KR20200070298A - Ac-ac 컨버터 회로 - Google Patents

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나부테스코 가부시키가이샤
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Abstract

회로 전체의 소형화를 도모할 수 있는 AC-AC 컨버터 회로를 제공한다. AC-AC 컨버터 회로(100)는, 교류 전압(V12)을 다른 교류 전압(V22)으로 변환하는 AC-AC 컨버터 회로이다. 정류 회로(16)는 교류 전압(V12)을 정류한다. 인버터 회로(22)는 다른 교류 전압(V22)을 생성한다. Z 소스 회로(20)는 정류 회로(16)와 인버터 회로(22) 사이에 마련되어 있다.

Description

AC-AC 컨버터 회로
본 발명은, 교류 전원으로부터의 전력을 교류 전력으로 변환하는 AC-AC 컨버터 회로에 관한 것이다.
직류 전원으로부터 3상 교류 전력을 출력하는 인버터가 알려져 있다. 예를 들어 특허문헌 1에는, 임피던스 소스 회로와 3상 인버터를 조합한 전력 변환 회로가 기재되어 있다. 특허문헌 1에 기재된 전력 변환 회로는, 2차 전지(충전지)로부터의 직류 전력을 임피던스 소스 회로를 통하여 3상 인버터에 입력하여 교류 전력을 생성한다. 특히 이 전력 변환 회로는 노멀리 온형 트랜지스터를 스위칭 소자로서 이용하고 있다. 또한 특허문헌 2에는, 전원과 주 변환기 회로와 임피던스 네트워크를 포함하는 전력 변환기가 기재되어 있다. 이 전력 변환기에서는, 임피던스 네트워크는 전원과 주 변환기 회로에 결합되어 있고, 주 변환기 회로는 부하에 결합되어 있다. 이 임피던스 네트워크는, 주 변환기 회로가 강압 변환과 승압 변환의 양쪽을 행하도록 구성되어 있다. 단, 이들 기술에는 PFC(Power Factor Correction)의 기능 가진 기술이 존재하고 있지 않다.
일본 특허 공개 제2010-119174호 공보 미국 특허 제7130205호 명세서
본 발명자들은, 교류 전원으로부터의 전력을 교류 전력으로 변환하는 AC-AC 컨버터 회로에 대하여 검토하여 이하의 인식을 얻었다.
3상 교류 전력에 의하여 구동되는 모터를 단상 교류 전원으로 구동하기 위하여 AC-AC 컨버터 회로를 이용하는 것을 생각할 수 있다. AC-AC 컨버터 회로는, 교류 전원으로부터의 전력을 직류 전력으로 변환하는 정류 회로와, 정류된 직류 전력을 원하는 사양의 교류 전력으로 변환하는 DC-AC 변환 회로를 포함하여 구성하는 것을 생각할 수 있다.
그러나 특히 단상 교류 전압으로부터 정류된 정류 전압은 큰 맥동을 포함하고 있다. 이 때문에 정류 회로는, 정류 전압을 평활하기 위하여 대용량 평활 콘덴서를 이용한 PFC 회로를 구비하는 경우가 많다. 콘덴서는, 용량이나 내압이 커짐에 따라 그 사이즈가 커질 것으로 생각된다. 대용량 콘덴서를 탑재하면 AC-AC 컨버터 회로 전체가 대형화된다는 문제가 있다. 또한, 대용량 콘덴서를 갖는 정류 회로는, 전원 전류에 고조파를 많이 포함하는 전류가 흐른다는 문제가 있었다.
이 점에서 본 발명자들은, AC-AC 컨버터 회로에는, 회로 전체를 소형화하고 전원 전류의 고조파를 적게 하는 관점에서 개선해야 할 과제가 있음을 인식하였다.
이와 같은 과제는, 단상-3상 AC-AC 컨버터 회로에 한하지 않고 다른 종류의 AC-AC 컨버터 회로에 대해서도 생길 수 있다.
본 발명은 이러한 과제를 감안하여 이루어진 것이며, 그 목적은, 회로 전체의 소형화를 도모할 수 있는 AC-AC 컨버터 회로를 제공하는 데 있다.
상기 과제를 해결하기 위하여, 본 발명의 어떤 양태의 AC-AC 컨버터 회로는, 교류 전압을 다른 교류 전압으로 변환하는 AC-AC 컨버터 회로이며, 교류 전압을 정류하는 정류 회로와, 다른 교류 전압을 생성하는 인버터 회로 사이에 Z 소스 회로가 마련되어 있다.
또한 이상의 구성 요소의 임의의 조합이나, 본 발명의 구성 요소나 표현을 방법, 장치, 프로그램, 프로그램을 기록한 일시적인 또는 일시적이지 않은 기억 매체, 시스템 등의 사이에서 상호 간에 치환한 것도 또한, 본 발명의 양태로서 유효하다.
본 발명에 따르면, 회로 전체의 소형화를 도모할 수 있는 AC-AC 컨버터 회로를 제공할 수 있다.
도 1은 실시 형태에 따른 AC-AC 컨버터 회로의 일례를 나타내는 회로도이다.
도 2는 비교예에 따른 AC-AC 컨버터 회로를 나타내는 회로도이다.
도 3은 도 2의 AC-AC 컨버터 회로의 동작을 설명하기 위한 회로도이다.
도 4는 도 3의 회로의 전압 및 전류의 파형을 나타내는 파형도이다.
도 5는 도 3의 회로 입력 전류의 고차 고조파를 나타내는 그래프이다.
도 6은 도 2의 AC-AC 컨버터 회로의 동작을 설명하기 위한 다른 회로도이다.
도 7은 도 2의 AC-AC 컨버터 회로의 동작을 설명하기 위한 또 다른 회로도이다.
도 8은 도 1의 AC-AC 컨버터 회로의 등가 회로의 일례를 나타내는 회로도이다.
도 9는 도 1의 AC-AC 컨버터 회로의 정류 전압과, 스위칭 소자의 스위칭의 모습의 일례를 나타내는 타이밍 차트이다.
도 10은 도 1의 AC-AC 컨버터 회로의 제어 회로의 일례를 나타내는 블록도이다.
도 11은 도 1의 AC-AC 컨버터 회로의 강압 동작 시의 각 스위칭 소자의 동작의 일례를 나타내는 타이밍 차트이다.
도 12는 도 1의 AC-AC 컨버터 회로의 승압 동작 시의 각 스위칭 소자의 동작의 일례를 나타내는 타이밍 차트이다.
도 13은 제1 변형예에 따른 T 소스 회로와 Γ 소스 회로의 일례를 나타내는 회로도이다. 도 13의 (a)는 T 소스 회로의 일례를 나타내고 도 13의 (b)는 Γ 소스 회로의 일례를 나타낸다.
도 14는 액티브 모드에 있을 때의 등가 회로(80)를 나타낸다.
도 15는 강압 모드에 있을 때의 등가 회로(80)를 나타낸다.
도 16은 승압 모드에 있을 때의 등가 회로(80)를 나타낸다.
도 17은 강압 동작과 승압 동작을 이용하여 제어를 행하였을 때의 입력 전류 iG와 인덕터 전류 iL을 나타낸다.
도 18은 동작 모드의 일례를 나타낸다. 도 18의 (a)는 k=k1<1일 때의 동작 모드를 나타낸다. 도 18의 (b)는 k=k2>1일 때의 동작 모드를 나타낸다.
도 19는 인덕터 전류 iL을 최소로 하는 제어를 실행한 결과를 나타낸다.
도 20은 비교예에 따른 컨버터의 캐리어 신호 및 U상 전압 파형을 나타낸다. 도 20의 (a)는 비교예에 따른 컨버터의 캐리어 신호를 나타낸다. 도 20의 (b)는 비교예에 따른 컨버터의 U상 전압 파형을 나타낸다.
도 21은 방법 1에 따른 컨버터의 캐리어 신호 및 U상 전압 파형을 나타낸다. 도 21의 (a)는 방법 1에 따른 컨버터의 캐리어 신호를 나타낸다. 도 21의 (b)는 방법 1에 따른 컨버터의 U상 전압 파형을 나타낸다.
도 22는 방법 2에 따른 컨버터의 캐리어 신호 및 U상 전압 파형을 나타낸다. 도 22의 (a)는 방법 2에 따른 컨버터의 캐리어 신호를 나타낸다. 도 22의 (b)는 방법 2에 따른 컨버터의 U상 전압 파형을 나타낸다.
이하의 실시 형태에서는, 동일한 구성 요소에 동일한 부호를 붙여서, 중복되는 설명을 생략한다. 또한 각 도면에서는, 설명의 편의를 위하여 구성 요소의 일부를 적당히 생략한다.
[실시 형태]
도 1은, 본 발명의 실시 형태에 따른 AC-AC 컨버터 회로(100)의 일례를 나타내는 회로도이다. AC-AC 컨버터 회로(100)는, 단상 전원(12)으로부터의 전력에 기초하여 3상 전력을 생성하는 전력 변환 장치로서 기능한다. 일례로서, AC-AC 컨버터 회로(100)는, 펌프, 컴프레서, 배나 비행기의 전동 액추에이터, 로봇 암 등 다양한 장치를 구동하기 위하여 사용할 수 있다. AC-AC 컨버터 회로(100)는 필터(14)와 정류 회로(16)와 강압 회로(18)와 Z 소스 회로(20)와 3상 인버터 회로(22)와 제어 회로(24)를 포함하고 있다. 본 명세서에 있어서, 단상 전원(12)으로부터 3상 전력의 출력을 향하는 전력의 흐름을 따라, 상류측을 전단 또는 입력이라, 하류측을 후단 또는 출력이라 표기하는 경우가 있다.
