CN107112914B - 有源滤波器和交流直流转换装置 - Google Patents

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Abstract

以简单的结构来提高提供给有源滤波器的串联电压。有源滤波器在一组交流输入线(W)与一对直流母线(LH、LL)之间与整流电路(2)并联地连接。该有源滤波器具有电容器(C2)、二极管(D1、D2)和逆变器(5)。二极管(D1)配置于电容器(C2)的一端与直流母线(LH)之间。二极管(D2)配置于电容器(C2)的另一端与直流母线(LL)之间。二极管(D1、D2)相对于整流电路(2)输出的直流电压(Vdc)配置在处于正向的方向上。逆变器(5)具有与交流输入线(W)连接的一组交流侧端子(51、52、53)以及与电容器(C2)的两端连接的一对直流侧端子(54、55)。

Description

有源滤波器和交流直流转换装置
技术领域
本发明涉及有源滤波器，尤其涉及并联型有源滤波器。
背景技术
例如在专利文献1～3中介绍有一种使用有源滤波器来补偿谐波电流以抑制谐波的技术。
在专利文献1中，将由升压斩波器升压后提供给平滑电容器的直流电压直接施加至有源滤波器。
在专利文献2中，将对由变压器升压后的交流电压进行整流而提供给直流平滑电容器的直流电压直接施加至作为电压型自励式电力转换器的有源滤波器。
在专利文献3中，逆变器侧的电容器配置在变流器与逆变器之间，经由一个保护二极管与整流器侧的电容器并联地连接。
在专利文献4中公开了所谓的无电解电容器逆变器。
在先技术文献
专利文献
专利文献1:日本特许第4411845号公报
专利文献2:日本特许第4284053号公报
专利文献3:日本特开2005-223999号公报
专利文献4:日本特开2002-51589号公报
专利文献5:日本特开2015-092813号公报
发明内容
发明要解决的课题
在专利文献1、2中记载的技术中，即使谐波电流的补偿是适当的，也需要升压斩波器或变压器。专利文献3虽然介绍了在并联连接的电容器之间设置1个二极管的简单的技术，但是，提供给有源滤波器的直流电压不充分，进而，无法获得适当的补偿电流。
本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供以简单的结构来升高提供给有源滤波器的直流电压的技术。
用于解决课题的手段
本发明的有源滤波器相对于整流电路(2)并联地连接于一组交流输入线和一对直流母线之间，所述整流电路(2)对从所述一组交流输入线(W)输入的交流电压(Vr、Vs、Vt)进行整流，向所述一对直流母线(LH、LL)输出直流电压(Vdc)，所述一对直流母线在双方之间连接有负载(4)。
并且该有源滤波器的第1方式具有：第1电容器(C2)；一对电流限制元件(D1、D2、R2)，其将所述第1电容器的一对端子分别与所述一对直流母线连接起来，至少其中一方是以相对于所述直流电压处于正向的方向配置的二极管(D1)；以及逆变器(5)，所述逆变器(5)具有：一组交流侧端子(51、52、53)，所述一组交流侧端子(51、52、53)与所述一组交流输入线连接；一对直流侧端子(54、55)，所述一对直流侧端子(54、55)与所述第1电容器的两端连接；连接各个所述交流侧端子与各个所述直流侧端子的多个开关元件；以及与各个所述开关元件反向并联连接的多个二极管。
所述一对电流限制元件例如都是以相对于所述直流电压处于正向的方向进行配置的二极管(D1、D2)。或者，所述一对电流限制元件中的另一方例如是电阻(R2)。
本发明的有源滤波器的第2方式在该第1方式的基础上，其中，所述整流电路(2)具有二极管桥(21)和低通滤波器(22)，所述低通滤波器(22)设置于所述二极管桥(21)与所述一对直流母线(LH、LL)之间，所述二极管桥(21)设置于所述一组交流输入线(W)与所述低通滤波器(22)之间。所述低通滤波器具有：第1电抗器(DCL1)，其设置于所述一对直流母线中的一个(LH)与所述二极管桥(21)之间；第2电抗器(DCL2)，其设置于所述一对直流母线中的另一个(LL)与所述二极管桥(21)之间；以及第2电容器(C1)，其设置于所述一对直流母线(LH、LL)之间。
本发明的有源滤波器的第3方式在该第1方式或第2方式的基础上，其中，还具有钳位电路(8)，所述钳位电路(8)具有：至少一个钳位用二极管(D3)，其设置于所述第1电容器(C2)与所述一对电流限制元件(D1、D2、R2)之间，相对于所述直流电压(Vdc)处于逆向；以及钳位用电容器(C3)，其比所述一对电流限制元件中的所述一方更靠所述第1电容器侧，隔着所述钳位用二极管与所述第1电容器并联连接。所述一对电流限制元件在所述一对直流母线之间与所述钳位用电容器串联连接，所述一对电流限制元件中的所述一方(D1)经由所述钳位用二极管与所述第1电容器的一对端子中的一方连接。
本发明的有源滤波器的第4方式在该第3方式的基础上，其中，所述钳位电路(8)还具有另一个钳位用二极管(D4)，其与所述钳位用二极管(D3)和所述钳位用电容器(C3)串联连接于所述第1电容器(C2)的所述一对端子之间，相对于所述直流电压(Vdc)处于逆向。
本发明的有源滤波器的第5方式在该第3方式或第4方式的基础上，其中，还具有以相同极性电感耦合的第3电抗器(L91)和第4电抗器(L92)。所述第3电抗器在所述第1电容器(C2)的所述一对端子中的所述一方与所述直流母线的一方(LH)之间与所述一对电流限制元件的所述一方(D1)之间串联连接，所述第4电抗器在所述第1电容器(C2)的所述一对端子中的另一方与所述直流母线的另一方(LL)之间与所述一对电流限制元件中的另一方(D2、R2)串联连接。所述第3电抗器和所述第4电抗器都相对于所述钳位用电容器(C3)位于所述第1电容器(C2)侧、或者所述第1电容器的相反侧。
也可以将交流直流转换装置构成为包含本发明的有源滤波器和所述整流电路(2)。
发明的效果
根据本发明的有源滤波器的第1方式，利用将有源滤波器通常具有的第1电容器经由一对电流限制元件与一对直流母线连接这一简单的结构，能够在第1电容器中获得比直流母线间的电压高的电压，能够抑制谐波电流。
根据本发明的有源滤波器的第2方式，用于逆变器的控制的载波成分在流过交流输入线的电流中减少。
根据本发明的有源滤波器的第3方式，即使减少第1电容器、第2电容器的静电容量，也能够抑制第1电容器、第2电容器各自的电压的变动。
根据本发明的有源滤波器的第4方式，能够减少作为电流限制元件的二极管、钳位用二极管的电流容量。
根据本发明的有源滤波器的第5方式，对于钳位用电容器要求的电源容量减少。
根据以下的详细的说明和附图，本发明的目的、特征、方式以及优点变得更加清楚。
附图说明
图1是示出采用了第1实施方式的有源滤波器的电机驱动系统的电路图。
图2是示出采用了作为比较例的有源滤波器的电机驱动系统的电路图。
