CN107800185A - 在线式不间断电源 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种在线式不间断电源,包括:正直流母线、负直流母线;推挽电路,其包括正极输入端子、负极输入端子、包括初级绕组和次级绕组的变压器、以及整流电路,所述整流电路的输入端连接至所述次级绕组,且输出端连接至所述正直流母线和负直流母线;缠绕在所述变压器的初级侧的充电绕组,所述充电绕组的一端连接至所述初级绕组的一端;连接在所述推挽电路的负极输入端子和所述充电绕组的另一端之间的单向可控充电线路;以及第一开关管和第二开关管,所述正直流母线通过所述第一开关管连接至所述次级绕组的一端,所述次级绕组的另一端通过第二开关管连接至所述负直流母线。本发明的在线式不间断电源降低了成本,并提高了带半波负载能力。

Description

在线式不间断电源
技术领域
本发明涉及不间断电源,特别涉及在线式不间断电源。
背景技术
在线式不间断电源能够持续不断地给负载进行供电,已经被广泛地用于各个领域。
图1是现有技术中的一种在线式不间断电源的电路图。在线式不间断电源1包括在交流输入端10和交流输出端11之间依次连接的安全开关12、功率因数校正电路(PFC)13、半桥逆变器14和旁路开关17,其中PFC 13的输出端与半桥逆变器14的输入端相连接并作为直流母线,旁路开关17用于将半桥逆变器14的输出端和PFC 13的输入端之一连接至交流输出端11。在线式不间断电源1还包括依次连接的充电器15和推挽电路16,其中充电器15的输入端连接至交流输入端10,充电器15的输出端和推挽电路16的输入端都连接至可充电电池18的两端,推挽电路16的输出端连接至直流母线。
图1的在线式不间断电源1有如下四种工作模式。
在线模式:控制安全开关12处于导通状态,控制旁路开关17使得半桥逆变器14的输出端连接至交流输出端11,控制PFC 13、半桥逆变器14和充电器15处于工作状态,交流输入端10的市电(交流电)通过安全开关12、PFC 13和半桥逆变器14对连接在交流输出端11的负载(图1未示出)进行供电,同时充电器15对其输出端的可充电电池18进行充电。
电池模式:控制安全开关12处于断开状态,控制旁路开关17使得半桥逆变器14的输出端连接至交流输出端11,控制推挽电路16和半桥逆变器14处于工作状态,可充电电池18通过推挽电路16和半桥逆变器14对负载进行供电。
经济运行模式(ECO):控制安全开关12处于导通状态,控制旁路开关17使得PFC 13的输入端连接至交流输出端11,且控制PFC 13和充电器15处于工作状态。
旁路模式:控制安全开关12处于导通状态,控制旁路开关17使得PFC 13的输入端连接至交流输出端11,且控制充电器15处于工作状态。
图1所示的在线式不间断电源1中的PFC 13、半桥逆变器14、充电器15和推挽电路16作为独立的电路模块在相应的工作模式下工作,因此在线式不间断电源1中的电子器件的利用率低,导致电子器件的数目较多、成本较高。
发明内容
针对现有技术存在的上述技术问题,本发明的实施例提供了一种在线式不间断电源,包括:
功率因数校正电路和逆变器,所述功率因数校正电路的输出端与所述逆变器的输入端连接以形成正直流母线和负直流母线;
推挽电路,其包括:
正极输入端子和负极输入端子;
变压器,其包括初级绕组和次级绕组;以及
整流电路,所述整流电路的输入端连接至所述次级绕组,且输出端连接至所述正直流母线和负直流母线;
缠绕在所述变压器的初级侧的充电绕组,所述充电绕组的一端连接至所述初级绕组的一端;
连接在所述推挽电路的负极输入端子和所述充电绕组的另一端之间的单向可控充电线路;以及
第一开关管和第二开关管,所述正直流母线通过所述第一开关管连接至所述次级绕组的一端,所述次级绕组的另一端通过第二开关管连接至所述负直流母线。
优选的,所述单向可控充电线路包括串联的第一二极管和开关装置。