단상 전원(12)은, 예를 들어 상용 전원이나 발전기여도 된다. 단상 전원(12)은 제1 단(12b)과 제2 단(12c)에 교류 전압 V12를 출력하고 있다. 필터(14)는 단상 전원(12)과 정류 회로(16) 사이에 접속되어 EMI 필터로서 기능한다. 필터(14)는 인덕터 L3과 콘덴서 C3을 포함하고 있다. 인덕터 L3의 입력 단은 단상 전원(12)의 제1 단(12b)에 접속되고, 인덕터 L3의 출력 단은 정류 회로(16)의 입력 단에 접속된다. 콘덴서 C3의 일단은 인덕터 L3의 출력 단에 접속되고, 콘덴서 C3의 타단은 단상 전원(12)의 제2 단(12c)에 접속된다.
정류 회로(16)는 필터(14)의 후단에 접속된다. 정류 회로(16)는, 브리지 접속된 4개의 다이오드 D1 내지 D4를 포함하고 있다. 정류 회로(16)의 입력 단(16b, 16c)에, 단상 전원(12)으로부터의 교류 전압 V12가 필터(14)를 통하여 입력된다. 정류 회로(16)는 단상 전원(12)으로부터의 교류 전압 V12를 전파 정류하여 정류 전압 V16을 생성한다. 정류 회로(16)는 플러스측의 출력 단(16p)과 마이너스측의 출력 단(16m) 사이에 정류 전압 V16을 출력한다. 정류 전압(16v)의 파형은, 큰 피크와 딥을 포함하는 맥동 파형이다.
강압 회로(18)는 정류 회로(16)의 후단에 접속된다. 강압 회로(18)는 정류 회로(16)로부터의 정류 전압 V16을 강압하여 강압 전압 V18을 생성한다. 강압 회로(18)는, 스위칭 소자 T7과, 스위칭 소자 T7의 출력측에 접속되는 다이오드 D5를 포함한다.
스위칭 소자 T7은 공지된 다양한 소자여도 된다. 이 예에서는, 스위칭 소자 T7은 n형 MOSFET이다. 스위칭 소자 T7의 드레인은 정류 회로(16)의 플러스측의 출력 단(16p)에 접속되고, 스위칭 소자 T7의 소스는 강압 회로(18)의 플러스측의 출력 단(18p)에 접속되며, 스위칭 소자 T7의 게이트는 제어 회로(24)에 접속된다. 다이오드 D5의 캐소드는 출력 단(18p)에 접속되고, 다이오드 D5의 애노드(18m)는 정류 회로(16)의 출력 단(16m)에 접속된다.
Z 소스 회로(20)는 강압 회로(18)의 후단에 접속된다. Z 소스 회로(20)는, 강압 회로(18)로부터의 강압 전압 V18에 기초하여 인버터 회로(22)에 공급할 공급 전압 V20을 생성한다. Z 소스 회로(20)는 인버터 회로(22)의 스위칭 동작과 강압 회로의 스위칭 동작에 따라 정류 전압 V16으로부터 공급 전압 V20을 생성한다. Z 소스 회로(20)는 플러스측의 출력 단(20p)과 마이너스측의 출력 단(20m) 사이에 공급 전압 V20을 출력한다. Z 소스 회로(20)의 구성에 대해서는 후술한다.
인버터 회로(22)는 Z 소스 회로(20)의 후단에 접속된다. 인버터 회로(22)는 Z 소스 회로(20)로부터의 공급 전압 V20에 기초하여 교류 전압 V22를 생성한다. 이 예에서는, 인버터 회로(22)는 3상 인버터 회로이다. 교류 전압 V22는, X상의 전압 Vox, Y상의 전압 Voy, Z상의 전압 Voz로 이루어지는 3상 교류 전압이다. 전압 Vox, Voy, Voz 각각은, 2π/3의 위상차로 교번하는 전압이어도 된다. 인버터 회로(22)로부터의 교류 전압 V22는, 예를 들어 모터(6)에 공급된다. 인버터 회로(22)로서는, 공지된 다양한 회로 구성을 채용할 수 있다. 이 예에서는, 인버터 회로(22)는 6개의 스위칭 소자 T1 내지 T6을 구비한다. 스위칭 소자 T1 내지 T6은 공지된 다양한 소자이어도 된다. 이 예에서는, 스위칭 소자 T1 내지 T6은 n형 MOSFET이다.
스위칭 소자 T1, T2는 서로 직렬 접속되어 X상(相) 암을 구성한다. 스위칭 소자 T3, T4는 서로 직렬 접속되어 Y상 암을 구성한다. 스위칭 소자 T5, T6은 서로 직렬 접속되어 Z상 암을 구성한다. 스위칭 소자 T1, T3, T5 각각은, 그 각 드레인이 Z 소스 회로(20)의 플러스측의 출력 단(20p)에 접속되어 상측 스위칭 소자로서 기능한다. 스위칭 소자 T2, T4, T6 각각은, 그 각 소스가 Z 소스 회로(20)의 마이너스측의 출력 단(20m)에 접속되어 하측 스위칭 소자로서 기능한다. 스위칭 소자 T1, T3, T5의 각 소스는 스위칭 소자 T2, T4, T6의 각 드레인에 접속되어, 각 접속점 Xc, Yc, Zc로부터 전압 Vox, Voy, Voz를 출력한다. 스위칭 소자 T1 내지 T6의 각 게이트는 제어 회로(24)에 접속되어 있다. 인버터 회로(22)는, 제어 회로(24)에 의하여 스위칭 소자 T1 내지 T6의 온/오프가 제어된다.
제어 회로(24)는 스위칭 소자 T7의 게이트 전압을 제어함으로써 공급 전압 V20을 제어한다. 특히 제어 회로(24)는, 스위칭 소자 T7의 온 상태의 듀티비를 크게 함으로써 공급 전압 V20을 높게 제어하고 듀티비를 작게 함으로써 공급 전압 V20을 낮게 제어할 수 있다. 제어 회로(24)는, 스위칭 소자 T1 내지 T6의 온/오프를 제어함으로써 인버터 회로(22)로부터의 교류 전압 V22를 제어한다. 특히 제어 회로(24)는, 스위칭 소자 T1 내지 T6의 게이트 전압을 제어함으로써 인버터 회로(22)의 각 암으로부터의 전압 Vox, Voy, Voz를 제어할 수 있다. 제어 회로(24)의 구성에 대해서는 후술한다.
여기서, 실시 형태에 따른 AC-AC 컨버터 회로(100)의 동작을 설명하기 전에, 본 발명에 이르는 과정에서 안출된 비교예에 따른 AC-AC 컨버터 회로(200)의 동작을 설명한다. 도 2는, 비교예에 따른 AC-AC 컨버터 회로(200)를 나타내는 회로도이다. 비교예에 따른 AC-AC 컨버터 회로(200)는, 실시 형태에 따른 AC-AC 컨버터 회로(100)에 대하여, Z 소스 회로(20)를 삭제하고 PFC 회로(218)와 평활 콘덴서 C8을 부가한 구성을 갖는다. 중복되는 설명을 생략하고 주로 PFC 회로(218) 및 평활 콘덴서 C8의 동작을 설명한다.
AC-AC 컨버터 회로(200)는, 도 2에 나타낸 바와 같이 필터(14)와 정류 회로(16)와 강압 회로(18)와 PFC 회로(218)와 평활 콘덴서 C8과 인버터 회로(22)와 제어 회로(24)를 포함하고 있다. 필터(14)와 정류 회로(16)와 강압 회로(18)와 인버터 회로(22)는 AC-AC 컨버터 회로(100)와 마찬가지여서 설명을 생략한다.
도 3은, AC-AC 컨버터 회로(200)의 동작을 설명하기 위한 회로도이다. 도 3은, 강압 회로(18)와 PFC 회로(218)를 구비하지 않는 회로를 나타내고 있다. 도 4는, 도 3의 회로의 전압 및 전류의 파형을 나타내는 파형도이다(http://seppotl.web.fc2.com/zht03/acdc.html). 도 4는, 정류 전압 V16과 평활 전압 V8과 입력 전류 Ip를 나타내고 있다. 도 4의 횡축은 시간이다. 도 4의 종축은 전압과 전류의 크기를 나타낸다. 정류 전압 V16은 평활 전의 파형이며, 단상 교류를 전파 정류하였을 뿐인 맥동 파형을 나타낸다. 평활 전압 V8은 평활후의 파형이며, 맥동이 저감된 파형을 나타낸다. 평활 전압 V8은, 도 4에 나타낸 바와 같이 리플 전압 Vr을 포함하고 있다.
입력 전류 Ip는, 도 4에 나타낸 바와 같이, 정류 전압 V16이 평활 전압 V8을 넘어서는 타이밍에만 흐르기 때문에, 급격히 상승하고 급격히 저하되는 파형으로 되고, 전류가 흐르지 않는 기간도 길어진다. 이 경우, 입력 전류 Ip의 역률이 낮아서, 역률을 개선할 것이 요구되고 있다. 도 5는, 도 4의 입력 전류 Ip를 주파수 분석하여 얻은 고조파를 나타내는 그래프이다(http://www.jeea.or.jp/course/contents/01130/). 도 5의 횡축은 고조파의 차수를 나타낸다. 도 5의 종축은, 기본파(1차로 표시)의 진폭을 100%로 하여 각 고조파의 진폭을 비율로 나타내고 있다. 도 5에 나타낸 바와 같이 입력 전류 Ip는 고차 고조파를 많이 포함한다. 고차 고조파는 불요 복사의 원인으로 되기 때문에, 억제되는 것이 바람직하다.
