CN105637754A - 直接型电力转换装置的控制方法 - Google Patents

Abstract

提供一种减小充放电电路(4)所要求的功率容量的技术。变流器(3)对单相交流电压(Vin)进行全波整流，向直流电源线(LL、LH)之间输出整流电压(Vrec)。逆变器(5)接受整流电压(Vrec)，向感性负载(6)提供三相的交流电流(Iu、Iv、Iw)。充放电电路(4)连接在直流电源线(LL、LH)之间。充放电电路(4)具有缓冲电路(4a)和升压电路(4b)。缓冲电路(4a)包括串联连接的电容器(C4)与开关(Sc)。升压电路(4b)例如由升压斩波器构成，包括开关(Sl)、电抗器(L4)以及二极管(D40)。充放电电路(4)在电源线(LL、LH)之间输送和接受输入至变流器(3)的电力的脉动的一部分。

Description

直接型电力转换装置的控制方法

技术领域

本发明涉及控制直接型电力转换装置的方法。

背景技术

专利文献1、2以及非专利文献1、2、3中记载了直接型电力转换装置。直接型电力转换装置具备二极管整流器、逆变器以及充放电电路。

二极管整流器对单相交流电压进行全波整流而输出至一对直流电源线(直流链路)。

充放电电路设置于直流链路，具备缓冲电路和升压电路。缓冲电路具有相互串联地连接于一对直流电源线之间的开关和电容器。电容器通过开关的导通进行放电，向直流链路输送电力。

升压电路对来自二极管整流器的整流电压进行升压而使电容器充电。由此，充放电电路从直流链路接受电力。逆变器输入直流链路的直流电压，将其转换为交流电压输出。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2011-193678号公报

专利文献2：日本特开2012-135184号公报

非专利文献

非专利文献1:大沼喜也、伊東淳一、「充電回路を付加したアクティブバッファ付き単相三相電力変換器の回路構成と制御法」、平成22年電気学会全国大会、4-057(2010)(大沼喜也、伊东淳一、《增加了充电电路的具有活动缓冲区的单相三相电力转换器的电路结构和控制方法》、2010年电气学会全国大会、4-057(2010))

非专利文献2：大沼喜也、伊東淳一、「充電回路を付加したアクティブバッファ付き単相三相電力変換器の実機検証」、平成22年電気学会産業応用部門大会、1-124(2010)(大沼喜也、伊东淳一、《增加了充电电路的具有活动缓冲区的单相三相电力转换器的实际验证》、2010年电气学会产业应用部门大会、1-124(2010))

非专利文献3：大沼喜也、伊東淳一、「単相三相変換器における昇圧チョッパ回路とアクティブバッファ回路の比較」、平成23年電気学会全国大会、4-042(2011)(大沼喜也、伊东淳一、《单相三相转换器中的升压斩波电路与活动缓冲电路的比较》、2011年电气学会全国大会、4-042(2011))

发明内容

发明所要解决的课题

但是，这些文献中提出的充放电电路中，为了补偿单相交流电压的脉动成分，要求大的功率容量。

此外，一般来说电解电容器价格便宜，但其容许的纹波电流小。因此上述提出的充放电电路具有的电容器中，优选采用例如非专利文献3所述的薄膜电容器或层叠陶瓷电容器。基于该观点，难以低价地构成充放电电路。

因此，本发明的目的在于提供一种减少在充放电电路与直流链路之间输送和接受的电力并减小充放电电路所要求的功率容量的技术。

用于解决课题的手段

本发明的直接型电力转换装置的控制方法是控制如下直接型电力转换装置的方法，所述直接型电力转换装置具备：第1电源线(LH)；第2电源线(LL)，其被施加比所述第1电源线的电位更低的电位；变流器(3)，其具有与单相交流电源(1)连接的输入侧和与所述第1电源线以及所述第2电源线连接的输出侧，且进行单相全波整流；充放电电路(4)，其设置于所述第1电源线与所述第2电源线之间；以及逆变器(5)，其将所述第1电源线与所述第2电源线之间的直流电压转换为交流电压。

在该直接型电力转换装置中，所述充放电电路具有：缓冲电路(4a)，其包括电容器(C4)和第1开关(Sc、D42)，在所述第1电源线与所述第2电源线之间输送和接受电力，所述第1开关(Sc、D42)相对于所述电容器位于所述第1电源线侧且与所述电容器串联地连接于所述第1电源线与所述第2电源线之间；以及升压电路(4b)，其对来自所述变流器(3)的整流电压(Vrec)进行升压，使所述电容器充电。

并且，所述缓冲电路(4a)在第1期间(T1)内向所述第1电源线和所述第2电源线输送电力，所述第1期间(T1)是将所述单相交流电源(1、2)输出的交流波形理解为该交流波形的相位角(ωt)的正弦值(sin(ωt))时的该相位角(ωt)的两倍的值(2ωt)的余弦值(cos(2ωt))为正的期间，所述缓冲电路(4a)在所述余弦值为负的第2期间(T2)内从所述第1电源线和所述第2电源线接受电力。

在本发明的直接型电力转换装置的控制方法的第一方式，所述第1开关(Sc、D42)在所述第1期间内以放电占空比(dc)导通，使所述电容器(C4)放电，所述第1开关(Sc、D42)在所述第2期间(T2)内不导通(dc＝0)。

并且，所述变流器(3)以整流占空比(drec)导通，在所述第1期间内，所述整流电压与所述整流占空比的乘积、以及所述电容器的两端电压(Vc)与所述放电占空比的乘积之和取值为所述单相交流电源的交流电压(Vin)的波高值(Vm)、第1值((1-k·cos(2ωt))/2)以及第2值(Im/Idc)的乘积，在所述第2期间内，所述整流电压与所述整流占空比的乘积取值为所述单相交流电源的交流电压(Vin)的波高值(Vm)、第1值((1-k·cos(2ωt))/2)以及第2值(Im/Idc)的乘积。

此处，所述第1值是从1中减去小于1的正常数(k)与所述余弦值(cos(2ωt))的乘积而得的值的一半。所述第2值是用假想波高值(Im)除以输入至所述逆变器的第2电流(Idc)而得的值，所述假想波高值(Im)是输入至所述变流器的第1电流(Iin)的有效值的√2倍。

本发明的直接型电力转换装置的控制方法的第二方式是在其第一方式中，在所述第1期间(T1)内，所述整流占空比(drec)取所述第2值(Im/Idc)与所述正弦值(sin(ωt))的绝对值的乘积((Im/Idc)·|sin(ωt)|)、以及从1减去所述放电占空比(dc)而得的值(1-dc)中较小的一方。

本发明的直接型电力转换装置的控制方法的第三方式是在其第二方式中，在所述第2期间(T2)内，所述整流占空比(drec)取如下值：所述第2值(Im/Idc)与所述第1值((1-k·cos(2ωt))/2)的乘积除以所述正弦值的所述绝对值(|sin(ωt)|)而得的值((Im/Idc)·(1-k·cos(2ωt))/(2·|sin(ωt)|))。

本发明的直接型电力转换装置的控制方法的第四方式是在其第二方式中，在所述第2期间(T2)内，所述整流占空比(drec)取值1，所述第2电流(Idc)取如下值：所述第1电流的所述假想波高值(Im)与所述第1值((1-k·cos(2ωt))/2)的乘积除以所述正弦值的所述绝对值(|sin(ωt)|)而得的值(Im·(1-k·cos(2ωt))/(2·|sin(ωt)|))。

本发明的直接型电力转换装置的控制方法的第五方式是在其第四方式中，所述第2电流(Idc)在所述第1期间(T1)内取如下值：所述第1电流的所述假想波高值(Im)与所述第1值((1-k·cos(2ωt))/2)的乘积除以所述相位角(ωt)的余弦值的绝对值(|cos(ωt)|)而得的值(Im·(1-k·cos(2ωt))/(2·|cos(ωt)|))。