优选的,所述单向可控充电线路还包括与所述第一二极管和开关装置串联的第一电感。
优选的,所述在线式不间断电源还包括分别连接在所述整流电路的输出端的第二电感和第三电感。
优选的,所述在线式不间断电源还包括与所述第一开关管串联的第二二极管,以及与所述第二开关管串联的第三二极管。
优选的,所述整流电路为全桥整流电路。
优选的,所述在线式不间断电源还包括控制装置,其用于控制所述功率因数校正电路、逆变器、推挽电路、第一开关管、第二开关管和单向可控充电线路的工作状态。
优选的,在在线模式下,所述控制装置用于控制所述功率因数校正电路和逆变器工作,且控制所述单向可控充电线路导通,以及
在市电的正半周期内,控制所述第一开关管以脉宽调制方式工作、且控制所述第二开关管截止;
在市电的负半周期内,控制所述第一开关管截止、且控制所述第二开关管以脉宽调制方式工作。
优选的,在在线模式下,所述控制装置用于控制所述功率因数校正电路和逆变器工作,以及
当所述正直流母线上的电压与所述负直流母线上的电压的差值大于预定的第一阈值或所述正直流母线上的电压大于母线电压过高保护阀值时,控制所述第一开关管以脉宽调制方式工作、且控制所述第二开关管截止;
当所述负直流母线上的电压与所述正直流母线上的电压的差值大于预定的第二阈值或所述负直流母线上的电压大于母线电压过高保护阀值时,控制所述第一开关管截止、且控制所述第二开关管以脉宽调制方式工作。
优选的,在电池模式下,所述控制装置用于控制所述逆变器工作,且控制所述单向可控充电线路断开,以及
当所述正直流母线上的电压与所述负直流母线上的电压的差值不大于预定的第一阈值、且所述正直流母线上的电压不大于母线电压过高保护阀值时,控制所述推挽电路工作、且控制所述第一开关管和第二开关管截止;
当所述正直流母线上的电压与所述负直流母线上的电压的差值大于预定的第一阈值或所述正直流母线上的电压大于母线电压过高保护阀值时,控制所述第一开关管以脉宽调制方式工作、且控制所述第二开关管及所述推挽电路中的开关管截止;
当所述负直流母线上的电压与所述正直流母线上的电压的差值不大于预定的第二阈值、且所述负直流母线上的电压不大于母线电压过高保护阀值时,控制所述推挽电路工作、且控制所述第一开关管和第二开关管截止;
当所述负直流母线上的电压与所述正直流母线上的电压的差值大于预定的第二阈值或所述负直流母线上的电压大于母线电压过高保护阀值时,控制所述第一开关管及所述推挽电路中的开关管截止、且控制所述第二开关管以脉宽调制方式工作。
本发明的在线式不间断电源显著地降低了成本,改善了充电时的输入总谐波电流畸变率(THDI),并提高了带半波负载能力。
附图说明
以下参照附图对本发明实施例作进一步说明,其中:
图1是现有技术中的一种在线式不间断电源的电路图。
图2是根据本发明第一个实施例的在线式不间断电源的电路图。
图3是图2所示的在线式不间断电源在在线模式下的等效电路图。
图4是图2所示的在线式不间断电源在电池模式下的等效电路图。
图5是根据本发明第二个实施例的在线式不间断电源的电路图。
图6是根据本发明第三个实施例的在线式不间断电源的电路图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白,以下结合附图通过具体实施例对本发明进一步详细说明。
图2是根据本发明第一个实施例的在线式不间断电源的电路图。在线式不间断电源2与图1所示的在线式不间断电源1基本相同,因此其相同或者类似的部件其标号也相互对应,区别在于,在线式不间断电源2不具有价格昂贵的充电器15。在线式不间断电源2还包括缠绕在推挽电路26中的变压器TX的初级侧的充电绕组W1,连接在可充电电池28的负极(即推挽电路26的负极输入端子)和充电绕组W1之间的单向可控充电线路29,连接在正直流母线B1和变压器TX的次级绕组的一端之间的开关管Q4,以及连接在变压器TX的次级绕组的另一端和负直流母线B2之间的开关管Q5。