역률을 개선하고 고차 고조파를 억제하기 위하여 AC-AC 컨버터 회로(200)는 PFC 회로(218)를 구비하고 있다. PFC 회로(218)는, 입력 전류가 흐르는 시간을 제어하여 역률을 개선하는 회로로서 기능한다. PFC 회로(218)는 입력 전류의 고조파 성분을 억제한다. PFC 회로(218)는 정류 회로(16)로부터의 정류 전압 V16을 정형하여 정형 전압을 생성한다.
평활 콘덴서 C8은 PFC 회로(218)의 후단에 병렬로 접속된다. 평활 콘덴서 C8은, PFC 회로(218)로부터의 정형 전압을 평활하여 평활 전압 V8을 생성한다. 평활 콘덴서 C8은, 충방전 전류의 크기에 대응하는 정전 용량과, 인가 전압에 대응하는 내압을 구비하는 것이 바람직하다. 이 때문에, 평활 콘덴서 C8의 사이즈가 커지는 경우가 많다.
도 6은, AC-AC 컨버터 회로(200)의 PFC 회로(218)의 동작을 설명하는 회로도이다. 도 6은, 도 3의 회로에 PFC 회로(218)를 부가한 회로이다. PFC 회로(218)는 인덕터 L8과 스위칭 소자 T8과 다이오드 D8을 포함하고 있다. 스위칭 소자 T8은 n형 MOSFET이다. 인덕터 L8의 입력 단은 정류 회로(16)의 출력 단(16p)에 접속된다. 스위칭 소자 T8의 드레인은 인덕터 L8의 출력 단에 접속되고, 스위칭 소자 T8의 소스는 정류 회로(16)의 출력 단(16m)에 접속된다. 다이오드 D8의 애노드는 인덕터 L8의 출력 단에 접속되고, 다이오드 D8의 캐소드는 평활 콘덴서 C8의 플러스 단에 접속되어 있다. 다이오드 D8은 평활 콘덴서 C8로부터의 역류를 방지 가능하게 접속되어 있다.
PFC 회로(218)에서는, 인덕터 L8의 작용에 의하여 입력 전류 Ip의 급격한 상승이 억제된다. 스위칭 소자 T8이 온되면, 인덕터 L8의 출력 단과 정류 회로(16)의 마이너스측의 출력 단(16m)이 단락되고, 그 단락 전류가 인덕터 L8로 흐른다. 스위칭 소자 T8이 온으로부터 오프로 전환될 때, 인덕터 L8의 작용에 의하여 인덕터 L8의 출력 단의 전압이 상승하여 입력 전류 Ip의 급격한 저하가 억제된다. 이와 같이 동작함으로써, PFC 회로(218)는 입력 전류 Ip의 역률을 개선함과 함께 입력 전류 Ip의 고조파 성분을 억제할 수 있다.
단순히 PFC 회로(218)를 구비하는 것만으로는, 인버터 회로(22)가 저출력인 경우에, 그 출력에 대한 스위칭 손실의 비율이 상대적으로 커질 가능성이 있다. 그래서 AC-AC 컨버터 회로(200)는, 정류 회로(16)의 출력측과 PFC 회로(218)의 입력측 사이에 강압 회로(18)가 마련되어 있다. 도 7은, 강압 회로(18)를 조합한 PFC 회로(218)의 동작을 설명하는 회로도이다.
전술한 바와 같이 강압 회로(18)는 스위칭 소자 T7과 다이오드(5)를 포함한다. 스위칭 소자 T7이 온으로 되면, 스위칭 소자 T7을 통하여 평활 콘덴서 C8이 충전되고, 평활 전압 V8은 상승한다. 스위칭 소자 T7이 오프로 되면, 다이오드(5)를 통하여 인덕터 L8에 축적된 자기 에너지에 기초하는 전류가 흐른다. 강압 회로(18)는 스위칭 소자 T7의 온 상태의 듀티비에 따라 평활 전압 V8을 낮출 수 있다. 강압 회로(18)는 인버터 회로(22)가 저출력인 경우에, 스위칭 소자 T7의 듀티비를 작게 하여 평활 전압 V8을 저하시키고, 인버터 회로(22)의 스위칭 손실을 감소시킬 수 있다.
이와 같이 구성된 비교예의 AC-AC 컨버터 회로(200)는 대형의 평활 콘덴서 C8을 구비하며, 8개의 스위칭 소자와 6개의 다이오드를 이용하고 있다. 이 때문에 AC-AC 컨버터 회로(200)에는, 회로 전체를 소형화하는 것이 곤란하다는 문제가 있다.
이와 같은 비교예의 문제에 근거하여, 실시 형태에 따른 AC-AC 컨버터 회로(100)의 설명으로 되돌아간다. 교류 전압으로부터 정류된 정류 전압에 기초하여 인버터 회로를 동작시키는 구성에서는, 전류의 역률이나 고차 고조파의 과제가 존재한다. 이 과제는, 축전지 등 전압 변동이 거의 없는 직류 전압에 기초하여 인버터 회로를 동작시키는 구성에서는 생길 수 없다. 그래서 본 발명자들은, 이 과제에 대하여 연구와 시행 착오를 반복함으로써 정류 회로의 후단에 Z 소스 회로를 마련하는 구성을 안출하였다. 이 구성에서는, 평활 콘덴서를 삭감 또는 소형화하고 스위칭 소자나 다이오드의 수를 감소시킴으로써, 회로 전체를 소형화하는 것이 가능하다.
Z 소스 회로(20)는 정류 회로(16)와 인버터 회로(22) 사이에 마련된다. 도 1의 예에서는, Z 소스 회로(20)는 강압 회로(18)의 후단측이자 인버터 회로(22)의 전단측에 마련된다. Z 소스 회로(20)는 2개의 인덕터 L1, L2와 2개의 콘덴서 C1, C2를 포함한다. 인덕터 L1의 입력 단 및 콘덴서 C1의 플러스 단은 강압 회로(18)의 플러스측의 출력 단(18p)에 접속된다. 인덕터 L2의 입력 단 및 콘덴서 C2의 마이너스 단은 정류 회로(16)의 출력 단(16m)에 접속된다. 인덕터 L1의 출력 단과 콘덴서 C2의 플러스 단은 Z 소스 회로(20)의 플러스측의 출력 단(20p)에 접속된다. 인덕터 L1, L2의 인덕턴스는 달라도 되지만 이 예에서는 동등하다. 콘덴서 C1, C2의 정전 용량은 달라도 되지만 이 예에서는 동등하다.
인덕터 L1, L2는, 스위칭 소자 T1 내지 T6이 스위칭 동작함으로써 승압 작용을 생기게 하여 인덕터의 전류의 급격한 저하를 억제한다. 콘덴서 C1, C2는, Z 소스 회로(20)의 출력측의 출력 단(20p, 20m)의 전압 변화를 Z 소스 회로(20)의 입력측에 부귀환시켜, 출력 단(20p, 20m)의 급격한 전압 변화를 억제한다. 이와 같이 작용함으로써, Z 소스 회로(20)는 입력 전류 Ip의 역률을 개선하고, 고차 고조파를 저감시킬 수 있다.
다음으로, 등가 회로를 이용하여 AC-AC 컨버터 회로(100)의 동작을 설명한다. 도 8은, AC-AC 컨버터 회로(100)의 등가 회로(80)의 일례를 나타내는 회로도이다. 등가 회로(80)는 전압원(26)과 다이오드 D28과 강압 회로(18)와 Z 소스 회로(20)와 스위칭 소자 T30과 쌍방향 전류원(32)을 포함한다. 전압원(26)은, 단상 전원(12)과 필터(14)와 정류 회로(16)를 포함하는 회로와 등가의 요소이며, 사인파의 절댓값을 정류 전압 V16으로서 출력하는 전압원이다. 다이오드 D28은, 정류 회로(16)의 역류 방지 작용과 등가의 요소이다. 스위칭 소자 T30은, 스위칭 소자 T1 내지 T6 중 일부와 등가의 요소이다. 쌍방향 전류원(32)은 인버터 회로(22)의 부하와 등가의 요소이며, 소스 전류와 싱크 전류를 생기게 할 수 있는 전류원이다.
등가 회로(80)에서는 각 회로 요소가 이하와 같이 접속되어 있다. 전압원(26)의 플러스 단은 다이오드 D28의 애노드에 접속된다. 다이오드 D28의 캐소드는 강압 회로(18)의 스위칭 소자 T7의 드레인에 접속된다. 전압원(26)의 마이너스 단은, 다이오드 D28의 캐소드와, 인덕터 L2의 입력 단과, 콘덴서 C2의 마이너스 단에 접속된다. 강압 회로(18) 및 Z 소스 회로(20)는 전술한 바와 같다. Z 소스 회로(20)의 플러스측의 출력 단(20p)은 스위칭 소자 T30의 드레인 D30 및 쌍방향 전류원(32)의 플러스 단(32p)에 접속된다. Z 소스 회로(20)의 마이너스측의 출력 단(20m)은 스위칭 소자 T30의 소스 및 쌍방향 전류원(32)의 마이너스 단(32m)에 접속된다.
등가 회로(80)의 동작에 대하여 설명한다. 도 9는, 정류 전압 V16과, 스위칭 소자 T7, T30의 스위칭의 모습의 일례를 나타내는 타이밍 차트이다. 도 9는, 단상 전원(12)으로부터의 교류 전압 V12의 1주기 Tac분을 나타내고 있다. 정류 전압 V16은 Tac/2마다 큰 피크와 딥을 교대로 반복한다. 도 9에 있어서, 가상 DC 전압 Vg는, 승압 동작과 강압 동작을 전환하는 기준으로 되는 역치로서 기능한다. 가상 DC 전압 Vg는 원하는 공급 전압 V20에 대응하여 설정되어도 된다.