例如，采用所述第1电流在所述第1期间与所述第2期间的边界处的取值的绝对值(Im/√2)的√2倍作为所述第1电流的所述假想波高值(Im)。

或者例如，所述升压电路(4b)具备：二极管(D40)，其具有阴极和连接于所述第1开关(Sc、D42)与所述电容器(C4)之间的阳极；电抗器(L4)，其连接于所述第1电源线(LH)与所述阳极之间，流通向所述升压电路输入的电流；以及第2开关(Sl、D41)，其连接于所述第2电源线(LL)与所述阳极之间。并且，在所述第2期间(T2)内，控制所述升压电路的所述第2开关而控制流经所述电抗器(L4)的电流(il)。

发明的效果

根据本发明的直接型电力转换装置的控制方法的第一方式，缓冲电路输送和接受电力减少，而且缓冲电路所要求的功率容量减小。

根据本发明的直接型电力转换装置的控制方法的第二方式，避免了在逆变器中不管其输出的电压如何而必定零相电流流通的占空比在计算上为负。

根据本发明的直接型电力转换装置的控制方法的第三方式，逆变器能够使可以转换电力的期间内的假想直流电压的平均值固定。

根据本发明的直接型电力转换装置的控制方法的第四方面，提高了电压利用率，并且输入逆变器的电流的最大值减小。

根据本发明的直接型电力转换装置的控制方法的第五方式，电压利用率提高。

本发明的目的、特征、形式以及优点通过以下的详细说明和附图将更加清楚。

附图说明

图1是示出应用了实施方式所示的控制方法的直接型电力转换装置的结构的框图。

图2是示出图1所示的电路的等效电路的电路图。

图3是示出图1所示的直接型电力转换装置的基础技术中的动作的曲线图。

图4是示出图1所示的直接型电力转换装置的第1设定中的动作的曲线图。

图5是示出图1所示的直接型电力转换装置的第1设定的修正中的动作的曲线图。

图6是示出图1所示的直接型电力转换装置的第2设定中的动作的曲线图。

图7是示出图1所示的直接型电力转换装置的第2设定中的动作的曲线图。

图8是示出图1所示的直接型电力转换装置的第2设定的修正中的动作的曲线图。

图9是示出实施方式所示的用于通过直流电流进行控制的结构的一例的框图。

图10是示出直接型电力转换装置中输入功率、电容器的电容量以及纹波电流之间的关系的曲线图。

图11是示出图1所示的直接型电力转换装置的变形的电路图。

具体实施方式

A.直接型电力转换装置的结构

图1是示出应用了本实施方式所示的控制方法的直接型电力转换装置的结构的框图。该直接型电力转换装置具备变流器3、充放电电路4以及逆变器5。

变流器3例如经由滤波器2与单相交流电源1连接。滤波器2具备电抗器L2和电容器C2。电抗器L2设置在单相交流电源1的两个输出端中的一个输出端与变流器3之间。电容器C2设置在单相交流电源1的两个输出端之间。滤波器2去除电流的高频成分。也可以省略滤波器2。为了简略，以下省略滤波器2的功能，进行说明。

变流器3例如采用二极管桥，且具备二极管D31～D34。二极管D31～D34构成桥电路，对从单相交流电源1输入的输入电压、即单相交流电压Vin进行单相全波整流而转换为整流电压Vrec，将该整流电压Vrec输出至直流电源线LH、LL(它们形成所谓的直流链路)之间。直流电源线LH被施加比直流电源线LL的电位更高的电位。输入电流Iin从单相交流电源1流入变流器3。

充放电电路4具有缓冲电路4a和升压电路4b。缓冲电路4a包括电容器C4，在直流电源线LH、LL之间输送和接受电力。升压电路4b对整流电压Vrec进行升压，使电容器C4充电。

缓冲电路4a还包括与二极管D42逆并联连接的晶体管(此处绝缘栅型双极型晶体管：以下简称“IGBT”)Sc。晶体管Sc相对于电容器C4位于直流电源线LH侧，且与电容器C4串联连接在直流电源线LH、LL之间。此处逆并联连接是指正向彼此相反地并联连接。具体而言，晶体管Sc的正向是从直流电源线LL向直流电源线LH的方向，二极管D42的正向是从直流电源线LH向直流电源线LL的方向。将晶体管Sc和二极管D42可以综合理解为一个开关元件(第1开关)。

升压电路4b包括例如二极管D40、电抗器L4以及晶体管(此处为IGBT)Sl。二极管D40具备阴极和阳极，该阴极连接于第1开关与电容器C4之间。公知该结构为所谓的升压斩波器。

电抗器L4连接于直流电源线LH与二极管D40的阳极之间。晶体管Sl连接于直流电源线LL与二极管D40的阳极之间。二极管D41逆并联地连接于晶体管Sl，两者可以综合理解为一个开关元件(第2开关)。

电容器C4被升压电路4b充电，产生高于整流电压Vrec的两端电压Vc。具体而言，通过使电流从直流电源线LH经由第2开关向直流电源线LL流通，向电抗器L4蓄积能量，之后断开第2开关，由此该能量经由二极管D40被蓄积在电容器C4中。

两端电压Vc高于整流电压Vrec，因此基本上二极管D42中不流通电流。因此第1开关的导通/不导通主要取决于晶体管Sc的这一点。因此以下，不光晶体管Sc，有时对于结合晶体管Sc和二极管D42而得的第1开关也称作开关Sc。

此外，直流电源线LH的电位高于直流电源线LL的电位，因此基本上二极管D41中不流通电流。因此第2开关的导通/不导通主要取决于晶体管Sl的这一点。因此，以下不仅晶体管Sl，有时对于结合晶体管Sl和二极管D41而得的第2开关也称作开关Sl。

逆变器5将直流电源线LH，LL之间的直流电压转换为交流电压，向输出端Pu、Pv、Pw输出。逆变器5包括六个开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn。开关元件Sup、Svp、Swp分别连接于输出端Pu、Pv、Pw与直流电源线LH之间，开关元件Sun、Svn、Swn分别连接于输出端Pu、Pv、Pw与直流电源线LL之间。逆变器5构成所谓的电压型逆变器，且包括六个二极管Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn。

二极管Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn均配置为其阴极朝向直流电源线LH侧，其阳极朝向直流电源线LL侧。二极管Dup与开关元件Sup并联连接于输出端Pu与直流电源线LH之间。同样地，二极管Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn分别与开关元件Svp、Swp、Sun、Svn、Swn并联连接。

例如开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn，Swn采用IGBT。

感性负载6例如是旋转机，图示出表示是感性负载6的等效电路。具体而言，电抗器Lu与电阻Ru彼此串联连接，该串联体的一端与输出端Pu连接。关于电抗器Lv，Lw与电阻Rv，Rw也同样如此。另外，这些串联体的其他端之间彼此连接。

B.控制方法

(b-1)电力减小的基本思想

输入变流器3的瞬时输入功率Pin将输入功率因数设为1，由算式(1)表示。其中，导入单相交流电压Vin的波高值Vm及电源角速度ω、输入电流Iin的波高值Im、时间t。电源角速度ω与时间t的乘积ωt表示单相交流电压Vin的相位角。此外，交流波形理解为该交流波形的相位角ωt的正弦值与波高值的乘积。

[算式1]

$\begin{array}{c}Pin=Vm\·\mathrm{Im}\·{\sin }^2\left(\mathrm{\ω}t\right)\\ =\frac{1}{2}Vm\·\mathrm{Im}-\frac{1}{2}Vm\·\mathrm{Im}\·\cos \left(2\mathrm{\ω}t\right)\end{array}\mathrm{...}\left(1\right)$

算式(1)的右边的第2项表示功率脉动。以往的技术中，为了抵消该功率脉动，缓冲电路4a在直流电源线LH、LL之间输送和接受与算式(1)的右边第2项等值但极性不同的电力。因此，充放电电路4的功率容量必须选择为超过算式(1)的右边第2项。

接着说明为了减小充放电电路4的功率容量，采用何种技术能够如上减小输送和接受的电力(以下称作“瞬时输送接受功率(瞬時授受電力)Pbuf”)。

当然，使瞬时输送接受功率Pbuf完全为零，输入逆变器5的电力将以算式(1)的右边第2项脉动，并非优选，也没有必要减小充放电电路4的功率容量。因此，导入小于1的正常数k(因此，值(1-k)也为小于1的正常数)，利用算式(2)确定瞬时输送接受功率Pbuf。换言之，以下将说明用于实现瞬时输送接受功率Pbuf的特色方法。