在线式不间断电源2还包括控制装置200,其用于控制功率因数校正电路23、半桥逆变器24、推挽电路26、开关管Q4、开关管Q5和单向可控充电线路29的工作状态。
以下将结合在线式不间断电源2的工作模式来说明其优点。
图3是图2所示的在线式不间断电源在在线模式下的等效电路图。安全开关22处于导通状态、半桥逆变器24的输出端通过旁路开关27连接至交流输出端21,且控制装置200控制PFC 23和半桥逆变器24处于工作状态,因此交流输入端20的市电(即交流电)通过安全开关22、PFC 23和半桥逆变器24对连接在交流输出端21的负载(图3未示出)进行供电。
如图3所示,变压器TX的初级绕组具有与可充电电池28的正极(即推挽电路26的正极输入端子)连接的抽头T5,且次级绕组具有端子T1、T3和连接至中性线N的抽头T2。全桥整流电路261的输入端连接至变压器TX的次级绕组两端,其正极输出端子2611(连接至正直流母线B1)通过开关管Q4连接至变压器TX的端子T1,且变压器TX的端子T3通过开关管Q5连接至其负极输出端子2612(连接至负直流母线B2)。可充电电池28的负极(即推挽电路26的负极输入端子)通过单向可控充电线路29连接至充电绕组W1。在在线模式下,开关管Q4、开关管Q5、充电绕组W1、单向可控充电线路29、变压器TX的一部分和全桥整流电路261构成了对可充电电池28进行充电的充电器25。下面详细描述充电器25的工作方式。
在交流输入端20的市电的正半周期内,控制装置200控制单向可控充电线路29导通、开关管Q5截止,并控制开关管Q4以脉宽调制方式工作(即给开关管Q4提供脉宽调制信号使其高频导通和截止)。当开关管Q4导通时,变压器TX的端子T1和抽头T2之间的绕组作为励磁电感,形成的励磁回路如下:正直流母线B1、开关管Q4、变压器TX的端子T1、抽头T2到中性线N。此时形成的电池充电回路如下:变压器TX的抽头T5、可充电电池28的正极和负极、二极管D6、开关装置RY3、充电绕组W1、变压器TX的端子T6到变压器TX的抽头T5。从而使得连接在正直流母线B1和中性线N之间的电容C1放电并对可充电电池28进行充电。当开关管Q4截止、且电容C1的电压低于电容C5的电压时,变压器TX的抽头T2和端子T3之间的绕组作为退磁电感,形成的退磁回路如下:中性线N、变压器TX的抽头T2、端子T3、二极管D5到正直流母线B1。当开关管Q4截止、且电容C1的电压高于电容C5的电压时,变压器TX的端子T1和抽头T2之间的绕组作为退磁电感,形成的退磁回路如下:负直流母线B2、二极管D8、变压器TX的端子T1、抽头T2到中性线N。
在交流输入端20的市电的负半周期内,控制装置200控制单向可控充电线路29导通、开关管Q4截止,并控制开关管Q5以脉宽调制方式工作。当开关管Q5导通时,变压器TX的抽头T2和端子T3之间的绕组作为励磁电感,形成的励磁回路如下:中性线N、变压器TX的抽头T2、端子T3、开关管Q5到负直流母线B2。此时形成相同的电池充电回路,从而使得连接在中性线N和负直流母线B2之间的电容C5放电并对可充电电池28进行充电。当开关管Q5截止、且电容C1的电压高于电容C5的电压时,变压器TX的端子T1和抽头T2之间的绕组作为退磁电感,形成的退磁回路如下:负直流母线B2、二极管D8、变压器TX的端子T1、抽头T2到中性线N。当开关管Q5截止、且电容C1的电压低于电容C5的电压时,变压器TX的抽头T2和端子T3之间的绕组作为退磁电感,形成的退磁回路如下:中性线N、变压器TX的抽头T2、端子T3、二极管D5到正直流母线B1。
在半桥逆变器正负半周交替工作的过程中,半桥架构存在如下问题,当输出为正半周时,半桥逆变器24中的电感中多余的能量会回馈到电容C5上;当输出为负半周时,半桥逆变器24中的电感中多余的能量会回馈到电容C1上。如果在线式不间断电源2带半波负载,电感回馈的能量将导致正直流母线或负直流母线上的电压一直升高,导致机器母线过压保护,其带半波负载能力很低。在本实施例的在线式不间断电源2中,还可以通过如下控制方式提高其带半波负载能力。
