CN103346668B

CN103346668B - 用于抑制间接矩阵变换器输出端高频电磁干扰的控制系统

Info

Publication number: CN103346668B
Application number: CN201310296486.3A
Authority: CN
Inventors: 陈希有; 齐琛
Original assignee: Dalian University of Technology
Current assignee: Dalian University of Technology
Priority date: 2013-07-16
Filing date: 2013-07-16
Publication date: 2015-06-24
Anticipated expiration: 2033-07-16
Also published as: CN103346668A

Abstract

一种用于抑制间接矩阵变换器输出端高频电磁干扰的控制系统，包括间接矩阵变换器、同步信号检测电路、DSP控制器、开关驱动电路和隔离电源。间接矩阵变换器需要10个开关驱动电路，每一个开关驱动电路使用1路隔离电源，共需要10路隔离电源。本发明的控制系统组成简单，易于实现，成本低。通过DSP编程手段实现抑制电磁干扰的目的，无需增加额外的硬件。电磁干扰抑制效果明显。

Description

用于抑制间接矩阵变换器输出端高频电磁干扰的控制系统

技术领域

本发明属于电力电子与电力传动类的开关变换器领域，特别涉及一种用于抑制间接矩阵变换器输出端高频电磁干扰的控制系统。

背景技术

间接矩阵变换器由四象限电流源整流级和标准电压源逆变级组成，中间无需储能电容，具有正弦输入输出电流，可控功率因数，能量双向流动，换流简单，可靠性高等优点。

但是，传统的调制方法，如空间矢量和载波调制原理使用规则脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)，导致输出电压在开关频率及其倍数频率处产生较高幅度的谐波，这些电压谐波将在电动机拖动中产生较大的传导性电磁干扰，以致影响到工业设备中其他电子装置和通信系统的正常运行。因此，抑制间接矩阵变换器输出端高频电磁干扰对其在工程中的应用具有重要的实际意义。

目前，抑制间接矩阵变换器输出电压所产生电磁干扰的方法主要是安装输出滤波器，这样不仅额外增加了成本，而且增大了变频器的体积和重量。另一种方法是采用随机PWM技术，将离散的谐波扩展到更宽的边带内，并不改变谐波能量，从而降低谐波峰值，从源头上抑制输出电压谐波。后一种方法是一种软件手段，能够以最小的代价改善电磁兼容性。目前，随机PWM技术被广泛地应用于直流-直流变换器，直流-交流变换器，交流-直流变换器，甚至多电平逆变器。然而，由于间接矩阵变换器相对复杂的调制和换流策略，间接矩阵变换器随机PWM调制方法的应用较为困难。因此，需要提供一种基于随机PWM方法来抑制间接矩阵变换器输出端高频电磁干扰的控制系统，在保证输入输出性能的同时，降低输出电压谐波峰值，改善电磁兼容环境。

发明内容

本发明要解决的技术难题是提出一种间接矩阵变换器控制系统，实现随机PWM技术，从而抑制输出端高频电磁干扰。

本发明采用的技术方案如下：

用于抑制间接矩阵变换器输出端高频电磁干扰的控制系统，包括间接矩阵变换器、同步信号检测电路、DSP控制器、开关驱动电路和隔离电源。间接矩阵变换器需要10个开关驱动电路，每一个开关驱动电路使用1路隔离电源，共需要10路隔离电源。

所述的间接矩阵变换器作为控制对象，包括输入LC滤波器、双向开关构成的整流级、普通逆变级和阻感性负载；双向开关构成的整流级采用两个IGBT共射极连接的双向开关，逆变级采用单向开关，共有18个IGBT。向开关构成的整流级和普通逆变级直接耦合，中间没有直流储能元件。

所述的同步信号检测电路，包括过零比较器和双稳态触发器。被检测的输入电压经过电阻分压后，输入到比较器的一端，比较器的另一端通过三极管钳位，可以准确检测到由正变为负时的电压过零点。由于电压过零时比较器输出会产生振荡，导致反复输出同步信号，所以比较器产生的同步信号再及经过双稳态触发器消除振荡的影响，得到净化的同步信号。

所述的开关驱动电路采用驱动芯片，通过5V稳压管和电容并联引入了5V的负偏压，保证IGBT可靠关断。在门极和发射极之间加入5V和20V反向串连的稳压管来防止驱动电压过高而损坏IGBT。加入了RCD缓冲电路来防止IGBT关断时产生过电压。驱动芯片具有过电流保护功能，当发生过电流故障时，FAULT故障信号变低电平，同时驱动芯片自动将输出变为低电平。单向开关驱动电路采用1片驱动芯片，双向开关驱动电路采用2片驱动芯片。