图3是示出采用了作为比较例的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。
图4是示出采用了作为比较例的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。
图5是示出采用了第1实施方式的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。
图6是示出采用了第1实施方式的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。
图7是示出采用了第2实施方式的有源滤波器的电机驱动系统的电路图。
图8是示出采用了第2实施方式的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。
图9是示出采用了第2实施方式的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。
图10是示出采用了第3实施方式的有源滤波器的电机驱动系统的电路图。
图11是示出采用了第3实施方式的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。
图12是示出采用了第3实施方式的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。
图13是示出采用了作为第1变形例的有源滤波器的电机驱动系统的电路图。
图14是示出采用了作为第2变形例的有源滤波器的电机驱动系统的电路图。
图15是局部地示出第4实施方式的有源滤波器的电路图。
图16是示出采用了作为相对于第4实施方式的比较例的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。
图17是示出采用了第4实施方式的有源滤波器的电机驱动系统中的各部的电流、电压的曲线图。
图18是示出采用了作为第3变形例的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。
图19是局部地示出作为第4变形例的结构的电路图。
图20是示出采用了作为第4变形例的有源滤波器的电机驱动系统中的各部的电流、电压的曲线图。
图21是局部地示出第5实施方式的有源滤波器的电路图。
图22是示出采用了第5实施方式的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。
图23是局部地示出作为第5变形例的结构的电路图。
图24是示出采用了作为第5变形例的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。
图25是示出采用了作为相对于第5实施方式的比较例的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。
图26是局部地示出第5实施方式的有源滤波器的电路图。
图27是示出采用了第5实施方式的有源滤波器的电机驱动系统中的等效电路的电路图。
图28是说明第5实施方式中的共模电压的曲线图。
图29是说明第5实施方式中的共模噪声的曲线图。
图30是示出采用了第5实施方式的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。
图31是局部地示出第6实施方式的有源滤波器的电路图。
图32是示出采用了第6实施方式的有源滤波器的电机驱动系统中的等效电路的电路图。
图33是说明第6实施方式中的共模噪声的曲线图。
图34是示出采用了第6实施方式的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。
图35是局部地示出作为第6变形例的结构的电路图。
图36是局部地示出作为第7变形例的结构的电路图。
图37是局部地示出作为第8变形例的结构的电路图。
图38是局部地示出作为第9变形例的结构的电路图。
图39是示出采用了第7变形例的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。
图40是示出采用了第8变形例的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。
图41是示出采用了第9变形例的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。
图42是局部地示出作为第10变形例的结构的电路图。
图43是示出采用了第10变形例的有源滤波器的电机驱动系统中的各部的电流、电压的曲线图。
具体实施方式
第1实施方式.
图1是示出采用了第1实施方式的有源滤波器的电机驱动系统的电路图。
在该电机驱动系统中，整流电路2对三相交流的电压Vr、Vs、Vt进行整流，向一对直流母线LH、LL输出直流电压Vdc。在一对直流母线LH、LL间连接有负载4。从交流电源1经由一组交流输入线W提供电压Vr、Vs、Vt。
并且，该有源滤波器是在一组交流输入线W与一对直流母线LH、LL之间与整流电路2并联连接的所谓的并联型有源滤波器。
该有源滤波器具有逆变器5、电容器C2和一对电流限制元件。一对电流限制元件中的任意一方是二极管，在第1实施方式中例示出一对电流限制元件是一对二极管的情况。
一对二极管分别是二极管D1、D2。上述二极管都将电容器C2的一对端子分别与一对直流母线LH、LL连接起来。并且，二极管D1、D2都相对于直流电压Vdc以处于正向的方向配置。
具体而言，直流母线LH的电位比直流母线LL的电位高。二极管D1的正极与直流母线LH连接，二极管D2的负极与直流母线LL连接。二极管D1的负极与电容器C2的高电位侧的端子连接，二极管D2的正极与电容器C2的低电位侧的端子连接。
逆变器5具有：经由互联电抗器6与一组交流输入线W连接的一组交流侧端子51、52、53；以及与电容器C2的两端连接的一对直流侧端子54、55。而且，逆变器5还具有连接各个交流侧端子51、52、53与各个直流侧端子54、55的多个开关元件。在图1中，将这些开关元件作为IGBT(绝缘栅型双极晶体管)示出。逆变器5还具有与这些各个开关元件反向并联连接的多个二极管。
由于上述逆变器5的结构及其动作本身是公知的，因此，在此省略其详细的说明。
整流电路2具有二极管桥21和低通滤波器22。低通滤波器22设置于二极管桥21与一对直流母线LH、LL之间。二极管桥21设置于一组交流输入线W与低通滤波器22之间。
从抑制由于逆变器5的开关带来的谐波成分的观点出发，优选的是设置低通滤波器22。但是，在有源滤波器补偿因负载4引起的谐波电流的功能方面则不是必须的。
低通滤波器22具有：设置于直流母线LH与二极管桥21之间的电抗器DCL1；和设置于一对直流母线LH、LL之间的电容器C1。电抗器DCL1也可以设置于直流母线LL与二极管桥21之间。