도 9에 있어서, 정류 전압 V16은 가상 DC 전압 Vg를 기준으로 S1 내지 S5의 기간으로 구분할 수 있다. AC-AC 컨버터 회로(100)는, 정류 전압 V16이 가상 DC 전압 Vg를 넘어설 때, 강압 동작을 행하여 화살표 P와 같이 정류 전압 V16의 피크를 깎는다. 기간 S2, S4에서는, 정류 전압 V16은 가상 DC 전압 Vg를 넘어서고 있으며, AC-AC 컨버터 회로(100)는 화살표 P에 나타낸 바와 같이, 정류 전압 V16의 피크를 깎은 강압 동작을 행한다. 기간 S1, S3, S5에서는, 정류 전압 V16은 가상 DC 전압 Vg 이하이며, AC-AC 컨버터 회로(100)는 화살표 D에 나타낸 바와 같이, 정류 전압 V16의 딥 E를 메우는 승압 동작을 행한다.
도 9에 있어서, 부호 T7s로 나타나는 파형은, 스위칭 소자 T7의 동작 상태를 나타내고 있으며, 레벨 1로 온, 레벨 0으로 오프를 나타낸다. 부호 T30s로 나타나는 파형은, 스위칭 소자 T30의 동작 상태를 나타내고 있으며, 레벨 1로 온, 레벨 0으로 오프를 나타낸다.
강압 동작에 대하여 설명한다. 강압 동작 시에는 스위칭 소자 T30은 오프 상태로 유지되고, 스위칭 소자 T7은, 온과 오프를 주기적으로 반복하는 스위칭 동작을 행하도록 제어된다. 스위칭 소자 T7이 온일 때, 전압원(26)로부터의 전류가 인덕터 L1, L2 및 쌍방향 전류원(32)으로 흐르고, 인덕터 L1, L2에는 자기 에너지가 축적된다. 스위칭 소자 T7이 오프로 전환되면, 인덕터 L1, L2에 축적된 자기 에너지에 기초하는 전류가 다이오드 D28을 통하여 인덕터 L1, L2 및 쌍방향 전류원(32)으로 흐른다. 이 결과, 정류 전압 V16으로부터, 스위칭 소자 T7의 스위칭의 듀티비에 따라 강압된 전압을 Z 소스 회로(20)의 공급 전압 V20으로서 얻을 수 있다. 달리 말하면, 강압 동작 시에는, 스위칭 소자 T7의 온/오프 동작에 의하여 피크가 깎인 공급 전압 V20을 얻을 수 있다.
승압 동작에 대하여 설명한다. 승압 동작 시에는 스위칭 소자 T7은 온 상태로 유지되고, 스위칭 소자 T30은, 온과 오프를 주기적으로 반복하는 스위칭 동작을 행하도록 제어된다. 스위칭 소자 T30이 온일 때, 스위칭 소자 T30으로 흐르는 전류가 인덕터 L1, L2로 흐르고, 인덕터 L1, L2에는 자기 에너지가 축적된다. 스위칭 소자 T30이 오프로 전환되면, 인덕터 L1, L2에 축적된 자기 에너지에 기초하는 전류가 인덕터 L1, L2 및 쌍방향 전류원(32)으로 흐른다. 이 결과, 정류 전압 V16으로부터, 스위칭 소자 T30의 스위칭의 듀티비에 따라 승압된 전압을 Z 소스 회로(20)의 공급 전압 V20으로서 얻을 수 있다. 달리 말하면, 승압 동작 시에는, 스위칭 소자 T30의 온/오프 동작에 의하여 딥이 완화된 공급 전압 V20을 얻을 수 있다.
도 10은, AC-AC 컨버터 회로(100)의 구성의 일례를 나타내는 블록도이다. 도 10은, 설명상 중요하지 않은 요소 중 일부를 생략하여 표시하고 있다. 도 10에 나타내는 제어 회로(24)의 각 블록은, 하드웨어적으로는 컴퓨터의 CPU를 비롯한 전자 소자나 기계 부품 등으로 실현할 수 있고, 소프트웨어적으로는 컴퓨터 프로그램 등에 의하여 실현되지만, 여기서는, 그것들의 연계에 의하여 실현되는 기능 블록을 묘사하고 있다. 따라서 이 기능 블록들은 하드웨어, 소프트웨어의 조합에 의하여 다양한 형태로서 실현할 수 있음은, 당업자에게는 이해되는 바이다.
제어 회로(24)는 교류 전압 취득부(24b), 정류 전압 취득부(24c), 콘덴서 전압 취득부(24d), 피크 전압 특정부(24e), 인덕터 전류 특정부(24f), 인덕터 전압 특정부(24h), 게이트 제어부(24g) 및 동시 온 제어부(24j)를 포함한다. 교류 전압 취득부(24b)는 단상 전원(12)으로부터 교류 전압 V12를 취득한다. 정류 전압 취득부(24c)는 정류 회로(16)로부터 정류 전압 V16을 취득한다. 콘덴서 전압 취득부(24d)는 콘덴서 C1, C2로부터 콘덴서의 양단의 전압을 취득한다. 피크 전압 특정부(24e)는, 취득한 정류 전압 V16으로부터 정류 전압 V16의 피크를 특정한다. 동시 온 제어부(24j)는 정류 전압 V16에 따라 동시 온의 타이밍을 쇼트 제어 신호 TST로서 특정한다. 또한 쇼트 제어 신호 TST에 대해서는 후술한다(도 12, 도 11을 참조).
인덕터 전류 특정부(24f)는, 취득된 콘덴서 C1, C2의 전압으로부터 인덕터 L1, L2로 흘려야 할, 목표로 되는 인덕터 전류를 특정한다. 인덕터 전압 특정부(24h)는, 특정된 인덕터 전류로부터 인덕터 L1, L2의 양단의 전압을 인덕터 전압으로서 특정한다. 게이트 제어부(24g)는, 특정된 인덕터 전압 및 쇼트 제어 신호 TST에 기초하여 스위칭 소자 T1 내지 T6, T7의 온·오프 타이밍을 특정하고, 그 특정 결과를 게이트 제어 신호 G1 내지 G6, G7로서 출력한다. 게이트 제어 신호 G1 내지 G6, G7은 스위칭 소자 T1 내지 T6, T7의 각 게이트에 공급되어 스위칭 소자 T1 내지 T6, T7의 온·오프를 제어한다. 스위칭 소자 T1 내지 T6, T7은 제어 회로(24)에 의하여 제어되며, 이하와 같이 동작한다.
도 11은, 강압 동작 시의 각 스위칭 소자의 동작의 일례를 나타내는 타이밍 차트이다. 도 12는, 승압 동작 시의 각 스위칭 소자의 동작의 일례를 나타내는 타이밍 차트이다. 도 11, 도 12에 있어서, 부호 T1s 내지 T6s, T7s로 나타나는 파형은 스위칭 소자 T1 내지 T6, T7의 동작 상태를 나타내고 있으며, 레벨 1로 온, 레벨 0으로 오프를 나타낸다. TST는 쇼트 제어 신호를 나타내고 있으며, 레벨 1일 때 상하측의 스위칭 소자를 동시에 온시키도록 제어하는 신호이다. 도 11, 도 12에 있어서, Car는 캐리어 신호를 나타내고 있다. 이 예에서는, 캐리어 신호 Car은 반복의 1주기가 20㎲(50㎑)인 삼각파이다.
도 11, 도 12의 예에서는, X상의 변조 신호 Mx가 캐리어 신호 Car을 넘어설 때. 스위칭 소자 T1이 온되고 스위칭 소자 T2가 오프된다. Y상의 변조 신호 My가 캐리어 신호 Car을 넘어설 때. 스위칭 소자 T3이 온되고 스위칭 소자 T4가 오프된다. Z상의 변조 신호 Mz가 캐리어 신호 Car을 넘어설 때. 스위칭 소자 T5가 온되고 스위칭 소자 T6이 오프된다. 도 12의 예에서는, 또한 쇼트 제어 신호 TST에 기초한 동시 온 동작이 가해진다.
강압 동작 시에 대하여 설명한다. 상하로 직렬 접속된 스위칭 소자 T1, T2는, 한쪽이 온일 때 다른 쪽은 오프되어 있고, 한쪽이 오프일 때 다른 쪽은 온되어 있다. 스위칭 소자 T3, T4는, 한쪽이 온일 때 다른 쪽은 오프되어 있고, 한쪽이 오프일 때 다른 쪽은 온되어 있다. 스위칭 소자 T5, T6은, 한쪽이 온일 때 다른 쪽은 오프되어 있고, 한쪽이 오프일 때 다른 쪽은 온되어 있다. 즉, 각 상의 상 암을 구성하는 상측 스위칭 소자 및 하측 스위칭 소자는, 한쪽이 온일 때 다른 쪽은 오프되도록 제어된다. 강압 동작 시에는, 쇼트 제어 신호 TST는 레벨 0으로 유지되며, 상하측의 스위칭 소자는 동시에 온되지 않도록 제어된다.
승압 동작 시에 대하여 설명한다. 스위칭 소자 T1, T2는, 화살표로 나타낸 바와 같이, 한쪽이 온일 때 다른 쪽이 동시에 온되는 기간이 마련된다. 스위칭 소자 T3, T4는, 화살표로 나타낸 바와 같이, 한쪽이 온일 때 다른 쪽이 동시에 온되는 기간이 마련된다. 스위칭 소자 T5, T6은, 화살표로 나타낸 바와 같이, 한쪽이 온일 때 다른 쪽이 동시에 온되는 기간이 마련된다. 즉, 각 상의 상 암을 구성하는 상측 스위칭 소자 및 하측 스위칭 소자에는, 한쪽이 온일 때 다른 쪽도 동시에 온되는 기간이 마련된다. 이와 같이 상하측의 스위칭 소자가 동시에 온되는 타이밍은 쇼트 제어 신호 TST에 의하여 제어된다. 승압 동작 시에는, 소정의 타이밍에 쇼트 제어 신호 TST는 레벨 1로 된다. 스위칭 소자 T7은 온 상태(T7s=1)로 유지된다.