[算式2]

$Pbuf=\frac{1}{2}Vm\·\mathrm{Im}\·\cos \left(2\mathrm{\ω}t\right)\·\left(1-k\right)\mathrm{...}\left(2\right)$

即，瞬时输送接受功率Pbuf表示为从单相交流电源1(或者还经由滤波器2：以下同样)输入的瞬时功率的直流成分(Vm·Im/2)、相位角ωt的两倍的值(2ωt)的余弦值cos(2ωt)以及常数(1-k)的乘积。

具体而言，瞬时输送接受功率Pbuf在单相交流电压的相位角ωt为0以上π/4以下、3π/4以上5π/4以下或者7π/4以上2π以下的期间(以下称作“输送期间”)取正值，在除此之外的期间(以下称作“接受期间”)取负值。即，缓冲电路4a在输送期内向直流电源线LH、LL输送瞬时输送接受功率Pbuf的绝对值，在接受期间内从直流电源线LH、LL接受瞬时输送接受功率Pbuf的绝对值。由此，功率脉动抵消。

单相交流电压Vin用Vm·sin(ωt)表示，因此上述范围换言之，可以理解为当单相交流电压Vin的绝对值低于其波高值Vm的1/√2倍的值时，充放电电路4输出正电力，当高于波高值Vm的1/√2倍的值时，输出负的电力。

参照专利文献1和非专利文献1(以下称作“第1文献组”)，图2示出图1所示的电路的等效电路。在图2所示的等效电路中，从变流器3流向逆变器5的电流irec1等效地表示为当开关Srec导通时经由开关Srec的电流irec1。同样地，电容器C4的放电电流等效地表示为当开关Sc导通时经由开关Sc的电流icd。此外，在逆变器5中，当输出端Pu、Pv、Pw共同连接于直流电源线LH、LL的任意一方时，经由逆变器5流入感性负载6的电流也等效地表示为当开关Sz导通时经由开关Sz而流通的零相电流iz。此外在图2中，示出了构成升压电路4b的电抗器L4、二极管D40以及开关Sl，标注了流经电抗器L4的电流il。

在这样得到的等效电路中，导入开关Srec、Sc、Sz导通的各自的占空比drec，dc，dz和输入至逆变器5的直流的电流Idc，算式(3)成立。

[算式3]

电流irec1、icd、iz是将电流Idc分别乘以占空比drec、dc、dz而得的，它们是开关Srec、Sc、Sz的开关周期内的平均值。另外电流il也同样是开关Sl的开关周期内的平均值。

另外，电流Idc是分别导通开关Srec、Sc、Sz的电流irec1、icd、iz的总和，因此算式(4)成立。其中，0≤drec≤1，0≤dc≤1，0≤dz≤1。

[算式4]

drec+dc+dz＝1···(4)

因此占空比drec、dc、dz可以看作电流Idc对各电流irec1、icd、iz的电流分配率。另外占空比drec是设定变流器3与直流电源线LH、LL连接而逆变器5中能够流通电流的期间的占空比，因此之后称作整流占空比drec。此外，占空比dc是电容器C4放电的占空比，因此之后称作放电占空比dc。此外，占空比dz是在逆变器5中与其输出的电压无关地必定是流通零相电流iz的占空比，因此之后称作零占空比dz。

逆变器5在流通零相电流iz的期间内，不能利用直流电源线LH、LL中的直流电压。因此，可以如算式(5)那样考虑直流电源线LH、LL之间的直流电压中的、逆变器5可以转换电力的期间内的假想的直流电压(以下称作“假想直流电压”)Vdc。假想直流电压Vdc可以理解为逆变器5能够输出的电压的最大值的、作为控制开关Sc、Sl或逆变器5的开关的周期内的平均值而被施加在直流电源线LH、LL之间的电压。

[算式5]

以下将假想直流电压Vdc对波高值Vm的比R(＝Vdc/Vm)称作电压利用率。

(b-2)用于使电压利用率R最大的占空比的第1设定及其修正

在第1文献组中，在输送期间和接受期间内分别以算式(6)和算式(7)设定用于使电压利用率R最大的整流占空比drec和放电占空比dc。但是，如专利文献1所述，这是在假想直流电压Vdc固定的情况下使电压利用率R最大的设定。此时电压利用率R为(1/√2)。在接受期间内，由于dc＝0，开关Sc不导通。另外，在输送期间内，电容器C4不充电，因此电流il不流通。

[算式6]

$\left.\begin{array}{c}drec=\sqrt{2}\left|\sin \left(\mathrm{\ω}t\right)\right|\\ dc=\frac{Vm}{Vc}\·\frac{\cos \left(2\mathrm{\ω}t\right)}{\sqrt{2}}\end{array}\right)\mathrm{...}\left(6\right)$

[算式7]

$\left.\begin{array}{c}drec=\frac{1}{\sqrt{2}\left|\sin \left(\mathrm{\ω}t\right)\right|}\\ dc=0\end{array}\right)\mathrm{...}\left(7\right)$

在该“第1设定”和后述的“第2设定”中，使输入至逆变器5的电流Idc脉动，得到满足算式(2)的瞬时输送接受功率Pbuf。

具体而言，使满足算式(8)的电流Idc输入逆变器5。用于满足算式(8)的逆变器5控制能够通过控制电流指令值来实现。对该电流指令值的控制，在后面叙述。

[算式8]

$Idc=\frac{Vm\·\mathrm{Im}}{2Vdc}(1-k\·\cos (2\mathrm{\ω}t\left)\right)\mathrm{...}\left(8\right)$

输入至逆变器5的电力、即逆变器5消耗的瞬时输出功率Pout以电流Idc与假想直流电压Vdc的乘积求出，通过算式(9)求出。

[算式9]

$\begin{array}{c}Pout=Vdc\·Idc\\ =\frac{Vm\·\mathrm{Im}}{2}\left(1-k\·\cos \left(2\mathrm{\ω}t\right)\right)\end{array}\mathrm{...}\left(9\right)$

瞬时输出功率Pout表示为第1值(1-k·cos(2ωt))/2与波高值Im、Vm的乘积，所述第1值是从1中减去常数k与余弦值cos(2ωt)的乘积而得的值的一半。

求出算式(9)与算式(1)之差，则为算式(10)，与算式(2)一致。由此说明按算式(8)设定电流Idc是恰当的。

[算式10]

$\begin{array}{c}Pout-Pin=\frac{Vm\·\mathrm{Im}}{2}\[\left(1-k\·\cos \left(2\mathrm{\ω}t\right)\right)-2{\sin }^2\left(\mathrm{\ω}t\right)\]\\ =\frac{Vm\·\mathrm{Im}}{2}\·\cos \left(2\mathrm{\ω}t\right)\·\left(1-k\right)\end{array}\mathrm{...}\left(10\right)$

根据算式(9)，假想直流电压Vdc表示为第2值Im/Idc、第1值(1-k·cos(2ωt))/2以及波高值Vm的乘积，所述第2值是波高值Im除以电流Idc而得的值。这样一来，根据算式(5)可知通过下述设定实现了算式(2)。

(i)在输送期间内，整流电压Vrec与整流占空比drec的乘积Vrec·drec、以及电容器的两端电压Vc与放电占空比dc的乘积Vc·dc之和取如下值：波高值Vm、第1值(1-k·cos(2ωt))/2以及第2值Im/Idc的乘积；

(ii)在接受期间内，整流电压Vrec与整流占空比drec的乘积Vrec·drec取值如下：波高值Vm、第1值(1-k·cos(2ωt))/2以及第2值Im/Idc的乘积。

鉴于在接受期间内dc＝0，上述设定(i)也可以包含上述设定(ii)。

在输送期间内，由于瞬时输送接受功率Pbuf从电容器C4被提供给直流链路，因此表示为流经电容器C4的电流icd与两端电压Vc的乘积的电力与算式(2)的右边相等。电流icd表示为电流Idc与放电占空比dc的乘积，因此下式(11)成立。

[算式11]

$dc=\frac{Pbuf}{Vc\·Idc}=\frac{Vm}{Vc}\·\frac{\mathrm{Im}}{Idc}\·\frac{(1-k)\·cos\left(2\mathrm{\ω}t\right)}{2}...\left(11\right)$