负载4虽然是直流负载，但是流过谐波电流。负载4例如具有逆变器41和电机42。逆变器41将直流电压Vdc转换为交流电压后提供给电机42。电机42是例如用于驱动压缩冷凝剂的压缩机的交流电机。
为了说明第1实施方式的有源滤波器的效果，导入比较例进行说明。
图2是示出采用了作为相对于第1实施方式的比较例的有源滤波器的电机驱动系统的电路图。图2所示的有源滤波器相当于短路去除了图1所示的有源滤波器的二极管D2后的结构。
即，在该比较例中，电容器C1、C2各自的低电位侧的端子与直流母线LL共用地连接。
因此，在第1实施方式的结构中没有流过的从直流母线LL朝向直流侧端子55的电流在比较例的结构中流过。以下，说明详细内容。
在导入从交流电源1经由整流电路2流向负载4的电流I7以及从交流电源1经由互联电抗器6流向有源滤波器(更具体来说是逆变器5)的电流I5时，从交流电源1流出的电流I0(这也是流过交流输入线W的电流)为电流I7与电流I5的和。此外，还导入从直流母线LH流过直流侧端子54的电流I1以及从直流侧端子54流过直流母线LL的电流I2。
但是，相对于在第1实施方式的结构中I2≥0，在比较例中可以为I2＜0。
以下，假定S相的电压Vs比R相的电压Vr高的情况进行说明。参照图2，电流I5中的从S相流向R相的成分通过与逆变器5的S相对应的上臂侧二极管Dsu以及与R相对应地导通中的上臂侧开关元件Qru而流过。电流I7中的从S相流向R相的成分则在与二极管桥21的S相对应的上臂侧二极管Rsu、电抗器DCL1和二极管D1中流过。并且，该电流的一部分流过电容器C2，另一部分则通过上臂侧开关元件Qru。关于上述电流的说明在第1实施方式的结构以及比较例的结构中都是相同的。
在比较例的结构中，如上所述，由于电流I2可以为负，因此，电流I2可以从直流母线LL经由电容器C2流向上臂侧开关元件Qru。由此，电容器C2所保持的电压Vdc2会变得与电容器C1所保持的直流电压Vdc大致相等。电容器C2中所充的电流大致为电流I1、I2的和，因此，电流I2的值越小(如果为负则其绝对值越大)，则电容器C2越难以被充电。
这样，当电压Vdc2变得与直流电压Vdc大致相等时，无法适当地使用于补偿谐波电流的电流I5流过。这是关于专利文献3已经指出过的问题。
图3是示出作为比较例的结构中的各部分的电流、电压的曲线图。第2栏的曲线图所示的电流I2的波形中，电流I2为负的期间较长。由此，如第3栏的曲线图所示，电压Vdc2只是稍稍超过直流电压Vdc。
此外，如以第1栏的曲线图所示的那样，由于电流I2的流过而引起电流I7也大幅度地紊乱，电流I5对谐波电流的补偿不充分，结果导致电流I0呈现从正弦波大幅度地偏离的波形。另外，关于电流I0、I5、I7的波形，示出关于一个相、例如R相的波形。其它附图也相同。
作为使电压Vdc2大于直流电压Vdc的对策，可以举出增大电容器C1的静电容量并抑制直流电压Vdc的脉动的对策。
图4是示出作为比较例的结构中的各部分的电流、电压的曲线图。但是，关于电容器C1的静电容量，与图3中所示的情况(几十μF)相比较，更大程度地选定了图4中所示的情况(几千μF)。
如果试着比较图3与图4，可知：通过增大电容器C1的静电容量而使得电流I2为负的期间减少。然而，存在直流电压Vdc与电压Vdc2一致的期间，此外，电压Vdc2相对于直流电压Vdc的增量也不充分。因此，电流I0的波形从正弦波大幅度地偏离。
图5是示出第1实施方式的结构中的各部分的电流、电压的曲线图。其中，使电容器C1的静电容量与图3中所示的情况一致。
如参照第2栏、第3栏的曲线图所理解的那样，电流I2为正，由此使得相比于比较例，第1实施方式的结构的电容器C2中所充的电流更大。由此使得电压Vdc2也比直流电压Vdc显著增高，还能够充分地进行电流I5对电流I7的谐波成分的补偿。由此使得电流I0的波形也成为大致正弦波状。
图6是示出第1实施方式的结构中的各部分的电流、电压的曲线图。其中，使电容器C1的静电容量与图4中所示的情况一致。
与图5中所示的情况相比较，图6中所示的情况通过抑制直流电压Vdc的脉动而使得电压Vdc2进一步增大(在图5和图6中，直流电压Vdc的峰值都是280V左右，在图5中，电压Vdc2是320V左右，与此相对，在图6中，电压Vdc2是340V左右)。
电流I7在电容器C1的静电容量大(图6)的情况下容易紊乱，电流I5较好地补偿了该紊乱，电流I0的波形也成为大致正弦波状。
根据以上内容可知：能够与电容器C1的静电容量的大小无关地发挥第1实施方式的效果。即，还可以将大到能够平滑直流电压Vdc的脉动的程度的例如电解电容器与电容器C1并联连接。
这样，根据第1实施方式，利用将有源滤波器通常具有的电容器C2经由一对二极管D1、D2与一对直流母线LH、LL连接这一简单的结构能够获得比直流电压Vdc高的电压Vdc2，能够抑制谐波电流。无需专利文献1所示的升压斩波器以及专利文献2所示的变压器，在这方面是有利的。
第2实施方式.
图7是示出采用了第2实施方式的有源滤波器的电机驱动系统的电路图。第2实施方式的有源滤波器是通过对于第1实施方式的有源滤波器(参照图1)将二极管D2替换为电阻R2而得到的。
即，第2实施方式的有源滤波器虽然在具有上述一对电流限制元件的方面与第1实施方式的有源滤波器是共通的，但不同之处在于一对电流限制元件中的一方是二极管D1而另一方是电阻R2。
电阻R2限制电流I2，并使电流I2的绝对值变小。换个思路，即电流I2使电阻R2中发生电压下降。由此能够将电压Vdc2保持成大于直流电压Vdc。
图8是示出第2实施方式的结构中的各部分的电流、电压的曲线图。其中，使电容器C1的静电容量与图3中所示的情况一致。
第2实施方式的电流I2与第1实施方式的电流I2不同，此外，与比较例的电流I2类似地存在为负的期间。但是，第2实施方式中的电流I2的绝对值的最大值成为比较例的电流I2的绝对值的最大值的一半以下。由此，在第2实施方式中，电压Vdc2也能够获得310V左右。
图9是示出第2实施方式的结构中的各部的电流、电压的曲线图。但是，使电容器C1的静电容量与图4中所示的情况一致。
与图8中所示的情况相比较，图9中所示的情况通过抑制直流电压Vdc的脉动而使得电压Vdc2进一步增大(在图8和图9中，直流电压Vdc的峰值都是280V左右，在图8中，电压Vdc2是310V左右，与此相对，在图9中，电压Vdc2是310～320V左右)。
电流I7在电容器C1的静电容量大(图9)的情况下容易紊乱，而电流I5较好地补偿了该紊乱，电流I0的波形也成为大致正弦波状。
根据以上内容可知：能够与电容器C2的静电容量的大小无关地发挥第1实施方式的效果。
此外，根据第2实施方式，利用将有源滤波器通常具有的电容器C2经由至少一个二极管D1、作为电流限制元件的电阻R2与一对直流母线LH、LL连接这一简单的结构，能够获得与第1实施方式的效果相同的效果。
第3实施方式.