다음으로, 이와 같이 구성된 실시 형태에 따른 AC-AC 컨버터 회로(100)의 작용·효과를 설명한다.
실시 형태에 따른 AC-AC 컨버터 회로(100)는, 교류 전압(V12)을 다른 교류 전압(V22)으로 변환하는 AC-AC 컨버터 회로(100)이며, 교류 전압(V12)을 정류하는 정류 회로(16)와, 다른 교류 전압(V22)을 생성하는 인버터 회로(22) 사이에 Z 소스 회로(20)가 마련되어 있다. 이 구성에 따르면, PFC 기능을 Z 소스 회로에 통합함으로써, 스위칭 소자 T8이나 다이오드 D8을 감소시킬 수 있기 때문에, 사용하는 반도체 소자의 수명에 기인하는 AC-AC 컨버터 회로(100)의 신뢰성의 저하를 억제할 수 있다. 또한 사용하는 반도체 소자를 삭감할 수 있기 때문에, AC-AC 컨버터 회로(100) 전체적으로 소형화가 용이해진다. 또한 Z 소스 회로(20)가 정류 전압 V16의 맥동을 억제함으로써, 대형의 평활 콘덴서 C8을 소형의 것으로 치환하거나 없애거나 할 수 있으므로, AC-AC 컨버터 회로(100) 전체적으로 소형화가 가능해진다.
실시 형태에 따른 AC-AC 컨버터 회로(100)에서는, 정류 회로(16)와 Z 소스 회로(20) 사이에 강압 회로(18)가 마련되어 있다. 이 구성에 따르면, 강압 회로(18)에 의하여 정류 전압 V16의 피크를 억제하여 Z 소스 회로(20)의 공급 전압 V20의 전압과 그 맥동을 저감시키고, AC-AC 컨버터 회로(100) 전체적으로 소형화할 수 있다. 인버터 회로(22)의 인가 전압을 저감시킬 수 있기 때문에, 각 소자의 부하를 저감시키고, 발열을 저감시킬 수 있으므로, 인버터 회로(22)의 방열용 부재를 소형화하여, AC-AC 컨버터 회로(100) 전체적으로 소형화할 수 있다.
실시 형태에 따른 AC-AC 컨버터 회로(100)에서는, 인버터 회로(22)는, 서로 직렬 접속된 제1 스위칭 소자(T1, T3, T5) 및 제2 스위칭 소자(T2, T4, T6)을 포함하며, 다른 교류 전압(V22)을 생성하기 위하여 제1 스위칭 소자(T2, T4, T6)가 온되어 있을 때, 제2 스위칭 소자(T2, T4, T6)가 온되는 기간이 마련되어 있다. 이 구성에 따르면, 제2 스위칭 소자(T2, T4, T6)가 온되는 기간이 마련됨으로써, Z 소스 회로(20)의 인덕터 L1, L2로 하여금 승압 동작을 하게 하여, 정류 전압 V16의 딥을 완화하여, Z 소스 회로(20)의 공급 전압 V20의 변동을 억제할 수 있다.
이상, 본 발명의 실시 형태에 기초하여 설명하였다. 이 실시 형태는 예시이며, 다양한 변형 및 변경이 본 발명의 특허 청구의 범위 내에서 가능한 것, 또한 그러한 변형예 및 변경도 본 발명의 특허 청구의 범위에 있음은 당업자에게 이해되는 바이다. 따라서 본 명세서에서의 기술 및 도면은 한정적은 아니고 예증적으로 취급되어야 할 것이다.
이하, 변형예에 대하여 설명한다. 변형예의 도면 및 설명에서는, 실시 형태와 동일 또는 동등한 구성 요소, 부재에는 동일한 번호를 붙인다. 실시 형태와 중복되는 설명을 적당히 생략하고, 실시 형태와 다른 구성에 대하여 중점적으로 설명한다.
(제1 변형예)
실시 형태의 설명에서는, 교류 전압을 정류하는 정류 회로(16)와, 다른 교류 전압을 생성하는 인버터 회로(22) 사이에 Z 소스 회로(20)를 마련하였지만, 본 발명은 이에 한하지 않는다. 예를 들어 Z 소스 회로의 대체로서, 어떠한 임피던스 네트워크 회로를 마련해도 된다. 이와 같은 임피던스 네트워크 회로로서는 일례로서 T 소스 회로와 Γ 소스 회로를 들 수 있다. 본 발명의 AC-AC 컨버터는 Z 소스 회로(20) 대신, 정류 회로(16)와 인버터 회로(22) 사이에 T 소스 회로(20(B)) 또는 Γ 소스 회로(20(C))가 마련되어도 된다. 도 13은, 제1 변형예에 따른 T 소스 회로(20(B))와 Γ 소스 회로(20(C))의 일례를 나타내는 회로도이다. 도 13의 (a)는, T 소스 회로(20(B))의 일례를 나타내고, 도 13의 (b)는, Γ 소스 회로(20(C))의 일례를 나타낸다. 이하, 도 1도 참조하면서 T 소스 회로(20(B))와 Γ 소스 회로(20(C))의 구성과 동작을 설명한다.
T 소스 회로(20(B))는, 인덕터 L1(B), L2(B)와, 콘덴서 C1(B)를 포함한다. 인덕터 L1(B), L2(B)는 서로 자기적으로 결합되어 있으며, 상호 작용을 생기게 한다. T 소스 회로(20(B))의 입력은 강압 회로(18)의 출력에 접속된다. T 소스 회로(20(B))의 출력은 인버터 회로(22)의 입력에 접속된다. 인덕터 L1(B)의 입력 단은 T 소스 회로(20(B))의 플러스측의 입력 단에 접속된다. 인덕터 L1(B)의 출력 단은 인덕터 L2(B)의 입력 단에 접속된다. 인덕터 L2(B)의 출력 단은 T 소스 회로(20(B))의 플러스측의 출력 단에 접속된다. 콘덴서 C1(B)의 플러스 단은 인덕터 L1(B)의 출력 단에 접속된다. 콘덴서 C1(B)의 마이너스 단은 T 소스 회로(20(B))의 마이너스측의 입력 단에 접속된다. T 소스 회로(20(B))의 마이너스측의 출력 단은 T 소스 회로(20(B))의 마이너스측의 입력 단에 접속된다.
Γ 소스 회로(20(C))는 인덕터 L1(C), L2(C)와, 콘덴서 C1(C)를 포함한다. 인덕터 L1(C), L2(C)는 서로 자기적으로 결합되어 있어서 상호 작용을 생기게 한다. Γ 소스 회로(20(C))의 입력은 강압 회로(18)의 출력에 접속된다. Γ 소스 회로(20(C))의 출력은 인버터 회로(22)의 입력에 접속된다. 인덕터 L2(C)의 입력 단은 Γ 소스 회로(20(C))의 입력 단에 접속된다. 인덕터 L2(C)의 출력 단은 Γ 소스 회로(20(C))의 플러스측의 출력 단에 접속된다. 인덕터 L1(C)의 입력 단은 Γ 소스 회로(20(C))의 입력 단에 접속된다. 인덕터 L1(C)의 출력 단은 콘덴서 C1(C)의 플러스 단에 접속된다. 콘덴서 C1(C)의 마이너스 단은 Γ 소스 회로(20(C))의 마이너스측의 입력 단에 접속된다. Γ 소스 회로(20(C))의 마이너스측의 출력 단은 Γ 소스 회로(20(C))의 마이너스측의 입력 단에 접속된다.
제1 변형예에서는, Z 소스 회로(20) 대신, T 소스 회로(20(B)) 또는 Γ 소스 회로(20(C))가 정류 회로(16)와 인버터 회로(22) 사이에 마련되어 있다. 이 구성에 따르면, 실시 형태에 따른 AC-AC 컨버터 회로(100)와 마찬가지의 작용 효과를 발휘한다.
(제2 변형예)
실시 형태의 설명에서는, 다이오드 D1 내지 D5이 일 방향으로 통전 가능한 반도체 다이오드인 예에 대하여 설명하였지만, 이에 한하지 않는다. 다이오드 D1 내지 D5의 전부 또는 일부는, MOSFET와 같이 역방향으로 통전 가능한 스위칭 소자로 치환되어도 된다. 이 변형예는, 실시 형태에 따른 AC-AC 컨버터 회로(100)와 마찬가지의 작용 효과를 발휘한다.
(제3 변형예)
실시 형태의 설명에서는, 스위칭 소자 T1 내지 T7이 n형 MOSFET인 예에 대하여 설명하였지만, 이에 한하지 않는다. 스위칭 소자 T1 내지 T6, T7의 종류는 특별히 한정되지 않으며 바이폴라 트랜지스터, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor), SiC 디바이스, GaN 디바이스 등의 공지된 각종 스위칭 소자를 적용할 수 있다. 이 변형예는, 실시 형태에 따른 AC-AC 컨버터 회로(100)와 마찬가지의 작용 효과를 발휘한다.
전술에서 설명한 실시 형태에서는, AC-AC 컨버터 회로의 전압을 제어하기 위한 동작은 강압 동작과 승압 동작만을 포함하는 것이었다. 그러나 본 발명은 이에 한하지 않는다. 예를 들어 본 발명의 일 실시 형태의 AC-AC 컨버터 회로는, 전술한 강압 동작과 승압 동작에 더해, 입력 전압 vG가 0의 근방에서 승강압 동작을 행하는 것을 더 포함해도 된다. 이하, 전술한 강압 동작과 승압 동작에 대하여 보다상세한 설명을 행한 후, 승강압 동작에 대하여 설명한다.