即，在输送期间内放电占空比dc表示为波高值Vm除以两端电压Vc而得的电压比Vm/Vc、第2值Im/Idc、值(1-k)以及余弦值cos(2ωt)的乘积的值的一半。

对于上述第2值Im/Idc，考虑算式(8)，则得到表示不取决于电流Idc，而由相位角ωt、常数k、比α以及电压利用率R确定放电占空比dc的算式(12)。但是比α等于Vc/Vm。通常、比α被认为大致固定，因此可知的是如果设定了常数k，能够根据期望的电压利用率R设定放电占空比dc。

[算式12]

$dc=\frac{R}{\mathrm{\α}}\·\frac{\left(1-k\right)\·\cos \left(2\mathrm{\ω}t\right)}{1-k\·\cos \left(2\mathrm{\ω}t\right)}\mathrm{...}\left(12\right)$

另一方面，在接受期间内，如算式(13)设定电流il。这样以来，在接受期间内，充放电电路4中蓄积的电力如算式(14)进行计算，与表示瞬时输送接受功率Pbuf的算式(2)绝对值相等、极性相反。因此可知通过算式(13)设定电流il是合理的。

[算式13]

$il-\mathrm{Im}\·\[\left|\sin \left(\mathrm{\ω}t\right)\right|-\frac{1-k\·\cos \left(2\mathrm{\ω}t\right)}{2\left|\sin \left(\mathrm{\ω}t\right)\right|}\]\mathrm{...}\left(13\right)$

[算式14]

$\begin{array}{c}Vrec\·il=Vm\left|\sin \left(\mathrm{\ω}t\right)\right|\·\mathrm{Im}\·\[\left|\sin \left(\mathrm{\ω}t\right)\right|-\frac{1-k\·\cos \left(2\mathrm{\ω}t\right)}{2\left|\sin \left(\mathrm{\ω}t\right)\right|}\]\\ =Vm\·\mathrm{Im}\·\[{\sin }^2\left(\mathrm{\ω}t\right)-\frac{1-k\·\cos \left(2\mathrm{\ω}t\right)}{2}\]\\ =\frac{1}{2}Vm\·\mathrm{Im}\·\[-\left(1-k\right)\·\cos \left(2\mathrm{\ω}t\right)\]\end{array}\mathrm{...}\left(14\right)$

基于第1文献组能够容易得到用于满足算式(13)的具体升压电路4b的动作。

当进行这样的控制时，研究用于使输入电流Iin为正弦波的整流占空比drec所必需的条件。变流器3输出的电流irec是输入电流Iin的绝对值，因此能够表达为irec＝Im|sin(ωt)|。

电流irec1等于乘积drec·Idc，在输送期间内使电流il为零，因此电流irec1等于电流irec。因此在输送期间内作为用于使输入电流Iin为正弦波的条件，下式(15)成立。

[算式15]

$drec=\frac{irec1}{Idc}=\frac{irec}{Idc}=\frac{\mathrm{Im}}{Idc}\·\left|\sin \left(\mathrm{\ω}t\right)\right|\mathrm{...}\left(15\right)$

即，整流占空比drec表示为第2值Im/Idc与绝对值|sin(ωt)|的乘积。

对于第2值Im/Idc，考虑算式(8)，得到表示不取决于电流Idc而由相位角ωt、常数k、以及电压利用率R确定的整流占空比drec的算式(16)。可知的是，如果设定了常数k，能够根据期望的电压利用率R设定整流占空比drec。

[算式16]

$drec=2R\·\frac{\left|\sin \left(\mathrm{\ω}t\right)\right|}{1-k\·cos\left(2\mathrm{\ω}t\right)}\mathrm{...}\left(16\right)$

在接受期间内，电流il由算式(13)表示，且电流irec是电流irec1、il之和，因此下式(17)成立。

[算式17]

$irec1=irec-il=\mathrm{Im}\·\frac{1-k\·\cos \left(2\mathrm{\ω}t\right)}{2\·\left|\sin \left(\mathrm{\ω}t\right)\right|}\mathrm{...}\left(17\right)$

由于电流irec1等于乘积drec·Idc，考虑算式(8)，则得到表示不取决于常数k或电流Idc而由相位角ωt和电压利用率R确定整流占空比drec的算式(18)。可知的是，与常数k无关地，能够根据期望的电压利用率R设定整流占空比drec。

[算式18]

$\begin{array}{c}drec=\frac{irec1}{Idc}=\frac{\mathrm{Im}}{Idc}\·\frac{1-k\·\cos \left(2\mathrm{\ω}t\right)}{2\·\left|\sin \left(\mathrm{\ω}t\right)\right|}\\ =\frac{2Vdc}{Vm}\·\frac{1}{2\·\left|\sin \left(\mathrm{\ω}t\right)\right|}=\frac{R}{\left|\sin \left(\mathrm{\ω}t\right)\right|}\end{array}\mathrm{...}\left(18\right)$

对于位于接受期间与输送期间的边界处的相位角ωt，|sin(ωt)|＝1/√2，此时算式(16)、(18)一致。对于该相位角ωt，由于cos(2ωt)＝0，因此算式(16)中也与常数k无关地，drec＝1、R＝1/√2。

在接受期间内dc＝0，因此算式(18)既不受电压利用率R限制，也不受常数k限制而满足算式(5)。换言之，在接受期间内，电压利用率R能够与常数k无关地持续取位于接受期间与输送期间的边界处的值1/√2。

此外在输送期间内，采用算式(12)表示的放电占空比dc和算式(16)表示的整流占空比drec，算式(19)成立。

[算式19]

$\begin{array}{c}Vc\·dc+Vrec\·drec=Vm\·R\·\frac{\left(1-k\right)\·\cos \left(2\mathrm{\ω}t\right)+2\·{\sin }^2\left(\mathrm{\ω}t\right)}{1-k\·\cos \left(2\mathrm{\ω}t\right)}\\ =Vm\·R\end{array}\mathrm{...}\left(19\right)$

根据算式(5)可知，算式(19)的最左边等于假想直流电压Vdc，根据电压利用率R的定义，算式(19)的最右边等于假想直流电压Vdc。因此算式(19)与电压利用率R、常数k无关地成立。因此在输送期间内，电压利用率R与常数k无关地也能够持续取位于接受期间与输送期间的边界处的值1/√2。基于第1文献组能够容易进行上述各占空比的设定。

图3和图4均是示出图1所示的直接型电力转换装置的动作的曲线图。图3是假设常数k为零的情况，相当于专利文献1公开的技术(以下称作“基本技术”)。图4中设定为k＝2/3。另外电压的比α在图3和图4中设定为相等。

图3和图4中均是在最上层示出占空比drec、dc、dz，在从上开始数上第二层示出假想直流电压Vdc、构成假想直流电压Vdc的电压Vrec·drec、Vc·dc(参照算式(5))以及电流Idc，在从上开始数第三层示出电流irec、icd、il、irec1，在最下层示出瞬时功率Pin、Pout、Pbuf。另外标号T1、T2分别表示输送期间和接受期间。

图3和图4中均是横轴采用相位角ωt以“度”为单位来表示。此外，电流Idc、irec、icd、il、irec1将波高值Im换算成√2。电压Vrec·drec、Vc·dc将波高值Vm换算成1。作为如上换算后的电压、电流的乘积，求出瞬时功率Pin、Pout、Pbuf。在输送期间T1内，电流il为零，因此电流irec1与电流irec一致。在接受期间T2内dc＝0，电压Vrec·drec与假想直流电压Vdc一致。

在接受期间内，放电占空比dc为零，整流占空比drec如算式(18)所示，不取决于常数k。因此在图3和图4中，在接受期间内占空比drec、dc、dz共同。因此假想直流电压Vdc以及构成假想直流电压Vdc的电压Vrec·drec、Vc·dc在图3与图4中也共同。

但是，电流Idc由算式(8)表示，因此图3所示的基本技术(即假设采用零作为常数k的情况)与图4所示的情况(此处k＝2/3)差异较大。

电流il由算式(13)表示。流通电流il在接受期间中余弦值cos(2ωt)为负。因此常数k越大，则算式(13)的右边括号中的第2项的分子越大。因此常数k越大，电流il越减小，与基本技术相比，导入常数k的技术的电流il减小。