图10是示出采用了第3实施方式的有源滤波器的电机驱动系统的电路图。第3实施方式的有源滤波器是通过对于第1实施方式的有源滤波器(参照图1)在低通滤波器22中追加电抗器DCL2而得到的。在第1实施方式中低通滤波器22不是必须的，但是，在第3实施方式中低通滤波器22为必须的。
可以理解为：第3实施方式的低通滤波器22具有：设置于直流母线LH与二极管桥21之间的电抗器DCL1；设置于直流母线LL与二极管桥21之间的电抗器DCL2；以及设置于直流母线LH、LL之间的电容器C1。
还可以这么看：在低通滤波器22，在二极管桥21的输出侧的一对端子之间，电抗器DCL1、DCL2隔着电容器C1串联连接。
图11是示出第3实施方式的结构中的各部分的电流、电压的曲线图，示出与图5相同的内容。但是，是放大而示出图5中所示的曲线图中的电流I1、I2的纵轴的曲线图。根据图11可以了解到电流I1、I2的波形存在很大的差异。这是因为，电流I1、I2流过的路径中的不平衡。并且，由于该不平衡，对于电流I0、I5、I7中的任意一个都在电流I7为负的区间中示出为波形较粗。该波形看起来较粗的话，则不管是否采用低通滤波器22，都会出现用于控制逆变器5的开关的载波信号重叠的情况。
以下，参照图10，对在第3实施方式中减少该不平衡的情况进行说明。
当Vr＜Vs时，电流I5中的从S相朝向R相的成分存在两个路径。第1路径是按照与逆变器5的S相对应的上臂侧二极管Dsu、与R相对应地导通中的上臂侧开关元件Qru这样的顺序通过的路径。第2路径是作为电流I1流过的路径，并且是按照与二极管桥21的S相对应的上臂侧二极管Rsu、电抗器DCL1、直流母线LH、二极管D1、上臂侧开关元件Qru这样的顺序通过的路径。在图1所示的第1实施方式的结构中，在第2路径也存在电抗器DCL1。
当Vr＞Vs时，电流I5中的从R相朝向S相的成分具有两个路径。第1路径是按照与R相对应地导通中的下臂侧开关元件Qrd、与逆变器5的S相对应的下臂侧二极管Dsd这样的顺序通过的路径。第2路径是作为电流I2流过的路径，并且是通过下臂侧开关元件Qrd、二极管D2、直流母线LL、与二极管桥21的S相对应的下臂侧二极管Rsd的路径。在图1所示的第1实施方式的结构中，在第2路径没有电抗器DCL2，但是，在图10所示的第3实施方式的结构中，在第2路径存在电抗器DCL2。
这样，在第3实施方式中，在电流I1、I2流过的路径上分别存在电抗器DCL1、DCL2。由此能够缓和电流I1、I2的不平衡。
图12是示出第3实施方式的结构中的各部分的电流、电压的曲线图，示出与图11对应的内容。可以看出：与图11所示的情况相比较，在图12所示的情况下，电流I1、I2的波形类似，电流I0、I5、I7的波形处的载波信号的叠加减少。
这样，在第3实施方式中，在低通滤波器22的结构中，一对电抗器DCL1、DCL2隔着电容器C1，并且，这三者在二极管桥21的输出侧串联连接。由此使得电流I1、I2的不平衡得到缓和，由此使得用于逆变器5的控制的载波成分在电流I0中减少。
第1变形例.
图13是示出采用了作为第1变形例的有源滤波器的电机驱动系统的电路图。在第1实施方式中所示的结构(参照图1)中，具有将二极管D1替换为电阻R1而形成的结构。上述结构与第2实施方式中所示的结构(参照图7)相同，电阻R1作为电流限制元件发挥功能，能够获得相同的效果。
第2变形例.
图14是示出采用了作为第2变形例的有源滤波器的电机驱动系统的电路图。在第3实施方式中所示的结构(参照图10)中，具有将二极管D2替换为电阻R2而形成的结构。根据上述结构，鉴于在第2实施方式中说明的内容，能够获得与第3实施方式相同的效果。但是，由于电流I1流过二极管D1，电流I2流过电阻R2，因此，第3实施方式能够期待缓和电流I1、I2的不平衡的效果。
这样，只要第1实施方式、第2实施方式、第3实施方式或变形彼此各自的作用效果不消失，就能够将它们相互组合而创造出变形方式。
第4实施方式.
图15是局部地示出第4实施方式的有源滤波器的结构的电路图。第4实施方式的有源滤波器是通过对于第1实施方式的有源滤波器(参照图1)追加钳位电路8而得到的。
设置这样的钳位电路8尤其在减少电容器C1、C2的静电容量方面是优选的。在为了减小电容器C1的静电容量而采用所谓的无电解电容器逆变器(例如参照专利文献4、专利文献5)的情况下，还能够减小电容器C2的静电容量。当电容器C1、C2的静电容量较小时，从整流电路2或逆变器5输出的浪涌电流对直流电压Vdc及电压Vdc2(参照第1实施方式)产生的影响较大。因此，通过设置钳位电路8而减小上述影响。
换而言之，通过设置钳位电路8，使得即使电容器C1、C2的静电容量较小，也能够抑制作为电容器C1、C2各自的电压的直流电压Vdc、电压Vdc2的变动。
具体而言，在第4实施方式中，钳位电路8具有钳位用二极管D3和钳位用电容器C3。钳位用二极管D3设置于电容器C2与作为电流限制元件的二极管D1之间，相对于直流电压Vdc处于逆向。更具体来说，钳位用二极管D3的正极与电容器C2连接，负极与二极管D1的负极连接。
作为一对电流限制元件的二极管D1、D2在直流母线LH、LL之间与钳位用电容器C3串联连接。二极管D1经由钳位用二极管D3与电容器C1的一端连接。由此，具体而言，钳位用电容器C3连接于二极管D1的负极与二极管D2的正极之间。换个思路，即钳位用电容器C3比二极管D1更靠电容器C2侧且隔着钳位用二极管D3与电容器C2并联连接。
图16是示出采用了作为相对于第4实施方式的比较例的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。具体而言，该比较例具有短路去除了图15所示的二极管D2后的结构。即，该比较例相对于第4实施方式的关系与比较例相对于第1实施方式(第1实施方式中)的关系相同。
图17是示出采用了第4实施方式的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。在图16和图17中，电流I0、I5、I7是在第1实施方式中说明的电流，在图1中进行图示。
比较图16和图17可知，采用第4实施方式的有源滤波器的情况，与采用作为其比较例的有源滤波器的情况相比，电压Vdc2与直流电压Vdc之差较大，电流I0接近正弦波。
即，在设置有钳位电路8的结构中，与第1实施方式相同，利用将电容器C2经由一对二极管D1、D2与一对直流母线LH、LL连接这一简单的结构也能够获得比直流电压Vdc高的电压Vdc2，能够抑制谐波电流。
图18是示出采用了作为第4实施方式的变形的第3变形例的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。第3变形例是下述这样的变形例：对于第4实施方式，作为低通滤波器22，采用了第3实施方式中采用的结构、即电抗器DCL1，DCL2在二极管桥21的输出侧的一对端子之间隔着电容器C1串联连接而成的结构。
即，第3变形例相对于第4实施方式的关系与第3实施方式相对于第1实施方式的关系相同。
关于图17所示的电流I0、I5、I7的波形，在电流I7为负的区间中波形示出得较粗。如第3实施方式中说明的那样，该波形看起来较粗的话，则不管在第1实施方式中是否采用低通滤波器22，都会出现用于控制逆变器5的开关的载波信号重叠的情况。这是因为，电流I1、I2流过的路径中的不平衡。
由此，与第3实施方式相同，通过采用电抗器DCL1、DCL2，如图18所示，电流I0、I5、I7的波形也反映出各个平衡。
由此，在第3变形例中也与第3实施方式相同，使得电流I1、I2的不平衡得到缓和，由此使得用于逆变器5的控制的载波成分在电流I0中减少。
图19是局部地示出作为第4实施方式的变形的第4变形例的有源滤波器的结构的电路图。第4变形例是对于第4实施方式，采用电阻R2来代替二极管D2作为电流限制元件的变形例。即，第4变形例相对于第4实施方式的关系与第2实施方式相对于第1实施方式的关系相同。
图20是示出采用了作为第4变形例的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。与第2实施方式相同，存在许多电流I2为负的期间，但是，电压Vdc2明显比直流电压Vdc高。这样，在第4变形例中也能够获得与第2实施方式相同的效果。
第5实施方式.