맨 처음에, 도 8의 등가 회로(80)의 동작 상태를, 스위칭 소자 T7, T30의 온/오프 상태에 따라 제1 동작 모드, 제2 동작 모드, 제3 동작 모드의 3개의 모드로 분류한다. 이하, 제1 동작 모드, 제2 동작 모드, 제3 동작 모드를 각각 「액티브 모드」, 「강압 모드」, 「승압 모드」라 칭하는 경우도 있다. 또한 스위칭 소자 T7, T30을 각각 「강압 회로용 스위칭 소자」, 「인버터 회로용 스위칭 소자」라 칭하는 경우도 있다.
강압 회로용 스위칭 소자 T7이 온, 인버터 회로용 스위칭 소자 T30이 오프일 때, 등가 회로(80)는 액티브 모드에 있다고 정의한다.
도 14에, 액티브 모드에 있을 때의 등가 회로(80)를 나타낸다.
다이오드 D28에서는, 애노드에 정의 입력 전압 vG가 인가된다. 따라서 강압 회로용 스위칭 소자 T7로는 정의 입력 전류 iT7, 1이 흐른다(아랫첨자의 좌측의 「T7」은 스위칭 소자 T7을 나타내고 아랫첨자의 우측의 「1」은 제1 동작 모드(액티브 모드)를 나타냄. 이하 마찬가지임). 한편 다이오드 D5는, 캐소드에 정의 입력 전압 vG가 인가되기 때문에 전류가 흐르지 않는다.
입력 전류 iT7, 1은 둘로 분기되어, 한쪽은 콘덴서 C1에 입력할 전류 iC, 1로 되고, 다른 쪽은 인덕터 L1을 흐르는 전류 iL, 1로 된다(본래라면 콘덴서 C1에 입력할 전류 iC1, 1과 콘덴서 C2에 입력할 전류 iC2, 1은 구별하여 표기해야 하지만, iC1, 1=iC2, 1임은 명확하기 때문에 iC1, 1과 iC2, 1을 통틀어 iC, 1이라 약기함. 마찬가지로, 본래라면 인덕터 L1을 흐르는 전류 iL1, 1과 인덕터 L2를 흐르는 전류 iL2, 1은 구별하여 표기해야 하지만, iL1, 1=iL2, 1임은 명확하기 때문에, iL1, 1과 iL2, 1을 통틀어 iL, 1이라 약기함). 즉,
Figure pct00001
인덕터 L1을 흐른 전류 iL, 1은 둘로 분기되어, 한쪽은 콘덴서 C2에 입력할 전류 iC, 1로 되고, 다른 쪽은 출력 전류 iQ, 1로 된다. 즉,
Figure pct00002
상기 2개의 식으로부터 인덕터 전류 iL, 1은 이하와 같이 산출된다.
Figure pct00003
여기서, 입력 전류 iT7, 1은 정이기 때문에,
Figure pct00004
임을 알 수 있다. 여기서, IQ는 출력 피크 전류이다.
즉, 인덕터 전류 iL, 1은 항시 출력 피크 전류 IQ의 1/2 이상이다.
도 14에 나타난 바와 같이, 입력 전압 vG는, 콘덴서 C1에 인가되는 전압 vC, 1과, 인덕터 L1에 인가되는 전압 vL, 1의 합이기 때문에, 이하의 식이 성립한다.
Figure pct00005
또한 출력 전압 vPN, 1은, 콘덴서 C2에 인가되는 전압(커패시터 전압) vC, 1과, 인덕터 L2에 인가되는 전압 VL, 1의 합이기 때문에, 이하의 식이 성립한다.
Figure pct00006
따라서,
Figure pct00007
로 된다.
여기서, 다이오드 D28이 있음으로써 출력 전압 vPN, 1은 항시 정이다. 따라서,
Figure pct00008
임을 알 수 있다. 여기서, VG는 입력 피크 전압이다.
즉, 커패시터 전압 vC, 1은 입력 피크 전압 VG의 1/2보다 항시 크다.
강압 회로용 스위칭 소자 T7이 오프, 인버터 회로용 스위칭 소자 T30이 오프일 때, 등가 회로(80)는 강압 모드의 상태에 있다고 정의한다.
도 15에, 강압 모드에 있을 때의 등가 회로(80)를 나타낸다.
강압 회로용 스위칭 소자 T7이 오프이기 때문에 강압 회로용 스위칭 소자 T7에는 입력 전류 iT7, 2가 흐르지 않는다. 즉,
Figure pct00009
다이오드 D5에는 정의 전류 iD5, 2가 흐른다. 즉,
Figure pct00010
도 15에 있어서, 다이오드 D5보다 우측의 회로 구성은 도 11과 마찬가지이기 때문에 액티브 모드의 경우와 마찬가지의 논의에 의하여,
Figure pct00011
임을 알 수 있다.
식 (11)(12)로부터 인덕터 전류 iL1, 2는 이하와 같이 산출된다.
Figure pct00012
여기서, 다이오드 전류 iD5, 2는 정이기 때문에,
Figure pct00013
임을 알 수 있다.
즉, 인덕터 전류 iL, 2는 항시 출력 피크 전류 IQ의 1/2 이상이다.
다이오드 D5에 인가되는 전압 vD5, 2는, 콘덴서 C1에 인가되는 전압 vC, 2와, 인덕터 L1에 인가되는 전압 vL, 2의 합이며, 이 값은 0으로 된다.
Figure pct00014
즉, vL, 2=-vC, 2로 된다. 이는, 커패시터 전압과 크기가 동일하고 역부호의 전압이 인덕터에 인가되는 것을 의미한다.
또한 출력 전압 vPN, 2는,
Figure pct00015
로 됨을 알 수 있다.
인버터 회로용 스위칭 소자 T30이 온일 때, 등가 회로(80)는 승압 모드의 상태에 있다고 정의한다. 이때, 강압 회로용 스위칭 소자 T7은 온, 오프 중 어느 것이어도 된다.
도 16에, 승압 모드에 있을 때의 등가 회로(80)를 나타낸다.
인버터 회로용 스위칭 소자 T30이 온이기 때문에, 전류는 쌍방향 전원(32)의 앞쪽에서 인버터 회로용 스위칭 소자 T30을 슈트 스루하고, 출력 전압 vPN, 3은 0으로 된다. 따라서 이때, 모터 등의 부하에는 전력이 공급되지 않는다. 즉,
Figure pct00016
으로 된다.
식 (17)로부터 vL, 3=vC, 3로 됨을 알 수 있다. 이는, 커패시터 전압과 크기가 동일하며, 동일한 부호의 전압이 인덕터에 인가되는 것을 의미한다.
다이오드 D5에 인가되는 전압 vD5, 3은 이하와 같이 산출된다.
Figure pct00017
이와 같이 다이오드 D5는, 캐소드에 2개의 콘덴서로부터의 정의 입력 전압 vG가 인가되기 때문에, 다이오드 D5에는 전류가 흐르지 않는다.
또한 「커패시터 전압 vC, 3이 입력 피크 전압 VG의 1/2보다 항시 크다」라는 조건, 즉,
Figure pct00018
가 만족되고 있는 한, vD5, 3>|vG|가 성립하기 때문에, 가령 강압 회로용 스위칭 소자 T7이 온으로 되어 있더라도 강압 회로용 스위칭 소자 T7에는 전류가 흐르지 않는다.
이상의 설명으로부터 알 수 있는 바와 같이, 승압 모드에서는, 전류로는 Z 소스 회로에만 형성된다.
여기서, 전술한 실시 형태, 즉, AC-AC 컨버터 회로의 전압을 제어하기 위한 동작으로서, 강압 동작과 승압 동작만을 포함하는 것에 대하여 설명한다.
강압 동작 시에는, 인버터 회로용 스위칭 소자 T30이 오프 상태로 유지되고, 강압 회로용 스위칭 소자 T7이, 온과 오프를 주기적으로 반복하는 스위칭 동작을 행하도록 제어된다. 달리 말하면, 강압 동작 시에는, 액티브 모드와 강압 모드가 주기적으로 반복하여 사용되도록 제어가 이루어진다.
한편 승압 동작 시에는, 강압 회로용 스위칭 소자 T7이 온 상태로 유지되고, 인버터 회로용 스위칭 소자 T30이, 온과 오프를 주기적으로 반복하는 스위칭 동작을 행하도록 제어된다. 달리 말하면, 승압 동작 시에는, 액티브 모드와 승압 모드가 주기적으로 반복하여 사용되도록 제어가 이루어진다.
1스위칭 주기 TSW 동안에 액티브 모드가 사용되는 시간의 비율을 dA, 강압 모드가 사용되는 시간의 비율을 d0, 승압 모드가 사용되는 시간의 비율을 dB라 한다(이하, dA, d0, dB를 듀티라 칭하는 경우도 있음). 즉, 1스위칭 주기 TSW 동안에 각 모드가 사용되는 시간은 이하와 같다.
강압 동작 시에는, 액티브 모드가 사용되는 시간 tA는 tA=dA·TSW, 강압 모드가 사용되는 시간 t0은 t0=d0·TSW, 단, dA+d0=1, dB=0이다.
승압 동작 시에는, 액티브 모드가 사용되는 시간 tA는 tA=dA·TSW, 승압 모드가 사용되는 시간 tB는 tB=dB·TSW, 단, dA+dB=1, d0=0이다.
이들 각 모드의 듀티 dA, d0, dB의 값을 바꿈으로써 출력 전압 vPN을 제어할 수 있다.