另外，电流icd取值Idc·dc。在流通电流icd的输送期间中，余弦值cos(2ωt)为正。因此如果导入Im＝√2比较算式(6)、(11)，假设k为零时的电流icd与0<k<1时的电流icd之比为1：(1-k)。因此常数k越大，电流icd越减小。即，对于电流icd，与电流il同样地，也是与基本技术相比，导入常数k的技术一方的电流icd减小。

这样的电流il、icd的减小降低了充放电电路4中采用的电抗器L4、电容器C4所要求的功率容量，从小型化及低价化的观点来看为优选。

此外，可知导入了常数k的技术与基本技术相比，瞬时输出功率Pout虽然脉动，但瞬时输送接受功率Pbuf减小。

但是，如果观察图4所示的零占空比dz可知的是，这样的设定在输送期间T1中在计算上产生dz<0的状况。即，满足所有算式(11)、(12)、(15)、(16)的设定虽然在形式上满足算式(4)，但在输送期间T1内设定无法实现的动作。

因此，在输送期间T1中，为了使dz≥0，保持设定放电占空比dc的算式(11)、(12)，并如下修正整流占空比drec的设定。

(iii)在输送期间中，整流占空比drec取由算式(15)(或者算式(16))表示的值(Im/Idc)·|sin(ωt)|与从1中减去由算式(12)表示的放电占空比dc而得的值(1-dc)中较小的一方。

由此，能够满足算式(4)且使dz≥0。由此在输送期间中，即使修正整流占空比drec，也不会影响电流il、icd的减小。这是因为电流il流通是在接受期间，电流icd在输送期间内流通，但放电占空比dc未被修正。

此外，瞬时输送接受功率Pbuf如说明算式(11)、(14)时所示，等于电流icd与两端电压Vc的乘积，等于电流il与整流电压Vrec的乘积。即使进行上述(iii)的修正，电流icd、il不被修正，两端电压Vc、整流电压Vrec也维持原状，因此瞬时输送接受功率Pbuf也维持原状。因此算式(10)也维持原状，进而算式(9)也维持原状。换言之，可知能够不影响上述设定(i)、(ii)而导入上述修正(iii)。

当然，由于产生整流占空比drec取比算式(15)所表示的值小的值的期间，在该期间中电压利用率R下降，假想直流电压Vdc不能固定。另外由于不满足算式(15)，电流irec偏离正弦波。电流irec作为输入电流Iin的绝对值出现，因此与图3或图4所示的情况不同，输入电流Iin与正弦波不同。

因此波高值Im应该理解为以输入电流Iin的有效值(即输入电流Iin的平方的时间平均)作为有效值而呈现出正弦波的电流的波高值(即该有效值的√2倍)。因此自此之后，将波高值Im作为假想波高值Im处理。当然，如果输入电流Iin是正弦波，则假想波高值Im表示普通意义上的波高值。

另外在算式(17)中，与常数k无关地，il＝0、cos(2ωt)＝0时|sin(ωt)|＝1/√2，电流irec取值Im/√2。因此当相位角ωt为π/4、3π/4时(即输送期间与接受期间的边界处)，能够将假想波高值Im理解为电流irec(即输入电流Iin的绝对值)的取值的√2倍。

图5是示出采用这样修正后的整流占空比drec的情况下的直接型电力转换装置的动作的曲线图，整流占空比drec和零占空比dz之外设定成与图4相等。

对于图4中零占空比dz为负的期间，在图5中零占空比dz为零，假想直流电压Vdc低于1/√2，电流irec偏离正弦波。

当然，这样电流irec偏离正弦波的期间较短为优选。即算式(12)、(16)所示的占空比dc、drec之和优选较小且尽可能不超过1。可知的是，在设定期望的值作为常数k及电压利用率R的情况下，能够更改的参数是比α而不能修正整流占空比drec，但通过选择比α为较大能够减小放电占空比dc。如果确定了波高值Vm，则两端电压Vc越大，则比α越大，因此两端电压Vc越大，则能够缩短电流irec以及输入电流Iin偏离正弦波的期间。

(b-3)用于使电压利用率R最大的占空比的第2设定及其修正

如上所述，在第1设定及其修正中，瞬时输出功率Pout伴随着电流Idc的脉动而脉动。即，为了使瞬时输送接受功率Pbuf减少，允许瞬时输出功率Pout脉动。因此对以下技术进行说明，即，在该“第2设定”及其修正中，并非根据像第1设定的修正那样使零占空比dz为正的要求，而是使逆变器5利用的假想直流电压Vdc积极地脉动，由此提高电压利用率R。

具体而言，在接受期间内，设定假想直流电压Vdc的波形与单相交流电压Vin的绝对值Vm·|sin(ωt)|相等。由此，接受期间内的电压利用率R的平均值Ra通过算式(20)计算为0.9左右。这能够看作是向逆变器5输入的直流电压的、以相对于单相交流电压Vin的周期的平均值求出的电压利用率。

[算式20]

$Ra={\&Integral;}_{\mathrm{\&pi;}/4}^{3\mathrm{\&pi;}/4}\left|\sin \left(\mathrm{\&omega;}t\right)\right|d\left(\mathrm{\&omega;}t\right)/\left(\mathrm{\&pi;}/2\right)=\frac{2\sqrt{2}}{\mathrm{\&pi;}}\mathrm{...}\left(20\right)$

同样地，设定输送期间中的假想直流电压Vdc的波形与Vm·|cos(ωt)|相等。

即在该“第2设定”中，假想直流电压Vdc的波形呈现对具有波高值Vm的二相交流电压进行全波整流而得的波形(以下称作“二相全波整流波形”)。

输送期间与接受期间具有π/2的相位差，且正弦波形与余弦波形具有π/2的相位差，因此输送期间中的平均值Ra与接受期间中的平均值Ra相等。因此无论是输送期间还是接受期间，平均值Ra通过算式(20)求出。这表示与基本技术、“第1设定”比较，平均值Ra改进了(2√2/π)/(1/√2)＝4/π倍、即大约1.11倍。

此外不仅平均值Ra，电压利用率R本身与相位角ωt无关地和基本技术及“第1设定”相比也得到了改进。这点是根据假想直流电压Vdc采用二相全波整流波形，因此其最小值是Vm/√2，大于等于基本技术及“第1设定”中得到的假想直流电压Vdc(＝Vm/√2)而得出的。

接着说明用于使假想直流电压Vdc的波形为二相全波整流波形的具体方法。首先，在接受期间内，设定假想直流电压Vdc的波形与单相交流电压Vin的绝对值相等，因此使整流占空比drec为1即可。更具体而言，鉴于算式(4)，使放电占空比dc、零占空比dz均为零即可。即，在接受期间内，开关Sc不导通，且逆变器5能够根据感性负载6中流通的电流Iu、Iv、Iw的要求(不存在为了设定假想直流电压Vdc而必须使零相电流iz流通的限制)进行动作。

关于drec＝1，可以理解为“第1设定”中所示的算式(18)中R＝|sin(ωt)|的情况。这也是使假想直流电压Vdc的波形为二相全波整流波形的必然结果。

由于drec＝1，电流Idc与电流irec1相等，取算式(17)表示的值。即在接受期间中，电流Idc取将假想波高值Im与第1值(1-k·cos(2ωt))/2的乘积除以绝对值|sin(ωt)|而得的值。这也可以理解为在表示电流Idc的算式(8)中导入Vm/Vdc＝1/R＝1/|sin(ωt)|而得的值。

由此算式(9)、(10)成立，能够在接受期间内得到算式(2)所示的瞬时输送接受功率Pbuf。另外，与第1设定同样地设定算式(13)表示的电流il，由此能够使接受期间中的输入电流Iin的波形为正弦波。