所述的隔离电源通过1路输入多路隔离输出的变压器实现。市电通过降压变压器隔离后，经过二极管整流，最终通过三端稳压器稳压，保证输出稳定的直流驱动电压。

所述的DSP控制器负责读取同步信号，实现随机PWM方法，输出开关信号来完成换流过程。DSP通过读取捕获寄存器标志位来判断是否接收到同步信号。DSP分别采用EPWM中的三个定时器来记录载波周期，输入电压周期和输出电压周期。输入和输出电压扇区的判断通过输入电压周期定时器和输出电压周期定时器的计数值来判断，将周期值等分为六个区间，通过计数值所在的区间来获得扇区值。随机PWM技术的开关占空比和开关时间的计算方法见于具体实施方式中的描述。换流过程与间接矩阵变换器传统的整流级零电流换流过程一致。

三相电网电压经过LC滤波器，再通过整流级变换后得到脉动直流电压，最后经过逆变级变换后输出给三相负载。LC滤波器的滤波电容上的电压输入到同步信号检测电路的测量端口，然后同步信号检测电路产生一个脉冲输入到DSP的事件管理器的捕获端口中。DSP输出12路PWM信号，其中6路驱动双向开关驱动电路，6路驱动逆变级开关驱动电路。开关驱动电路将来自DSP的开关信号放大后驱动相应开关动作。

本发明的控制系统组成简单，易于实现，成本低。通过DSP编程手段实现抑制电磁干扰的目的，无需增加额外的硬件。电磁干扰抑制效果明显。

附图说明

图1是控制系统的结构图。

图2是同步信号检测电路电路图。

图3是双向开关驱动电路电路图。

图4是隔离电源电路图。

图5是输入和输出扇区划分示意图。

图6是间接矩阵变换器随机PWM方法原理图。

具体实施方式

下面结合附图和技术方案详细说明本发明的具体实施。

如图1所示，该图为控制系统结构图。间接矩阵变换器由整流级和逆变级组成，中间无直流电容。整流级采用双向开关，逆变级采用普通的IGBT。为了防止高频的开关电流流入电网，变换器输入侧需要安装LC滤波器，输出侧接入阻感性负载。检测和控制部分由同步信号检测电路，TMS320F2812DSP微处理器和电脑组成。同步信号检测电路中包含过零比较器，检测某一相输入电压的过零点，产生同步信号输入到DSP的捕获口CAP，使DSP发出的12路PWM信号可以与输入三相电压同步。间接矩阵变换器电力开关的驱动电路由HCPL316J驱动芯片组成的电路构成。本发明采用的随机PWM方法由DSP实现，当中需要使用在0和1之间变化的随机数也是由DSP产生。随机数的产生原理是基于16位线性反馈移位寄存器。所述的控制系统实际参数：输入滤波器电容为10uF，电感为2mH，阻感性负载电阻为10Ω，电感为6mH。开关使用G60N100型IGBT。

如图2所示，该图为同步信号检测电路电路图。比较器采用LM393芯片，双稳态触发器采用CD4098芯片，光耦采用6N137芯片。三极管用于钳位零点，保证准确地在输入信号Vin由正变负的过零点时刻产生同步信号V2，双稳态触发器消除V2的反复震荡，同时阻止V2在Vin由正变负过零点之外的时刻改变V4的电平值。最后，时刻准确的，单上升沿的同步脉冲V4经过光耦隔离后输入到DSP的捕获口。

如图3所示，该图为双向开关驱动电路电路图。采用HCPL316J作为1个开关的驱动芯片，双向开关需要2个驱动芯片。芯片内部具有隔离光耦，使5V控制电源与24V隔离电源有效隔离开来。DSP产生的开关信号输入到芯片1号引脚，芯片11号引脚输出开关驱动信号。

如图4所示，该图为隔离电源电路图。整流电路采用桥式整流方式，稳压器采用7824三端线性稳压器。输入的交流电源AC来自单路输入多路输出的隔离变压器。

如图5所示，该图为输入和输出扇区划分示意图。输入电压被分为6个扇区，每一个扇区内始终有一相电压与另外两相电压极性相反。输出扇区也被划分为6个扇区，每一个扇区内始终有一相电压最大，另外一相电压最小。