图21是局部地示出第5实施方式的有源滤波器的结构的电路图。在第5实施方式中，钳位电路8具有对于第4实施方式中所示的钳位电路8追加了钳位用二极管D4而形成的结构。
具体而言，钳位用二极管D4在电容器C2的一对端子之间与钳位用二极管D3和钳位用电容器C3串联连接。钳位用二极管D4相对于直流电压Vdc处于逆向。更具体来说，钳位用二极管D4的正极与二极管D2的正极连接，负极与电容器C2连接。
从逆变器5观察直流母线LH、LL侧时，钳位用二极管D4与二极管D2串联连接，并且，以钳位用二极管D4和二极管D2的正向彼此逆向的方式配置。因此，流过二极管D1、D2和钳位用二极管D3、D4的电流必然会对钳位用电容器C3进行充电。由此，通过设置钳位用二极管D4能够减小对钳位用二极管D3所要求的电流容量。而且，对钳位用二极管D4要求的电流容量也与对钳位用二极管D3要求的电流容量相同程度就足够。因此，还能够减少对二极管D1、D2要求的电流容量。
图22是示出采用了第5实施方式的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。第5实施方式中的电流I1、I2小于第4实施方式中的电流I1、I2(参照图17)。这为对上述二极管D1、D2和钳位用二极管D3、D4要求的电流容量的减少提供了依据。
而且，在本实施方式中，由于电流I1、I2的平衡也得到改善，因此，与第4实施方式相比较，电流I0、I5、I7中的载波成分减少。
图23是局部地示出作为第5变形例的有源滤波器的结构的电路图。第5变形例是对于第5实施方式，采用电阻R2来代替二极管D2作为电流限制元件的变形例。即，第5变形例相对于第5实施方式的关系与第2实施方式相对于第1实施方式的关系相同。
图24是示出采用了作为第5变形例的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。与第2实施方式相同，存在许多电流I2为负的期间，但是，电压Vdc2明显比直流电压Vdc高。这样，在第5变形例中也能够获得与第2实施方式相同的效果。
另外，在第5变形例中，无法像二极管D2的逆向电流那样阻止载波成分。由此使得电流I0中的波形的改善度位与不具有钳位用二极管D4的情况(第4变形例：参照图20)程度相同。换而言之，可以说：在不采用二极管D2而是采用电阻R2作为电流限制元件的情况下，有无钳位用二极管D4对效果产生的影响较小。
图25是示出采用了作为相对于第5实施方式的比较例的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。具体而言，该比较例具有短路去除了图21所示的二极管D2后的结构。即，该比较例相对于第5实施方式的关系与比较例相对于第1实施方式(第1实施方式中)的关系相同。
根据图22和图24与图25的比较可以看出作为电流限制元件的二极管D2或电阻R2实现的改善电流I0、I5、I7的波形的功能。
第6实施方式.