此外，在输送期间内，也与“第1设定”同样地设定电流Idc、整流占空比drec、放电占空比dc。具体而言，电流Idc通过算式(8)设定，整流占空比drec通过算式(16)设定，放电占空比dc通过算式(12)设定。根据作为导出算式(12)的基础的算式(11)，明确的是，通过这样的设定在输送期间内能够得到算式(2)表示的瞬时输送接受功率Pbuf。但是，由于使假想直流电压Vdc的波形为二相全波整流波形，故采用R＝Vdc/Vm＝|cos(ωt)|。

具体而言，电流Idc取算式(21)表示的值。即在输送期间内，电流Idc取假想波高值Im与第1值(1-k·cos(2ωt))/2的乘积除以绝对值|cos(ωt)|而得的值。

[算式21]

$Idc=\mathrm{Im}\&CenterDot;\frac{1-k\&CenterDot;\cos \left(2\mathrm{\&omega;}t\right)}{2\&CenterDot;\left|\cos \left(\mathrm{\&omega;}t\right)\right|}\mathrm{...}\left(21\right)$

同样地，整流占空比drec、放电占空比dc分别由算式(22)、(23)表示。

[算式22]

$drec=2\&CenterDot;\frac{\left|\sin \left(\mathrm{\&omega;}t\right)\&CenterDot;\cos \left(\mathrm{\&omega;}t\right)\right|}{1-k\&CenterDot;\cos \left(2\mathrm{\&omega;}t\right)}\mathrm{...}\left(22\right)$

[算式23]

$dc=\frac{1}{a}\&CenterDot;\frac{\left(1-k\right)\&CenterDot;\left|\cos \left(\mathrm{\&omega;}t\right)\&CenterDot;\cos \left(2\mathrm{\&omega;}t\right)\right|}{1-k\&CenterDot;\cos \left(2\mathrm{\&omega;}t\right)}\mathrm{...}\left(23\right)$

根据上述可知，在接受期间中使dc＝dz＝0，在输送期间中使用算式(22)、(23)表示的各占空比，由此使假想直流电压Vdc的波形成为二相全波整流波形，电压利用率R得到改善。基于第1文献组能够容易进行上述各占空比的设定。

另外在第2设定中也采用算式(8)作为电流Idc，由此算式(9)、(10)、(13)成立。因此与第1设定同样地，能够减小电流il、icd。这样的电流il、icd的减小降低了充放电电路4中采用的电抗器L4、电容器C4所要求的功率容量，从小型化及低价化的观点来看为优选。

图6和图7是示出图1所示的直接型电力转换装置的动作的曲线图，示出基于该“第2设定”设定了占空比drec、dc、dz的情况下的动作。其中，在图6中假设常数k为零，在图7中设定k＝2/3。

图6、图7中也和图3～图5同样地，在最上层示出占空比drec、dc、dz，在从上开始数上第二层示出假想直流电压Vdc、构成假想直流电压Vdc的电压Vrec·drec、Vc·dc以及电流Idc，在从上开始数第三层示出电流irec、icd、il、irec1，在最下层示出瞬时功率Pin、Pout、Pbuf。另外，标号T1、T2分别表示输送期间和接受期间。

另外，横轴采用相位角ωt以“度”为单位来表示。电流Idc、irec、icd、il、irec1将波高值Im换算成√2。电压Vrec·drec、Vc·dc将波高值Vm换算成1。作为如上换算而得的电压、电流的乘积，求出瞬时功率Pin、Pout、Pbuf。在输送期间T1中，电流il为零，因此电流irec1与电流irec一致。在接受期间T2中，dz＝dc＝0，电压Vrec·drec与假想直流电压Vdc一致。

可知的是，与“第1设定”的情况同样地，在“第2设定”中，与假设常数k为零的情况相比，尽管瞬时输入功率Pin也偏离正弦波且瞬时输出功率Pout脉动，但瞬时输送接受功率Pbuf减小。另外能够与“第1设定”的情况同样地说明常数k越大，电流icd、il越减小的情况。

此外，与“第1设定”中的电流Idc的最大值相比，“第2设定”中的电流Idc的最大值较小。具体而言，这是因为鉴于算式(8)，无论是“第1设定”还是“第2设定”，电流Idc在cos(2ωt)＝-1的相位角ωt(＝(2n+1)π/2：n是整数，相位角ωt在接受期间内)取最大值Idc＝(1+k)·Im/(2·R)，但在“第1设定”中R＝1/√2，在“第2设定”中R＝1/|sin(ωt)|＝1。即“第2设定”中的电流Idc的最大值限于“第1设定”中的电流Idc的最大值的1/√2倍。

尤其是电流Idc的最大值减小的效果，从减小逆变器5中采用的开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn以及二极管Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn的额定电力的观点来看，为优选。

但是，根据图6和图7可知，“第2设定”中即使是假设常数k为零的情况，也与“第1设定”同样地发生dz<0(参照图4)。因此与“第1设定”的修正同样地，在输送期间T1内，为了使dz≥0而如下所述修正整流占空比drec的设定。

(iv)在输送期间中，整流占空比drec取由算式(15)(或者算式(22)表示的值(Im/Idc)·|sin(ωt)|、以及从1中减去由算式(12)(或者算式(23))表示的放电占空比dc而得的值(1-dc)中较小的一方。

由此，能够满足算式(4)且使dz≥0。当然，由于产生整流占空比drec取比算式(15)表示的值小的值的期间，因此在该期间中电压利用率R下降，不能使假想直流电压Vdc为二相全波整流波形。

图8是示出采用这样修正后的整流占空比drec的情况下的直接型电力转换装置的动作的曲线图，整流占空比drec和零占空比dz之外设定成与图7相等。

对于在图7中零占空比dz为负的期间，在图8中零占空比dz为零，假想直流电压Vdc相比于二相全波整流波形下降，电流irec偏离正弦波。

但是，与“第1设定”的修正所说明的相同，在输送期间中即使对整流占空比drec进行修正，也没有对采用常数k而导致的电流il、icd的减小造成影响，能够得到算式(2)表示的瞬时输送接受功率Pbuf。另外，对于在接受期间内应考虑的电流Idc的最大值的“第1设定”与“第2设定”的比较，也未必影响改进。

此外，在“第2设定”中，由于导入修正(iv)，不能使假想直流电压Vdc为二相全波整流波形，但作为该修正的对象的期间限于输送期间的一部分。因此与“第1设定”相比，“第2设定”改进电压利用率R的效果没有被严重影响。

此外，在上述任何技术中，实际上未设置开关Srec，只不过出现在等效电路中。即，该导通/不导通从属并取决于开关Sc和逆变器5的动作。

具体而言，在输送期间中，鉴于算式(12)、算式(16)，在“第1设定”及其修正、“第2设定”及其修正中均采用了由下式(24)设定的放电占空比dc和零占空比dz。即，以算式(24)表示的放电占空比dc控制开关Sc的导通/不导通，以算式(24)表示的零占空比dz控制逆变器5的开关(即，在相当于零占空比dz的期间内，与逆变器5输出的电压无关地流通零相电流)，结果是，实现了整流占空比drec。

[算式24]

在接受期间中，开关Sc不导通，dc＝0，因此鉴于算式(18)，在“第1设定”及其修正、“第2设定”及其修正中均以取值(1-R/|sin(ωt)|)的零占空比dz控制逆变器5的开关。

例如“第1设定”及其修正中R＝1/√2，“第2设定”及其修正中，在输送期间中R＝|cos(ωt)|，在接受期间内R＝|sin(ωt)|。

(b-4)用于使电流Idc输入逆变器5的技术的一例

在本节中，举出用于实现关于占空比的上述“第1设定”和“第2设定”共同的、电流Idc所采用的算式(8)的一例。

关于通常的交流负载的动作，采用进行周知的dq轴的控制的情况为例。dq轴上的功率算式一般由算式(25)表示。标号V*、I分别表示施加于交流负载的电压的指令值和流经交流负载的电流。它们均为交流，因此表示它们为复数的小圆点分别标在标号V*、I上。其中，假设q轴电压理想地追随其指令值Vq*，d轴电压理想地追随其指令值Vd*。

[算式25]

$P+jQ=\stackrel{\&CenterDot;}{V*}\&CenterDot;\stackrel{\&CenterDot;}{I}=Vd*\&CenterDot;Id+Vq*\&CenterDot;Iq+j(Vq*\&CenterDot;Id-Vd*\&CenterDot;Iq)\mathrm{...}\left(25\right)$

