍频电流三角波逆变电路（2），

调节带副边的平衡电抗器（1）的副边绕组电流值，通过电流闭环控制使带副边的平衡电抗器（1）的副边绕组电流峰值为所述负载回路电流值的0.5倍，并且每个周期内带副边的平衡电抗器（1）的副边绕组电流的第一个通往负值的过零点滞后交流输入A相电压起点α，完成对多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制，其中α为根据输出直流电压的要求所确定的晶闸管的触发角。

10.根据权利要求9所述的多脉波晶闸管可控整流系统的直流侧谐波抑制方法，其特征在于，所述的六倍频电流三角波逆变电路（2）为全桥结构时，信号处理及控制电路(4)采用单极性或双极性控制方式。

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