图26是局部地示出第5实施方式的有源滤波器的结构的电路图。其中，由于要在第6实施方式的说明中使用，还导入了二极管桥21输出的电压Vdb、流过钳位用电容器C3的电流I8、分别(作为正向电流)流过钳位用二极管D3、D4的电流I3、I4、以及施加给钳位用电容器C3的电压VC3。在此，电压Vdb以直流母线LL为基准，电流I8以从二极管D1和钳位用二极管D3朝向二极管D2和钳位用二极管D4的方向为正方向，电压VC3以二极管D2与钳位用二极管D4的连接点为基准。
图27是示出采用了第5实施方式的有源滤波器的电机驱动系统中的等效电路的电路图。但是，在该等效电路中着眼于示出共模电压。
具体而言，二极管桥21产生电压Vdb的共模电压Vdbc，逆变器5产生电压Vdc2的共模电压Vfc。通过如上所述那样采用电压Vdb、VC3的基准，使得图27中以箭头所示的方向成为正的电压的方向。
参照图1，从交流电源1得到的电压Vr、Vs、Vt形成三相交流电压，因此，用公式(1)求出共模电压Vdbc。
Vdbc＝(Vr+Vs+Vt)/3…(1)
此外，当导入以直流侧端子55为基准的交流侧端子51、52、53各自的电压Vu、Vv、Vw时，用公式(2)求出共模电压Vfc。
Vfc＝(Vu+Vv+Vw)/3…(2)
图28是说明共模电压Vfc的曲线图。通过载波CW与信号波Vu＊、Vv＊、Vw＊的比较来确定逆变器5的开关动作。信号波Vu＊、Vv＊、Vw＊与电压Vu、Vv、Vw的指令值对应。简单地进行说明，当载波CW取信号波Vu＊以上的值时电压Vu与电压Vdc2一致，除此以外的情况下电压Vu为0。关于电压Vv、Vw也相同。这种技术对于本领域技术人员是公知的，因此，在此省略其详细说明。
这样来确定电压Vu、Vv、Vw，因此，共模电压Vfc呈现取电压Vdc2的0倍、1/3倍、2/3倍、1倍的4种值的阶段状的波形。该波形的基本频率与载波CW的频率一致。
在此，用公式(3)来表示信号波Vu＊、Vv＊、Vw＊。其中，导入了关于调制系数K和信号波Vu＊、Vv＊、Vw＊的周期的相位α。
Vu＝K·sin(α)，Vv＝K·sin(α-2π/3)，Vw＝K·sin(α+2π/3)…(3)
由此，用公式(4)来表示电压Vu取电压Vdc2的时间的半值a、电压Vv取电压Vdc2的时间的半值b、电压Vw取电压Vdc2的时间的半值c。其中，导入了载波CW的周期Tsw。
a＝(Tsw/2)/(1/2-K·sin(α))，b＝(Tsw/2)/(1/2-K·sin(α-2π/3))，c＝(Tsw/2)/(1/2-K·sin(α+2π/3))…(4)
图29是说明第5实施方式中的共模噪声的曲线图。在此，例示出电压Vr、Vs、Vt的有效值为400V的情况。直流电压Vdc由于低通滤波器22的作用而呈现平滑的波形。另一方面，共模电压Vdbc在200V附近呈现细微的变动。另外，在二极管桥21，被串联连接的上臂侧二极管和下臂侧二极管中的任意一方导通，因此，共模电压Vdbc成为直流电压Vdc的1/3左右。
电压Vdc2呈现连接共模电压Vfc的上限而得的包络线。共模电压Vcom是共模电压Vdbc、Vfc的和，根据图27可以理解，相当于电压VC3的共模电压。由此，与对于电压Vdc2的共模电压Vfc的动作相同，电压VC3也呈现连接共模电压Vcom的大致上限而得的包络线。其中，电压VC3比电压Vdc2高Vdc/3左右。
源于共模电压Vcom，电压VC3比电压Vdc2高，电流I8也较大。这会对于钳位用电容器C3要求较大的电源容量，从而阻止了小型且廉价地来构成钳位电路8、进而构成有源滤波器整体。
另外，图30中示出通过更宏观的时间轴观察的各量。在此，除了第5实施方式中已经说明的电流I0、I1、I2、I5、I7以及直流电压Vdc和电压Vdc2外，还示出电流I3、I4和电压VC3。但是，在图30的曲线图中，采用了直流电压Vdc与图22的曲线图不同的设定，因此，波形稍有不同。
图31是局部地示出第6实施方式的有源滤波器的结构的电路图。图31所示的结构相对于图26所示的(第5实施方式的)结构，不同之处在于追加了共模轭流圈L9。
共模轭流圈L9具有以相同极性电感耦合的电抗器L91、L92。电抗器L91在直流母线LH与电容器C2的端子中的一方(高电位端)之间与二极管D1串联连接。电抗器L92在直流母线LL与电容器C2的端子中的另一方(低电位端)之间与二极管D2串联连接。此外，电抗器L91、L92都相对于钳位用电容器C3位于电容器C2侧、或者位于电容器C2的相反侧。
在图31中，例示出电抗器L91连接于钳位用二极管D3与电容器C2的高电位端之间、且电抗器L92连接于钳位用二极管D4与电容器C2的低电位端之间的情况。由此，电抗器L91、L92都相对于钳位用电容器C3位于电容器C2的相反侧。
图32是示出采用了第6实施方式的有源滤波器的电机驱动系统中的等效电路的电路图。图32与图27相同，示出着眼于共模电压的等效电路。
在该等效电路中，共模轭流圈L9配置于逆变器5与钳位用电容器C3之间，在与电压VC3相同的方向上产生电压V9。由此使得共模电压Vcom被抵消。此外，流过电流I5、I7的共模电流也被消除，电流I8也变小。
图33是说明第6实施方式中的共模噪声的曲线图，示出与图29相同的各量。可知：电流I8变小，电压VC3成为电压Vdc2左右。由此使得对于钳位用电容器C3要求的电源容量减少。
图34示出通过更宏观的时间轴观察的各量，示出与图30相同的各量。可以看出：电压VC3不仅成为电压Vdc2左右，电流I1、I2、I3、I4也变小。这从能够减小对二极管D1、D2和钳位用二极管D3、D4要求的电流容量的观点出发是有利的。
当导入共模轭流圈L9中的线圈的匝数N时，可以用公式(5)来表示流过共模轭流圈L9的磁束Φcmc。其中，记号∫和记号dt表示由这两者夹着的量的时间积分。
Φcmc＝(1/N)·∫V9·dt…(5)
在共模电压Vfc全部被施加至共模轭流圈L9的情况下，讨论其峰值Φpeak。但是，为了简单起见，如图28所示那样对c＜a＜b(＜Tsw/2)的情况进行说明。这相当于-π/6＜α＜π/6的情况。该情况下，参照图28，利用公式(6)求出峰值Φpeak。在逆变器5以三相正弦波调制来工作的情况下，磁束Φcmc关于相位α成为以π/6为周期的周期函数。图28中还同时标记了磁通Φcmc。
Φpeak＝(1/N)·[(Vdc2/2)(c-0)+(Vdc2/3)(a-c)]＝(Vdc2/N)·(c/6+a/3)…(6)
峰值Φpeak为最大是在调制系数K为0时，并且是在逆变器5的上臂侧开关元件全部接通且下臂侧开关元件全部断开的情况下、或者上臂侧开关元件全部断开且下臂侧开关元件全部接通的情况下。这时，a＝b＝c＝Tsw/4，用公式(7)来表示峰值Φpeak。
Φpeak＝(1/N)·(Vdc2/2)·(Tsw/4)＝(Vdc2·Tsw)/(8·N)…(7)
当共模轭流圈L9具有芯时，优选将该芯的饱和磁通量选定得大于公式(7)中所示的峰值Φpeak。即，关于该芯，电压Vdc2越高，载波CW的频率越高(这牵涉到逆变器5的开关频率较高的情况)，则对共模扼流L9的芯所要求的饱和磁通量也增加。
图35是局部地示出作为第6变形例的有源滤波器的结构的电路图。第6变形例相对于第6实施方式，共模轭流圈L9相对于钳位电路8的位置不同。
具体而言，第6变形例中的共模轭流圈L9也具有以相同极性电感耦合的电抗器L91、L92。并且，电抗器L91在直流母线LH与电容器C2的高电位端之间与二极管D1串联连接，电抗器L92在直流母线LL与电容器C2的低电位端之间与二极管D2串联连接。其中，电抗器L91设置于比钳位用电容器C3距电容器C2更远的一侧，且设置于钳位用二极管D3与二极管D1之间。此外，电抗器L92设置于比钳位用电容器C3距电容器C2更远的一侧，且设置于钳位用二极管D4与二极管D2之间。由此，电抗器L91、L92都相对于钳位用电容器C3位于电容器C2的相反侧。