从直流电源线LH、LL提供给至逆变器5的电力中不存在无效电力，因此该电力忽略算式(25)的最右边的第3项，由算式(26)表示。

[算式26]

Pdc＝Vd*·Id+Vq*Iq···(26)

算式(9)表示的瞬时输出功率Pout与算式(26)一致，因此算式(27)成立。

[算式27]

$\begin{array}{c}Pdc=Pout=\frac{Vm\&CenterDot;\mathrm{Im}}{2}(1-k\&CenterDot;\cos (2\mathrm{\&omega;}t\left)\right)\\ =\frac{Vm\&CenterDot;\mathrm{Im}}{2}-\frac{k\&CenterDot;Vm\&CenterDot;\mathrm{Im}}{2}\cos \left(2\mathrm{\&omega;}t\right)\end{array}\mathrm{...}\left(27\right)$

因此，进行使算式(26)的交流成分与算式(27)的最右边第2项一致的控制，由此能够进行实现算式(8)的控制。图9将用于进行上述控制的结构的一例表示为框图。该结构例如设置在图1中表示为控制部10的结构中。

在图9的结构中，对表示公知技术的部分简单进行说明，通过输入电流相位指令值β*，求出三角函数值cosβ*、-sinβ*，根据三角函数值cosβ*、-sinβ和电流指令值Ia*，生成q轴电流指令值Iq*和d轴电流指令值Id*。假设感性负载6是旋转机，根据其旋转角速度ωm、该旋转机的磁场磁通Φa、旋转机的d轴电感Ld与q轴电感Lq、q轴电流指令值Iq*与d轴电流指令值Id*、以及q轴电流Iq与d轴电流Id，求出q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*。根据q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*生成用于控制逆变器5的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*。

例如图1所示的结构中，速度检测部9检测流经感性负载6的电流Iu、Iv、Iw，将由这些而得的旋转角速度ωm、q轴电流Iq以及d轴电流Id提供给控制部10。

另外，在控制部10中，根据电压指令值Vu*、Vv*、Vw*，通过未图示的计算处理(例如参照专利文献1)，得到分别控制逆变器5的开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn的动作的信号SSup、SSvp、SSwp、SSun、SSvn、SSwn(图1参照)。

此外，在控制部10中，还生成分别控制开关Sc、Sl的动作的信号SSc、SSl，但它们是基于占空比drec、dc、dz、dl而生成的(例如参照第1文献组)。

下面对用于进行控制而使算式(26)的交流成分与算式(27)的最右边第2项一致的处理部71进行说明。处理部71具备直流电力计算部711、脉动成分提取部712、脉动成分计算部713、减法器714、加法器715、PI处理部716。

直流电力计算部711输入q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*以及q轴电流Iq和d轴电流Id，根据上述算式(26)计算直流电力Pdc，将其提供给脉动成分提取部712。

脉动成分提取部712提取算式(26)的交流成分并输出。脉动成分提取部712例如通过高通(highpass)滤波器HPF实现。

脉动成分计算部713输入波高值Vm、Im、电源角速度ω以及常数k，求出算式(27)的最右边第2项。波高值Vm、Im和电源角速度ω能够作为从单相交流电源1而得的信息输入脉动成分计算部713(参照图1)。

如上所述，期望的处理是使算式(26)的交流成分与算式(27)的最右边第2项一致，因此进行控制，使得脉动成分提取部712的输出与脉动成分计算部713的输出之差减小即可。因此通过减法器714求出该差，向加法器715输出PI处理部716对该差实施的积分比例控制而得的值。

加法器715进行利用PI处理部716的输出校正通常处理中的电流指令值Ia*的处理。具体而言，首先作为求出电流指令值Ia*的通常处理，利用减法器701求出旋转角速度ωm与该指令值ωm*之间的偏差。该偏差在PI处理部702中接受积分比例控制，暂时求出电流指令值Ia*。进而，加法器715进行利用来自PI处理部716的输出使电流指令值Ia*増加的处理。

由此，对由处理部71校正后的电流指令值Ia*应用上述的公知技术，生成q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*。这样的控制是对关于q轴电压指令值Vq*和d轴电压指令值Vd*以及q轴电流Iq和d轴电流Id的反馈实施的控制，使得减法器714输出的差收敛于0。即通过这样的控制能够使算式(26)的交流成分与算式(27)的最右边第2项一致。

C.对充放电电路4的优点的说明

(c-1)对缓冲电路4a的优点的说明

在本节中对如下内容进行说明：通过减小瞬时输送接受功率Pbuf，电容器C4能够采用电解电容器，低价地实现了缓冲电路4a。

图10是示出输入并处理输入功率(瞬时输入功率Pin的平均值：横轴)的直接型电力转换装置中采用或所要求的电容器的静电容量(以下称作“电容器容量”)(左纵轴)与纹波电流以及容许值(右纵轴)之间的关系的曲线图。

标号H1、H2均表示采用了单相的功率因数改善电路时所使用的电容器容量。标号H1、H2是分别采用了空调能力为6kW和11.2kW的空调机时的数据。此处所谓的功率因数改善电路可以理解为如下的结构：从充放电电路4中短路去除开关Sc，且不使电抗器L4与变流器3的连接点与逆变器5直接连接。在该结构中，二极管D40与电抗器L4的串联连接在直流电源线LH中夹设在变流器3与逆变器5之间，而且，电容器C4相对于逆变器5并联连接在直流电源线LH、LL之间。

基于非专利文献2、3，通过以下算式(28)求出基本技术所必需的电容器容量C。其中，导入两端电压Vc的最大值Vcmax和最小值Vcmin。

[算式28]

$C=\frac{Vm\&CenterDot;\mathrm{Im}}{\mathrm{\&omega;}\left({\mathrm{Vcmax}}^2-{\mathrm{Vcmin}}^2\right)}\mathrm{...}\left(28\right)$

曲线图G1描绘了计算基本技术(“第1设定”中假设常数k为零的情况)所需的电容器容量而得的值。其中，假设最大值Vcmax＝400+50＝450(V)、最小值Vcmin＝400-50＝350(V)。另外，曲线图G1中的黑圆圈表示输入功率与由标号H1、H2表示的情况相同的情况。但是，标号H1、H2描绘了实际所使用的电容器容量，根据算式(27)将其反向计算，则两端电压Vc的变动为±5％左右。

比较标号H1、H2及曲线图G1中的黑圆圈可知，与基本技术中的通常的功率因数改善电路相比较，电容器容量减小至1/3～1/4左右。

但是在基本技术中，曲线图G2表示的纹波电流流经电容器C4。曲线图G3示出通过电解电容器获得曲线图G1中求出的电容器容量时所容许的纹波电流(例如Nichicon株式会社制造的电解电容器、GW系列(105℃规格)在45℃下的值)。根据曲线图G2、G3的比较可知，从是否容许纹波电流的观点来看，对于基本技术，电容器C4采用电解电容器不可能实现。

但是，在上述的“第1设定”和“第2设定”中，通过导入常数k(<1)，与基本技术相比较，能够减小蓄积在电容器C4中的电力的脉动量。这有助于通过与期望的电容器容量对应地设定常数k而能够以电解电容器实现电容器C4，从而低价地实现充放电电路4。

(c-2)对于升压电路4b的优点的说明

在本节中对如下内容进行说明，通过减小瞬时输送接受功率Pbuf来低价地实现升压电路4b。

首先示出，即使是基本技术，与通常的功率因数改善电路相比，功率容量较小即可。基于算式(1)，利用算式(29)求出通过功率因数改善电路的电力。

[算式29]

$\frac{Vm\&CenterDot;\mathrm{Im}}{\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_0^{\mathrm{\&pi;}}\frac{1}{2}(1-\cos 2\mathrm{\&theta;})d\mathrm{\&theta;}=\frac{Vm\&CenterDot;\mathrm{Im}}{2}\mathrm{...}\left(29\right)$

另一方面，在基本技术中，基于算式(2)，利用算式(30)求出经由升压电路4b向电容器C4提供的电力。

[算式30]