이상의 결과를 정상 상태의 스위칭 주기로 평균화하면 이하의 회로 모델이 구해진다(<>는 평균값을 나타냄).
Figure pct00019
이상의 설명에 기초하여, 본 발명의 AC-AC 컨버터 장치의 전압 제어에 강압 동작과 승압 동작만이 포함되는 실시 형태에 있어서의 최적의 듀티의 산출 방법에 대하여 설명한다.
먼저, 각 모드의 듀티 dA, d0, dB를, 회로가 정상 상태에 있을 때의 듀티 DA, D0, DB와, 정상 상태로부터의 미소 변동 d'A, d'0, d'B의 합으로서 나타낸다. 즉,
Figure pct00020
맨 처음에, 회로가 정상 상태에 있을 때의 듀티 DA, D0, DB를 산출한다.
일반적으로 AC-AC 컨버터 장치에서는, 인덕터에서 발생하는 줄 열 등에 의한에너지 손실을 회피하기 위하여, 인덕터 전류 iL이 가능한 한 작아지도록 억제하는 것이 바람직하다. 즉, 인덕터 전류 iL을 최소화함으로써 장치의 효율을 최대화할 수 있다. 그래서, 주어진 구속 조건을 만족시키는 범위에서 iL을 최소화하는 듀티를 정하는 것을 목표로 한다.
먼저, 평균 인덕터 전압 <vL>가 0인 것으로부터, 식 (20)(21)로부터 평균 출력 전압 <vPN>가 구해진다.
Figure pct00021
단, 식 (8)(19)로부터
Figure pct00022
를 만족시킬 필요가 있다.
다음으로 입력 전압 |vG|와 출력 전압 <vPN>의 비로 변조율 m을 정의하면, 식 (27)에 의하여 m은 이하와 같이 나타난다.
Figure pct00023
단, |vG|>0 및 식 (8)의 조건으로부터
Figure pct00024
을 만족시킬 필요가 있다.
여기서, 식 (23)으로부터
Figure pct00025
이것으로부터, 액티브 모드의 듀티 DA가 크면 클수록 인덕터 전류 iL의 값이 작아진다는 것을 알 수 있다.
입력 전압이 출력 전압 이상일 때(즉, 1≤m≤2일 때)는, 강압 동작을 행하기 위하여
Figure pct00026
로 된다(아랫첨자의 우측의 BU는 강압(Buck)을 나타냄).
이때, 식 (32)로 나타나는 dA, BU가, 1≤m≤2에 있어서의 DA, BU의 최댓값으로 된다.
입력 전압이 출력 전압 이하일 때(즉, 0≤m≤1의 때)는, 승압 동작을 행하기 위하여
Figure pct00027
로 된다(아랫첨자의 우측의 BO는 승압(Boost)을 나타냄).
이때, 식 (35)로 나타나는 DA, BO가, 0≤m≤1에 있어서의 DA, BO의 최댓값으로 된다. 또한 식 (32)과 식 (35)는 합쳐 이하의 식으로 나타낼 수 있다.
Figure pct00028
단, min()는, () 내의 작은 쪽의 값을 취하는 것을 나타낸다.
이상 설명한 바와 같이, AC-AC 컨버터 장치의 전압 제어에 강압 동작과 승압 동작이 포함되는 경우, 식 (32)(33)(34)(35)(36)(37)에 의하여 각 듀티를 정함으로써 인덕터 전류 iL을 최소로 할 수 있다.
이상으로, 본 발명의 AC-AC 컨버터 장치의 전압 제어에 강압 동작과 승압 동작만이 포함되는 실시 형태에 있어서의 최적의 듀티의 산출 방법의 설명을 종료한다.
여기서, 전술한 바와 같이, AC-AC 컨버터 장치가 정상적으로 동작하기 위해서는, 인덕터 전류 iL이 피크 전류 IQ의 1/2 이상이어야만 한다는 점에 유의할 필요가 있다. 즉,
Figure pct00029
이다.
도 17에, 강압 동작과 승압 동작을 이용하여 제어를 행하였을 때의 입력 전류 iG와 인덕터 전류 iL을 나타낸다.
강압 동작과 승압 동작에 있어서의 듀티 DA, BU, DB, BU, D0, BU, DA, B0, DB, BO, D0, B0은 각각 식 (32)(33)(33)(34)(35)(36)에 의하여 정하였다. 강압 동작과 승압 동작만을 이용하여 제어를 행한 경우, 도 17에 나타난 바와 같이, iG=0의 근방에서 입력 전류 iG에 사인파형으로부터의 흐트러짐이 생기고 있음을 알 수 있다. 즉, 이 경우, 입력 전류 iG가, 0의 근방에서는 목적으로 하는 역률=1의 제어를 실현할 수 없다. 본 발명자들은, 이것이, 강압 동작과 승압 동작만에 의한 제어에서는, 입력 전류 iG가, 0의 근방에서 식 (38)의 조건이 만족되지 않는 것에 기인하는 것을 인식하였다.
본 발명자들은 추가적인 검토를 행한 결과, 강압 동작과 승압 동작만에 의한 제어에 더해, 입력 전압 vG가, 0의 근방에서 승강압 동작에 의한 제어를 행함으로써, 상기 과제를 해결할 수 있음을 깨달았다.
전술한 바와 같이, 강압 동작 시에는 액티브 모드와 강압 모드만이 사용된다. 즉,
Figure pct00030
이다.
또한 승압 동작 시에는 액티브 모드와 승압 모드만이 사용된다. 즉,
Figure pct00031
이다.
이에 비해, 승강압 동작에서는 액티브 모드, 강압 모드 및 승압 모드의 3개의 모드가 사용된다. 즉,
Figure pct00032
이다(아랫첨자의 우측의 BB는 승강압(Buck-Boost)을 나타냄).
다음으로, 승강압 동작을 도입하였을 때의 최적의 듀티의 산출 방법에 대하여 설명한다.
전술한 바와 같이, 승강압 동작은, 입력 전압 vG가, 0의 근방에서도 식 (38)의 조건이 성립하는 것을 보증하는 데 있다. 식 (23)에 있어서, 액티브 모드의 듀티 DA를 승강압 동작 시의 액티브 모드의 듀티 DA, BB로 치환한 것을
Figure pct00033
로 둔다.
이것으로부터,
Figure pct00034
로 된다.
여기서, 식 (38)이 성립하고 있다고 하고 iL=(1/2)·IQ로 둔다(IQ는 출력 피크 전류). 따라서 승강압 동작 시의 액티브 모드의 듀티 DA, BB는,
Figure pct00035
로 된다.
변조율 m에 의존한 DA, BB를 얻기 위하여, 이하와 같이 정의되는 상수 k를 도입한다.
Figure pct00036
로 두면,
Figure pct00037
로 나타난다.
단,
Figure pct00038
이 성립한다.
여기서, PM은 출력 전력, M은 인버터 변조율이다.
즉,
Figure pct00039
로 정의한다.
이상으로부터, 최적의 듀티는 이하와 같이 산출된다.
Figure pct00040
여기서, 식 (52) 대신, 승강압 동작 시의 액티브 모드의 듀티 DA, BB를 이하의 범위에서 규정해도 된다.
Figure pct00041
DA, BB를 식 (58)로 정해지는 범위에서 규정함으로써, 본 기술 분야에 있어서의 규격으로 정해지는 허용 왜율을 포함하는 범위를 커버할 수 있다.
식 (56)로 나타낸 바와 같이, 인덕터 전류 iL을 최소화하기 위해서는, 정상 상태에 있어서의 액티브 모드의 최적의 듀티 DA는, DA, BU/BO와 DA, BB 중 작은 쪽의 값을 취한다. 또한 식 (52)로 나타낸 바와 같이, 승강압 동작 시의 액티브 모드의 최적의 듀티 DA, BB는, 변조율 m에 비례한 값으로 된다. 이때의 비례 계수 k는 식 (55)에 의하여 정해진다. 정상 상태의 듀티 DA, BU/BO는, 강압 동작 시와 승압 동작 시에 있어서 유효하며, 강압 동작 시에 있어서의 액티브 모드의 듀티 DA, BU의 최솟값과 관련되는 승압 동작 시에 있어서의 액티브 모드의 듀티 DA, BO로 구해진다. 이 동작 모드들은 계수 k에 의하여 정해진다.
동작 모드의 일례로서, 도 18의 (a)에, k=k1<1일 때의 동작 모드를 나타낸다.
동작 모드의 다른 예로서, 도 18의 (b)에, k=k2>1일 때의 동작 모드를 나타낸다.
도 18의 (a)에 나타난 바와 같이, k=k1에서는 승강압 동작(BB)과 강압 동작(BU)만이 이용된다.
또한 도 18의 (b)에 나타난 바와 같이, k=k2에서는 승강압 동작(BB)과 강압 동작(BU)과 승압 동작(BO)이 이용된다.
도 19에, 상술한 방법에 기초하여, 인덕터 전류 iL을 최소로 하는 제어를 실행한 결과를 나타낸다.
정류된 입력 전압 |vG|와 출력 전압 <vPN>(=커패시터 전압 <vC>)로부터, 정상 상태에 있어서의 액티브 모드의 듀티 DA, BU, DA, BO, DA, BU/BO를 구함으로써, 최적의 DA, DB를 얻을 수 있다. 그 결과, 도 19에 나타난 바와 같이, 완전히 정류된 입력 전류 <iTA>와 인덕터 전류 iL이 입력 전력의 1주기 동안에 얻어지는 것을 알 수 있다.
다음으로 식 (24)(25)(26)에 있어서의, 각 모드의 듀티의 정상 상태로부터의 미소 변동 d'A, d'0, d'B를 구한다.
식 (24)(25)을 식 (21)에 대입하고 정상 상태로부터의 변동분을 취출하면, 이하의 식이 얻어진다.