第一种情况:电容C1上的电压与电容C5上的电压的差值大于预定的第一阈值或电容C1上的电压大于母线电压过高保护阀值。控制装置200控制开关管Q5截止,并控制开关管Q4以脉宽调制方式工作。当控制开关管Q4导通时,变压器TX的端子T1和抽头T2之间的绕组作为励磁电感,形成的励磁回路如下:正直流母线B1、开关管Q4、变压器TX的端子T1、抽头T2到中性线N。此时形成的负直流母线充电回路如下:负直流母线B2、二极管D7、变压器TX的端子T3、抽头T2到中性线N;如果开关装置RY3此时处于导通状态,将形成相同的电池充电回路。当控制开关管Q4截止时,其形成的退磁回路如下:负直流母线B2、二极管D8、变压器TX的端子T1、抽头T2到中性线N。通过上述分析可知,在电容C1放电过程中,实现了对可充电电池28和电容C5进行充电,因此减小电容C1和电容C5上的电压差值,提高带半波负载能力。
第二种情况:电容C5上的电压与电容C1上的电压的差值大于预定的第二阈值或电容C5上的电压大于母线电压过高保护阀值。控制装置200控制开关管Q4截止,并控制开关管Q5以脉宽调制方式工作。当控制开关管Q5导通时,变压器TX的抽头T2和端子T3之间的绕组作为励磁电感,形成的励磁回路如下:中性线N、变压器TX的抽头T2、端子T3、开关管Q5到负直流母线B2。此时形成的正直流母线充电回路如下:中性线N、变压器TX的抽头T2、端子T1、二极管D4到正直流母线B1;如果开关装置RY3此时处于导通状态,将形成相同的电池充电回路。当控制开关管Q5截止时,其形成的退磁回路如下:中性线N、变压器TX的抽头T2、端子T3、二极管D5到正直流母线B1。通过上述分析可知,在电容C5放电过程中,实现了对可充电电池28和电容C1进行充电,因此减小电容C1和电容C5上的电压差值,提高带半波负载能力。
本领域的技术人员可以根据在线式不间断电源的型号、规格及其中的电容C1、C5的规格,来设定合适的第一阈值、第二阈值以及母线电压过高保护阀值。因此本发明并不限于预定的第一阈值、预定的第二阈值以及母线电压过高保护阀值的具体范围。
在在线模式下,充电器25重复利用了推挽电路26中的全桥整流电路261和变压器TX对可充电电池28进行充电,由于对可充电电池28的充电过程可控,因此充电过程中能够改善总谐波电流畸变率和提高功率因数。与图1所示的在线式不间断电源1相比,无需额外使用价格昂贵的变压器,显著地降低了成本。另外,本发明的在线式不间断电源2还能够使得正负直流母线B1、B2上的电压保持基本平衡,提高带半波负载能力。
图4是图2所示的在线式不间断电源在电池模式下的等效电路图。安全开关22和开关装置RY3处于断开状态,半桥逆变器24的输出端通过旁路开关27连接至交流输出端21,控制装置200控制开关管Q4和Q5截止,且控制推挽电路26和半桥逆变器24处于工作状态,可充电电池28通过推挽电路26和半桥逆变器24对负载进行供电。
在线式不间断电源2在电池模式与市电模式一样,也存在带半波负载能力很低的问题。本实施例的在线式不间断电源2可以通过如下控制方式提高其带半波负载能力。
第一种情况:电容C1上的电压与电容C5上的电压的差值大于预定的第一阈值或电容C1上的电压大于母线电压过高保护阀值。控制装置200控制开关管Q5及推挽电路26中的开关管截止,并控制开关管Q4以脉宽调制方式工作。当控制开关管Q4导通时,变压器TX的端子T1和抽头T2之间的绕组作为励磁电感,形成的励磁回路如下:正直流母线B1、开关管Q4、变压器TX的端子T1、抽头T2到中性线N。此时形成的负直流母线充电回路如下:负直流母线B2、二极管D7、变压器TX的端子T3、抽头T2到中性线N。当控制开关管Q4截止时,其形成的退磁回路如下:负直流母线B2、二极管D8、变压器TX的端子T1、抽头T2到中性线N。通过上述分析可知,通过控制电容C1放电并对电容C5进行充电,因此减小电容C1和电容C5上的电压差值,提高带半波负载能力。