$\frac{Vm\&CenterDot;\mathrm{Im}}{\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_{\mathrm{\&pi;}/4}^{3\mathrm{\&pi;}/4}(-\frac{1}{2}\cos 2\mathrm{\&theta;})d\mathrm{\&theta;}=\frac{Vm\&CenterDot;\mathrm{Im}}{2\mathrm{\&pi;}}\mathrm{...}\left(30\right)$

比较算式(29)、(30)可知，基本技术中，与功率因数改善电路相比较，升压电路4b所要求的功率容量减小至1/π倍(大约1/3倍)。

并且可知的是，在“第1设定”和“第2设定”中，通过导入常数k(<1)，与基本技术相比能够减小瞬时输送接受功率Pbuf，因此该功率容量进一步减小。

另外，关于流经电抗器L4的电流il，同样即使是基本技术，如算式(31)所示，其峰值与功率因数改善电路情况下的峰值(此为波高值Im)相比较，减小至1/2倍。

[算式31]

$\begin{array}{c}il=\mathrm{Im}\left(\left|\sin \left(\mathrm{\&omega;}t\right)\right|-\frac{1}{2\left|\sin \left(\mathrm{\&omega;}t\right)\right|}\right)\\ \&le;\frac{\mathrm{Im}}{2}\left(\mathrm{\&omega;}t=\mathrm{\&pi;}/2.3\mathrm{\&pi;}/2\right)\end{array}\mathrm{...}\left(31\right)$

并且可知在“第1设定”和“第2设定”中，通过导入常数k(<1)，与基本技术相比能够减小电流il，因此鉴于算式(31)，电抗器L4所要求的功率容量进一步减小。

D.变形

无论是基本技术，还是在“第1设定”和“第2设定”中导入常数k(<1)的技术，都能够在变流器3与充放电电路4之间设置滤波器2。

图11是作为该变形而示出仅在变流器3与充放电电路4之间设置滤波器的情况下的这些元件附近的电路图。

采用这样的结构时，优选在直流电源线LH中将二极管Do设置在滤波器2与缓冲电路4a之间。二极管Do的阳极配置在滤波器2侧，阴极配置在缓冲电路4a侧。利用二极管Do能够防止电容器C2的两端电压因开关Sc的开关而受到电容器C4的两端电压Vc的影响。

对本发明进行了详细说明，但上述说明在所有方面均为例示，本发明不限于此。可理解为能够在不脱离本发明范围的情况下想到未例示的无数变形例。

Claims (8)

1.一种直接型电力转换装置的控制方法，其控制直接型电力转换装置，所述直接型电力转换装置具备：

第1电源线(LH)；

第2电源线(LL)，其被施加比所述第1电源线的电位更低的电位；

变流器(3)，其具有与单相交流电源(1、2)连接的输入侧和与所述第1电源线以及所述第2电源线连接的输出侧，且进行单相全波整流；

充放电电路(4)，其设置于所述第1电源线与所述第2电源线之间；以及

逆变器(5)，其将所述第1电源线与所述第2电源线之间的直流电压转换为交流电压，

所述充放电电路具有：

缓冲电路(4a)，其包括电容器(C4)和第1开关(Sc、D42)，在所述第1电源线与所述第2电源线之间输送和接受电力，所述第1开关(Sc、D42)相对于所述电容器位于所述第1电源线侧且与所述电容器串联地连接于所述第1电源线与所述第2电源线之间；以及

升压电路(4b)，其对来自所述变流器(3)的整流电压(Vrec)进行升压，使所述电容器充电，

所述缓冲电路(4a)在第1期间(T1)内向所述第1电源线和所述第2电源线输送电力，所述第1期间(T1)是将所述单相交流电源(1、2)输出的交流波形理解为该交流波形的相位角(ωt)的正弦值(sin(ωt))时的该相位角(ωt)的两倍的值(2ωt)的余弦值(cos(2ωt))为正的期间，

所述缓冲电路(4a)在所述余弦值为负的第2期间(T2)内从所述第1电源线和所述第2电源线接受电力，其中，

使所述第1开关(Sc、D42)在所述第1期间内以放电占空比(dc)导通，使所述电容器(C4)放电，使所述第1开关(Sc、D42)在所述第2期间(T2)内不导通(dc＝0)，

使所述变流器(3)以整流占空比(drec)导通，

在所述第1期间内，使所述整流电压与所述整流占空比的乘积、以及所述电容器的两端电压(Vc)与所述放电占空比的乘积之和为所述单相交流电源的交流电压(Vin)的波高值(Vm)、第1值((1-k·cos(2ωt))/2)以及第2值(Im/Idc)的乘积，在所述第2期间内，使所述整流电压与所述整流占空比的乘积为所述单相交流电源的交流电压(Vin)的波高值(Vm)、第1值((1-k·cos(2ωt))/2)以及第2值(Im/Idc)的乘积，

所述第1值是从1中减去小于1的正常数(k)与所述余弦值(cos(2ωt))的乘积而得的值的一半，

所述第2值是用假想波高值(Im)除以输入至所述逆变器的第2电流(Idc)而得的值，所述假想波高值(Im)是输入至所述变流器的第1电流(Iin)的有效值的√2倍。

2.根据权利要求1所述的直接型电力转换装置的控制方法，其中，

在所述第1期间(T1)内，所述整流占空比(drec)取所述第2值(Im/Idc)与所述正弦值(sin(ωt))的绝对值的乘积((Im/Idc)·|sin(ωt)|)、以及从1减去所述放电占空比(dc)后的值(1-dc)中较小的一方。

3.根据权利要求2所述的直接型电力转换装置的控制方法，其中，

在所述第2期间(T2)内，所述整流占空比(drec)取如下值：所述第2值(Im/Idc)与所述第1值((1-k·cos(2ωt))/2)的乘积除以所述正弦值的所述绝对值(|sin(ωt)|)而得的值((Im/Idc)·(1-k·cos(2ωt))/(2·|sin(ωt)|))。

4.根据权利要求2所述的直接型电力转换装置的控制方法，其中，

在所述第2期间(T2)内，所述整流占空比(drec)取值1，所述第2电流(Idc)取如下值：所述第1电流的所述假想波高值(Im)与所述第1值((1-k·cos(2ωt))/2)的乘积除以所述正弦值的所述绝对值(|sin(ωt)|)而得的值(Im·(1-k·cos(2ωt))/(2·|sin(ωt)|))。

5.根据权利要求4所述的直接型电力转换装置的控制方法，其中，

所述第2电流(Idc)在所述第1期间(T1)内取如下值：所述第1电流的所述假想波高值(Im)与所述第1值((1-k·cos(2ωt))/2)的乘积除以所述相位角(ωt)的余弦值的绝对值(|cos(ωt)|)而得的值(Im·(1-k·cos(2ωt))/(2·|cos(ωt)|))。

6.根据权利要求1至5中的任意一项所述的直接型电力转换装置的控制方法，其中，

采用所述第1电流在所述第1期间与所述第2期间的边界处的取值的绝对值(Im/√2)的√2倍作为所述第1电流的所述假想波高值(Im)。

7.根据权利要求1至5中的任意一项所述的直接型电力转换装置的控制方法，其中，

所述升压电路(4b)具备：

二极管(D40)，其具有阴极和连接于所述第1开关(Sc、D42)与所述电容器(C4)之间的阳极；

电抗器(L4)，其连接于所述第1电源线(LH)与所述阳极之间，流通向所述升压电路输入的电流；以及

第2开关(Sl、D41)，其连接于所述第2电源线(LL)与所述阳极之间，

在所述第2期间(T2)内，控制所述升压电路的所述第2开关而控制流经所述电抗器(L4)的电流(il)。

8.根据权利要求6所述的直接型电力转换装置的控制方法，其中，

所述升压电路(4b)具备：

二极管(D40)，其具有阴极和连接于所述第1开关(Sc、D42)与所述电容器(C4)之间的阳极；

电抗器(L4)，其连接于所述第1电源线(LH)与所述阳极之间，流通向所述升压电路输入的电流；以及

第2开关(Sl、D41)，其连接于所述第2电源线(LL)与所述阳极之间，

在所述第2期间(T2)内，控制所述升压电路的所述第2开关而控制流经所述电抗器(L4)的电流(il)。