图6是间接矩阵变换器随机PWM方法的原理图。该调制是基于载波调制的方法实现的。在规则PWM方法中，整流级采用上升锯齿波形状的载波，锯齿波起点（值为0的点）在每个调制周期T_s的开始处，自然地锯齿波的终点（值为1的点）在调制周期的结尾处。与传统的载波调制方法不同的是，随机PWM方法将整流级载波的起点随机向后移动，并将被移到调制周期外的载波转移到调制周期前段。如图6所示，载波起点被一个随机间隔ε延时，导致上升锯齿波的一部分被移到调制周期外，为了保持载波的完整性，将被移出去的部分补充到调制周期的开始处。为了最大化随机程度，随机延时间隔ε的最大值取为调制周期。延时间隔ε可以通过一个在0和1之间变化的随机数R_(0,1)乘以调制周期T_s获得，即ε=R_(0,1)T_s。为了实现正弦调制和安全换流，逆变级载波需要与整流级载波同步变化。

在图6中，整流级调制函数计算公式如下：

式中，θ_a为a相输入电压相角；k=1,2,3,4,5和6为输入扇区号。

逆变级调制函数计算公式如下：

\{\begin{matrix} m_{A} = \frac{M}{V_{om}} (v_{A} - \frac{v_{\max} + v_{\min}}{2}) \\ m_{B} = \frac{M}{V_{om}} (v_{B} - \frac{v_{\max} + v_{\min}}{2}) \\ m_{C} = \frac{M}{V_{om}} (v_{C} - \frac{v_{\max} + v_{\min}}{2}) \end{matrix} - - - (2)

式中，M为调制比；V_om为期望的输出电压幅值；v_A，v_B和v_C为三相输出电压；v_max和v_min为输出电压中瞬时最大值和最小值。

图6中，整流级和逆变级开关状态以及逆变级调制函数分别与输入和输出扇区关系总结于表1和表2中。例如，（ab）表示S_r1开通，a相输入端与正的直流母线p相连，同时S_r5开通，b相输入端与负的直流母线n相连；（pnp）表示S_i1和S_i3开通，直流母线p与A相和C相输出端相连，S_i5开通，母线n与B相输出端相连。

表1整流级开关状态与输入扇区关系

扇区	A₁	A₂
			1	(ab)	(ac)
2	(ac)	(bc)
			3	(bc)	(ba)
4	(ba)	(ca)
			5	(ca)	(cb)
6	(cb)	(ab)

表2逆变级调制函数和开关状态与输出扇区关系

扇区	m_max	m_mid	m_min	A_γ	A_ξ
						1	m_A	m_C	m_B	(pnp)	(pnn)
2	m_A	m_B	m_C	(ppn)	(pnn)
						3	m_B	m_A	m_C	(ppn)	(npn)
4	m_B	m_C	m_A	(npp)	(npn)
						5	m_C	m_B	m_A	(npp)	(nnp)
6	m_C	m_A	m_B	(pnp)	(nnp)

Claims

1.用于抑制间接矩阵变换器输出端高频电磁干扰的控制系统，包括间接矩阵变换器、同步信号检测电路、DSP控制器、开关驱动电路和隔离电源；间接矩阵变换器需要10个开关驱动电路，每一个开关驱动电路使用1路隔离电源，共需要10路隔离电源；

所述的间接矩阵变换器作为控制对象，包括输入LC滤波器、双向开关构成的整流级、普通逆变级和阻感性负载；双向开关构成的整流级采用两个IGBT共射极连接的双向开关，逆变级采用单向开关，共有18个IGBT；双向开关构成的整流级和普通逆变级直接耦合，中间没有直流储能元件；

所述同步信号检测电路，包括过零比较器和双稳态触发器；被检测的输入电压经过电阻分压后，输入到比较器的一端，比较器的另一端通过三极管钳位；

所述的开关驱动电路采用驱动芯片，通过5V稳压管和电容并联引入了5V的负偏压；在门极和发射极之间加入5V和20V反向串连的稳压管来防止驱动电压过高而损坏IGBT，加入了RCD缓冲电路来防止IGBT关断时产生过电压；驱动芯片具有过电流保护功能，当发生过电流故障时，FAULT故障信号变低电平，同时驱动芯片自动将输出变为低电平；

所述的隔离电源通过1路输入多路隔离输出的变压器实现；市电通过降压变压器隔离后，经过二极管整流，最终通过三端稳压器稳压，保证输出稳定的直流驱动电压；

所述的DSP控制器负责读取同步信号实现随机PWM方法，输出开关信号来完成换流过程，DSP通过读取捕获寄存器标志位来判断是否接收到同步信号；DSP分别采用EPWM中的三个定时器来记录载波周期、输入电压周期和输出电压周期；输入和输出电压扇区的判断通过输入电压周期定时器和输出电压周期定时器的计数值来判断，将周期值等分为六个区间，通过计数值所在的区间来获得扇区值。