很明显，在这种结构中，共模轭流圈L9也与第6实施方式相同地发挥功能，实现相同的作用效果。这是因为：第6变形例的等效电路是通过在图32所示的等效电路中替换钳位用电容器C3的位置与共模轭流圈L9的位置而形成的；钳位用电容器C3与共模轭流圈L9处于彼此串联连接的关系；即使替换串联连接的两个元件，该串联连接而成的结构对于该串联连接的外部实现的作用效果也没有什么不同。
图36、图37、图38是局部地示出作为第7变形例、第8变形例、第9变形例的有源滤波器的结构的电路图。第7至第9变形例相对于第6实施方式，共模轭流圈L9相对于钳位电路8的位置不同。
具体而言，第7至第9变形例中的共模轭流圈L9也具有以相同极性电感耦合的电抗器L91、L92。并且，电抗器L91在直流母线LH与电容器C2的高电位端之间与二极管D1串联连接，电抗器L92在直流母线LL与电容器C2的低电位端之间与二极管D2串联连接。
但是，在第7变形例中，电抗器L91设置于比钳位用电容器C3更靠近电容器C2的一侧，且设置于钳位用二极管D3与二极管D1之间。此外，电抗器L92设置于比钳位用电容器C3更靠近电容器C2的一侧，且设置于钳位用二极管D4与二极管D2之间。由此，电抗器L91、L92都相对于钳位用电容器C3位于电容器C2侧。
在第8变形例中，电抗器L91设置于直流母线LH与二极管D1之间。此外，电抗器L92设置于直流母线LL与二极管D2之间。由此，电抗器L91、L92都相对于钳位用电容器C3位于电容器C2的相反侧。
在第9变形例中，电抗器L91设置于比钳位用电容器C3更远离电容器C2的一侧，且设置于钳位用二极管D3与二极管D1之间。此外，电抗器L92设置于直流母线LL与二极管D2之间。由此，电抗器L91、L92都相对于钳位用电容器C3位于电容器C2的相反侧。
或者，电抗器L91也可以设置于直流母线LH与二极管D1之间，电抗器L92也可以设置于比钳位用电容器C3更远离电容器C2的一侧且设置于钳位用二极管D4与二极管D2之间。
图39、图40、图41是分别示出采用了第7变形例、第8变形例、第9变形例的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压的曲线图。具体而言，示出电流I0、I8和电压Vdc、Vdc2、VC3。在这些变形例中也与第6实施方式(参照图34)相同地将电压VC3抑制在电压Vdc2左右。
在第6实施方式以及第6至第9变形例中，示出了对于第5实施方式追加共模轭流圈L9后的结构。其中，也可以对于第4实施方式追加共模轭流圈L9。换而言之，也可以从第6实施方式以及第6至第9变形例中省略钳位用二极管D4。
图42是局部地示出在第6变形例中通过短路去除了钳位用二极管D4而得到的第10变形例的结构的电路图。图43是示出采用了第10变形例的有源滤波器的电机驱动系统中的各部分的电流、电压，具体而言是示出电流I0、I8和电压Vdc、Vdc2、VC3的曲线图。
在第10变形例中，由于不具有钳位用二极管D4因此存在电流I8变大的时间区域，但是，与第6变形例相同地能够获得将电压VC3抑制在电压Vdc2左右的效果。
诚然，为了减少共模电压，还可以考虑例如在电流I5流过的三相路径中或电流I7流过的三相路径中设置三相的共模轭流圈。
然而，与这种情况相比较，在第6实施方式或第6变形例中，只要电流容量较小的单相的共模轭流圈L9就足够。这从能够小型且廉价地构成有源滤波器整体、进而构成采用该有源滤波器的电机驱动系统的观点出发是有利的。
另外，在第6实施方式以及第6至第10变形例中采用二极管D2，但是，与第5变形例对第5实施方式的变形相同，也可以取而代之采用电阻R2。
在上述第5实施方式、第6实施方式以及第6至第10变形例中，都可以对于钳位用电容器C3串联地连接电阻，以使电流I8不会急剧地变动。
可以将包含上述有源滤波器和整流电路2的结构理解为交流直流转换装置。
虽然详细地说明了本发明，但是，上述说明在全部方面都是例示，本发明并不限于此。可以理解的是，能够在不脱离本发明的范围的情况下设想未例示的无数变形例。

Claims (7)

1.一种有源滤波器，该有源滤波器是相对于整流电路并联地连接于一组交流输入线和一对直流母线之间的有源滤波器，所述整流电路对从所述一组交流输入线输入的交流电压进行整流，向所述一对直流母线输出直流电压，所述一对直流母线在双方之间连接有负载，其中，所述有源滤波器具有：
第1电容器；
一对电流限制元件，其将所述第1电容器的一对端子分别与所述一对直流母线连接起来，至少其中一方是以相对于所述直流电压处于正向的方向配置的二极管；以及逆变器，所述逆变器具有：
一组交流侧端子，所述一组交流侧端子与所述一组交流输入线连接；
一对直流侧端子，所述一对直流侧端子与所述第1电容器的两端连接；
连接各个所述交流侧端子与各个所述直流侧端子的多个开关元件；以及
与各个所述开关元件反向并联连接的多个二极管，
所述有源滤波器还具有钳位电路，所述钳位电路具有：
至少一个钳位用二极管，其设置于所述第1电容器与所述一对电流限制元件之间，相对于所述直流电压处于逆向；以及
钳位用电容器，其比所述一对电流限制元件中的所述一方更靠所述第1电容器侧，隔着所述钳位用二极管与所述第1电容器并联连接，
所述一对电流限制元件在所述一对直流母线之间与所述钳位用电容器串联连接，
所述一对电流限制元件中的所述一方经由所述钳位用二极管与所述第1电容器的一对端子中的一方连接。
2.根据权利要求1所述的有源滤波器，其中，
所述一对电流限制元件都是以相对于所述直流电压处于正向的方向进行配置的二极管。
3.根据权利要求1所述的有源滤波器，其中，
所述一对电流限制元件中的另一方是电阻。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的有源滤波器，其中，
所述整流电路具有二极管桥和低通滤波器，
所述低通滤波器设置于所述二极管桥与所述一对直流母线之间，
所述二极管桥设置于所述一组交流输入线与所述低通滤波器之间，
所述低通滤波器具有：
第1电抗器，其设置于所述一对直流母线中的一个与所述二极管桥之间；
第2电抗器，其设置于所述一对直流母线中的另一个与所述二极管桥之间；以及第2电容器，其设置于所述一对直流母线之间。
5.根据权利要求1所述的有源滤波器，其中，
所述钳位电路还具有另一个钳位用二极管，其与所述钳位用二极管和所述钳位用电容器串联连接于所述第1电容器的所述一对端子之间，相对于所述直流电压处于逆向。
6.根据权利要求1或5所述的有源滤波器，其中，
所述有源滤波器还具有以相同极性电感耦合的第3电抗器和第4电抗器，
所述第3电抗器在所述第1电容器的所述一对端子中的所述一方与所述直流母线的一方之间与所述一对电流限制元件的所述一方之间串联连接，
所述第4电抗器在所述第1电容器的所述一对端子中的另一方与所述直流母线的另一方之间与所述一对电流限制元件中的另一方串联连接，
所述第3电抗器和所述第4电抗器都相对于所述钳位用电容器位于所述第1电容器侧、或者所述第1电容器的相反侧。
7.一种交流直流转换装置，其中，
所述交流直流转换装置包含权利要求1～6中任一项所述的有源滤波器和所述整流电路。
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Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3024133A1 (en) * 2014-11-24 2016-05-25 Broadband Power Solutions DC-to-AC power converter