其中,当电容C1上的电压与电容C5上的电压的差值不大于预定的第一阈值、且电容C1上的电压不大于母线电压过高保护阀值时,控制装置200控制开关管Q4、Q5截止,且控制推挽电路26工作,从而使得可充电电池28再次通过推挽电路26和半桥逆变器24对负载进行供电。
第二种情况:电容C5上的电压与电容C1上的电压的差值大于预定的第二阈值或电容C5上的电压大于母线电压过高保护阀值。控制装置200控制开关管Q4及推挽电路26中的开关管截止,并控制开关管Q5以脉宽调制方式工作。当控制开关管Q5导通时,变压器TX的抽头T2和端子T3之间的绕组作为励磁电感,形成的励磁回路如下:中性线N、变压器TX的抽头T2、端子T3、开关管Q5到负直流母线B2。此时形成的正直流母线充电回路如下:中性线N、变压器TX的抽头T2、端子T1、二极管D4到正直流母线B1。当控制开关管Q5截止时,其形成的退磁回路如下:中性线N、变压器TX的抽头T2、端子T3、二极管D5到正直流母线B1。通过上述分析可知,通过控制电容C5放电并对电容C1进行充电,因此减小电容C1和电容C5上的电压差值,提高带半波负载能力。
其中,当电容C5上的电压与电容C1上的电压的差值不大于预定的第二阈值、且电容C5上的电压不大于母线电压过高保护阀值时,控制装置200控制开关管Q4、Q5截止,且控制推挽电路26工作,从而使得可充电电池28再次通过推挽电路26和半桥逆变器24对负载进行供电。
本发明的在线式不间断电源2在电池模式下能够使得正负直流母线B1、B2上的电压保持基本平衡,提高带半波负载能力,无需额外增加元器件,显著地降低了成本。
在线式不间断电源2的经济运行模式:安全开关22和开关装置RY3处于导通状态,控制旁路开关27使得PFC 23的输入端连接至交流输出端21,控制PFC 23和充电器25工作以对可充电电池28进行充电。
在线式不间断电源2的旁路模式:安全开关22和开关装置RY3处于导通状态,控制旁路开关27使得PFC 23的输入端连接至交流输出端21,控制充电器25工作以对可充电电池28进行充电。
图5是根据本发明第二个实施例的在线式不间断电源3的电路图。其与图2基本相同,图5中的附图标记30、31、32、33、34、36、37、38和300表示的部件与图2中相对应的附图标记表示的部件相同,区别在于,单向可控充电线路39还包括与二极管D36串联的电感L5。在对可充电电池38进行充电过程中,电感L5对充电电流起到限流作用,同时降低充电纹波电流,避免对可充电电池38造成损坏。
图6是根据本发明第三个实施例的在线式不间断电源4的电路图。其与图5基本相同,图6中的附图标记40、41、42、33、44、46、47、48、49和400表示的部件与图5中相对应的附图标记表示的部件相同,区别在于,在线式不间断电源4还包括与开关管Q44串联的二极管D3、与开关管Q45串联的二极管D9、连接在全桥整流电路的正极输出端子4611的电感L4、以及连接在全桥整流电路的负极输出端子4612的电感L6。在电池模式下,二极管D3、D9可以阻止变压器次级绕组中的电流流经开关管Q44、Q45,使得电感L4、L6能够对变压器的次级绕组中的电流进行滤波,减小输出电流的纹波。
在本发明的其他实施例中,可以采用单颗单向可控导通器件(例如单向开关管)替换上述实施例中的串联的二极管D6和开关装置RY3。
在本发明的其他实施例中,可采用现有技术中的任一功率因数校正电路代替上述实施例中的功率因数校正电路23、33、43。
在本发明的其他实施例中,可采用现有技术中的任一逆变器(例如全桥逆变器)代替上述实施例中的半桥逆变器24、34、44。
虽然本发明已经通过优选实施例进行了描述,然而本发明并非局限于这里所描述的实施例,在不脱离本发明范围的情况下还包括所作出的各种改变以及变化。

Claims (10)

1.一种在线式不间断电源,其特征在于,包括:
功率因数校正电路和逆变器,所述功率因数校正电路的输出端与所述逆变器的输入端连接以形成正直流母线和负直流母线;
推挽电路,其包括:
正极输入端子和负极输入端子;
变压器,其包括初级绕组和次级绕组;以及
整流电路,所述整流电路的输入端连接至所述次级绕组,且输出端连接至所述正直流母线和负直流母线;
缠绕在所述变压器的初级侧的充电绕组,所述充电绕组的一端连接至所述初级绕组的一端;
连接在所述推挽电路的负极输入端子和所述充电绕组的另一端之间的单向可控充电线路;以及
第一开关管和第二开关管,所述正直流母线通过所述第一开关管连接至所述次级绕组的一端,所述次级绕组的另一端通过第二开关管连接至所述负直流母线。
2.根据权利要求1所述的在线式不间断电源,其特征在于,所述单向可控充电线路包括串联的第一二极管和开关装置。
3.根据权利要求2所述的在线不间断电源,其特征在于,所述单向可控充电线路还包括与所述第一二极管和开关装置串联的第一电感。
4.根据权利要求1所述的在线式不间断电源,其特征在于,所述在线式不间断电源还包括分别连接在所述整流电路的输出端的第二电感和第三电感。
5.根据权利要求4所述的在线式不间断电源,其特征在于,所述在线式不间断电源还包括与所述第一开关管串联的第二二极管,以及与所述第二开关管串联的第三二极管。
6.根据权利要求1所述的在线式不间断电源,其特征在于,所述整流电路为全桥整流电路。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的在线式不间断电源,其特征在于,所述在线式不间断电源还包括控制装置,其用于控制所述功率因数校正电路、逆变器、推挽电路、第一开关管、第二开关管和单向可控充电线路的工作状态。
8.根据权利要求7所述的在线式不间断电源,其特征在于,在在线模式下,所述控制装置用于控制所述功率因数校正电路和逆变器工作,且控制所述单向可控充电线路导通,以及
在市电的正半周期内,控制所述第一开关管以脉宽调制方式工作、且控制所述第二开关管截止;
在市电的负半周期内,控制所述第一开关管截止、且控制所述第二开关管以脉宽调制方式工作。
9.根据权利要求7所述的在线式不间断电源,其特征在于,在在线模式下,所述控制装置用于控制所述功率因数校正电路和逆变器工作,以及
当所述正直流母线上的电压与所述负直流母线上的电压的差值大于预定的第一阈值或所述正直流母线上的电压大于母线电压过高保护阀值时,控制所述第一开关管以脉宽调制方式工作、且控制所述第二开关管截止;
当所述负直流母线上的电压与所述正直流母线上的电压的差值大于预定的第二阈值或所述负直流母线上的电压大于母线电压过高保护阀值时,控制所述第一开关管截止、且控制所述第二开关管以脉宽调制方式工作。
10.根据权利要求7所述的在线式不间断电源,其特征在于,在电池模式下,所述控制装置用于控制所述逆变器工作,且控制所述单向可控充电线路断开,以及
当所述正直流母线上的电压与所述负直流母线上的电压的差值不大于预定的第一阈值、且所述正直流母线上的电压不大于母线电压过高保护阀值时,控制所述推挽电路工作、且控制所述第一开关管和第二开关管截止;
当所述正直流母线上的电压与所述负直流母线上的电压的差值大于预定的第一阈值或所述正直流母线上的电压大于母线电压过高保护阀值时,控制所述第一开关管以脉宽调制方式工作、且控制所述第二开关管及所述推挽电路中的开关管截止;
当所述负直流母线上的电压与所述正直流母线上的电压的差值不大于预定的第二阈值、且所述负直流母线上的电压不大于母线电压过高保护阀值时,控制所述推挽电路工作、且控制所述第一开关管和第二开关管截止;
当所述负直流母线上的电压与所述正直流母线上的电压的差值大于预定的第二阈值或所述负直流母线上的电压大于母线电压过高保护阀值时,控制所述第一开关管及所述推挽电路中的开关管截止、且控制所述第二开关管以脉宽调制方式工作。
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