JP5920520B1 (ja) * 2014-12-17 2016-05-18 ダイキン工業株式会社 充放電回路、充放電回路の制御方法、充放電回路の制御装置、及び直接形電力変換器
JP6260578B2 (ja) * 2015-04-17 2018-01-17 トヨタ自動車株式会社 送電装置及び受電装置
US11404954B2 (en) * 2017-09-28 2022-08-02 Carrier Corporation Pulse width modulation interleaving
JP6690662B2 (ja) * 2018-03-29 2020-04-28 ダイキン工業株式会社 電源品質管理システムならびに空気調和装置
CN108879765B (zh) * 2018-07-02 2021-04-02 太原理工大学 防止微电网交流母线电流畸变的双向功率变换器控制方法
CN111256281B (zh) * 2018-11-30 2021-10-22 广东美的制冷设备有限公司 运行控制方法及系统、压缩机和空调器
DE102019102550B4 (de) * 2019-02-01 2022-06-30 Infineon Technologies Austria Ag Leistungswandler und leistungswandlungsverfahren
CN113328639B (zh) * 2021-07-09 2021-11-19 四川大学 一种大功率的电解制氢整流电源及控制方法

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS60234474A (ja) * 1984-05-07 1985-11-21 Hitachi Ltd インバータ装置
US4928052A (en) * 1987-04-30 1990-05-22 Fanuc Ltd. Power supply regenerating circuit
JPH08251947A (ja) * 1995-03-15 1996-09-27 Hitachi Ltd 電力変換装置の回生制御装置
JP2001145357A (ja) * 1999-11-11 2001-05-25 Sanken Electric Co Ltd Ａｃ−ｄｃコンバータ
GB2427512A (en) * 2005-06-23 2006-12-27 Alstom Electrical power converters
CN201051718Y (zh) * 2007-06-22 2008-04-23 北京利德华福电气技术有限公司 带有能量回馈装置的功率单元模块
CN101237185A (zh) * 2007-12-07 2008-08-06 华中科技大学 适用于整流装置的能量回馈与谐波无功补偿系统
WO2008155446A1 (en) * 2007-06-20 2008-12-24 Kone Corporation Power control of a transport system
CN102044974A (zh) * 2010-08-11 2011-05-04 江苏斯达工业科技有限公司 一种能量回馈器主电路拓扑结构
JP2013027990A (ja) * 2011-07-26 2013-02-07 Sumitomo Heavy Ind Ltd 射出成形機

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100214686B1 (ko) * 1997-04-10 1999-08-02 이종수 엘리베이터의 구출운전 겸용 역률 개선장치
JP2002051589A (ja) 2000-07-31 2002-02-15 Isao Takahashi モータ駆動用インバータの制御装置
JP2003309977A (ja) * 2002-04-15 2003-10-31 Toshiba Corp 電力変換装置
JP4284053B2 (ja) 2002-11-21 2009-06-24 株式会社東芝 電力変換装置
CN1264269C (zh) 2002-12-13 2006-07-12 永大机电工业股份有限公司 升降设备的电力控制装置
JP4411845B2 (ja) 2003-02-13 2010-02-10 株式会社明電舎 並列型ａｃ−ｄｃ変換器
TW591870B (en) * 2003-02-18 2004-06-11 Delta Electronics Inc Integrated converter with three-phase power factor correction
JP2006109558A (ja) * 2004-10-01 2006-04-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd 空気調和装置
EP2095496B1 (de) * 2006-11-28 2012-08-29 Baumüller Nürnberg GmbH Aktiv-bremseinheit
US8274803B2 (en) * 2009-01-09 2012-09-25 Yaskawa America, Inc. Low stress soft charge circuit for diode front end variable frequency drive
JP5850117B2 (ja) 2013-09-30 2016-02-03 ダイキン工業株式会社 電力変換装置

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS60234474A (ja) * 1984-05-07 1985-11-21 Hitachi Ltd インバータ装置
US4928052A (en) * 1987-04-30 1990-05-22 Fanuc Ltd. Power supply regenerating circuit
JPH08251947A (ja) * 1995-03-15 1996-09-27 Hitachi Ltd 電力変換装置の回生制御装置
JP2001145357A (ja) * 1999-11-11 2001-05-25 Sanken Electric Co Ltd Ａｃ−ｄｃコンバータ
GB2427512A (en) * 2005-06-23 2006-12-27 Alstom Electrical power converters
WO2008155446A1 (en) * 2007-06-20 2008-12-24 Kone Corporation Power control of a transport system
CN201051718Y (zh) * 2007-06-22 2008-04-23 北京利德华福电气技术有限公司 带有能量回馈装置的功率单元模块
CN101237185A (zh) * 2007-12-07 2008-08-06 华中科技大学 适用于整流装置的能量回馈与谐波无功补偿系统
CN102044974A (zh) * 2010-08-11 2011-05-04 江苏斯达工业科技有限公司 一种能量回馈器主电路拓扑结构
JP2013027990A (ja) * 2011-07-26 2013-02-07 Sumitomo Heavy Ind Ltd 射出成形機

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JP6785719B2 (ja) 2020-11-18

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