Figure pct00042
단, vL'은, 인덕터 전압 vL의 정상 상태로부터의 변동을 나타낸다.
강압 동작 시에는 슈트 스루 때문에 d0, BU=0이다. 또한 D0, BU=0인 점에서 d'0, BU=0임을 알 수 있다.
승압 동작 시에는 d0, BO=0, dA, BO+dB, BO=1로부터 d'A, BO=-d'B, BO로 된다.
승강압 동작 시에는, d0, BB는 인덕터 전류 iL을 최소로 하는 값으로서 결정된다. 따라서 dA, BB의 정상 상태로부터의 변동 d'A, BB는 발생하지 않고, dB, BB의 정상 상태로부터의 변동 d'B, BB만이 발생한다.
이상의 결과는 정리하여 이하와 같은 벡터 형식으로 나타낼 수 있다.
Figure pct00043
전술한 방법으로 산출한 듀티를, 스위치 제어를 위한 스위치 신호로 변환하는 방법을, 이하에서 상세히 설명한다. 이하에 기재한 바와 같이, 출력 전압을 적확하게 시간 제어하여 변화시킴으로써, 스칭 신호의 PWM 캐리어 파형을 시간축에 대하여 비대칭으로 할 수 있다. 이것에 의하여 쇼트 기간을 적확하게 분배할 수 있다.
각 모드의 듀티 dA, d0, dB와 인버터 듀티 dU, dV, dW는 실제의 트랜지스터 스위치의 제어 신호 SA, S1, S2, S3, S4, S5, S6으로 변환된다.
처음에, 일정 DC 링크 전압을 사용한, 비교예에 따른 컨버터의 동작에 대하여 설명한다.
도 20의 (a)에, 비교예에 따른 컨버터의 캐리어 신호를 나타낸다.
도 20의 (b)에, 비교예에 따른 컨버터의 U상 전압 파형을 나타낸다.
도 20의 (a)에 나타난 바와 같이, 1스위칭 기간 내의 스위치 신호와 각 상의상전압 파형은, 좌우 대칭의 형상의 삼각 캐리어 파형(PWM 캐리어)과, 인버터 듀티 dU, dV, dW의 비교에 의하여 구해진다.
도 20의 (b)는 U상의 상전압 파형을 나타내지만, V상, W상에 대해서도 마찬가지이다.
도 20의 (b)에 나타난 바와 같이, 캐리어 파형이 dX보다 작을 때(단, X∈{U, V, W}, 각 상전압 vXN은 DC 링크 전압 VDC로 된다.
즉, 이 경우,
Figure pct00044
이다.
그 이외의 상 출력은 0으로 된다.
달리 말하면, 평균 X상 전압 <vXN>는 vDC·dX로 된다.
Figure pct00045
비교예에 따른 컨버터에서는 일정한 DC 링크 전압을 이용하였다. 이에 비해, 본 발명에 따른 인버터에서는 출력 전압 vPN이 동작 모드에 따라 변화된다.
본 발명에 따른 인버터에 있어서도, 동일한 평균 상전압의 출력을 얻을 필요가 있다.
이를 실현하기 위한 방법으로서 이하의 두 방법을 생각할 수 있다.
(방법 1)
슈트 스루의 시의 출력 전압 vPN은 0이다. 이 때문에, 평균 U상 상전 <vUN>는, 액티브 모드(즉, vPN, 1=2·vC-|vG|)와 강압 모드(vPN, 1=2·vC) 사이에 얻을 필요가 있다.
방법 1은, PWM 캐리어 파형을 비대칭화함으로써 이를 실현하는 것이다. 구체적으로는, 모드의 상태에 따라 캐리어 파형을 이하와 같이 변경한다.
액티브 모드의 사이(tA=dA·TSW): 0에서 1로 변화
강압 모드의 사이(t0=d0·TSW): 0에서 1로 변화
승압 모드(슈트 스루)(tB=dB·TSW): 0을 유지
도 21의 (a)에, 방법 1에 따른 컨버터의 캐리어 신호를 나타낸다.
도 21의 (b)에, 방법 1에 따른 컨버터의 U상 전압 파형을 나타낸다.
방법 1의 이점은, 종래와 같은 듀티를 사용할 수 있다는 점에 있다.
즉,
Figure pct00046
로 된다.
이것에 의하여 평균 상전압은 이하와 같이 산출된다.
Figure pct00047
Figure pct00048
(방법 2)
방법 2는 슈트 스루 기간(tB=dB·TSW)의 스위칭을 통합하는 것이다.
종래의 스위칭 수순에서는, 한쪽 하프 브리지가 턴 온되기 전에 다른 쪽이 반드시 턴오프되는 데드 타임 기간이 마련되어 있다.
방법 2에서는, 양쪽 하프 브리지가 턴 온되는 슈트 스루 기간 tSH를 데드 타임 기간에 마련한다. 달리 말하면, 슈트 스루 기간을 스위칭 수순에 통합한다. 따라서 스위치 횟수가 증가하는 일은 없다.
하프 브리지의 상하의 듀티 dH, dL은 이하의 관계를 만족시킨다.
Figure pct00049
슈트 스루 기간(tB=dB·TSW)을 이하와 같이 액티브 모드와 강압 모드에 비례 분배한다.
Figure pct00050
또한,
Figure pct00051
이 성립한다.
이것으로부터
Figure pct00052
가 얻어진다.
각 상(즉, U, V, W의 3상)에서 액티브 모드와 강압 모드 사이에 양 슈트 스루 기간을 나눈다.
즉,
Figure pct00053
먼저, 이하와 같은 비대칭의 PWM 캐리어 파형을 구한다.
액티브 모드 동안(tA, N=dAN·TSW): 0에서 1로 변화
강압 모드 동안(t0, N=d0N·TSW): 0에서 1로 변화
승압 모드(슈트 스루)(tB=dB·TSW): 0을 유지
이것에 의하여, 슈트 스루 기간 tSH, A와 tSH, 0은, 각 하프 브리지 x∈{a, b, c}의 하이 사이드 스위치의 듀티 dx, H와, 로우 사이드 스위치의 듀티 dx, L 사이의 듀티 사이클의 차 tSH=(1/3)·dB를 실현할 수 있다.
Figure pct00054
단, x∈{a, b, c}
최소 듀티의 하프 브리지 출력 da, 중간 듀티의 하프 브리지 출력 db, 최대 듀티의 하프 브리지 출력 dc는 각각 이하와 같다.
Figure pct00055
단, min()는, () 내의 최솟값을 취하는 것을 나타내고, mid()는, () 내의 중간값을 취하는 것을 나타내며, max()는, () 내의 최댓값을 취하는 것을 나타낸다.
하이 및 로우 사이드 스위치의 듀티 dx, H 및 dx, L을 산출하기 위해서는, 어느 상의 슈트 스루 기간이 다른 상의 온 시간에 영향을 미치는 것을 고려할 필요가 있다.
슈트 스루 기간 중에는 DC 링크 전압이 0(출력 전압이 0)으로 되는 점에 유의하기 바란다.
그 때문에, 먼저 dU, dV, dW의 최소 듀티 da, L을 구한다.
Figure pct00056
인 점에 유의하면, 이는,
Figure pct00057
의 계수로부터 구할 수 있다.
따라서,
Figure pct00058
로 된다.
또한 하이 사이드 듀티 da, H는,
Figure pct00059
로 된다.
도 22의 (a)에, 방법 2에 따른 컨버터의 캐리어 신호를 나타낸다.
도 22의 (b)에, 방법 2에 따른 컨버터의 U상 전압 파형을 나타낸다.
마찬가지로 2상째, 3상째의 하이 사이드와 로우 사이드의 듀티는, 전 상과의 관계로부터 이하와 같이 산출된다.
Figure pct00060
이상 설명한 바와 같이 본 실시예에서는, 스칭 신호의 PWM 캐리어 파형이 시간축에 대하여 비대칭으로 된다. 이것에 의하여, 쇼트 스루 기간을 적확하게 분배할 수 있다. 따라서 Z 소스 회로의 인덕터 전류 립을 삭감하여 시스템 전체의 손실을 최소화할 수 있다.
본 발명의 일 실시 형태에서는, AC-AC 컨버터 회로는, 상기 강압 회로와 상기 인버터 회로를 제어하는 제어 회로를 포함한다. 강압 회로는 강압 회로용 스위칭 소자를 포함한다. 인버터 회로는 인버터 회로용 스위칭 소자를 포함한다. 제어 회로는, 강압 회로용 스위칭 소자가 온이고 상기 인버터 회로용 스위칭 소자가 오프인 제1 동작 모드와, 강압 회로용 스위칭 소자가 오프이고 상기 인버터 회로용 스위칭 소자가 오프인 제2 동작 모드와, 인버터 회로용 스위칭 소자가 온인 제3 동작 모드를 사용하여 제어를 행하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 추가적인 실시 형태에서는, 제어 회로는, 입력 전압을 vG, 커패시터 전압을 vc, 평균 출력 전압을 vPN, 변조율을 m=|vG|/vPN이라 하였을 때, 제3 동작 모드의 듀티 D3, 제1 파라미터 M, 제2 파라미터 cosφ가 이하의 식을 만족시키도록 제어를 행하는 것을 특징으로 한다.
Figure pct00061
본 발명의 추가적인 실시 형태에서는, 제어 회로는, 제3 동작 모드의 듀티 D3이 이하의 식을 만족시키도록 제어를 행하는 것을 특징으로 한다.
Figure pct00062
본 발명의 추가적인 실시 형태에서는, 스칭 신호의 PWM 캐리어 파형은 시간축에 대하여 비대칭이다.
본 발명은, 교류 전원으로부터의 전력을 교류 전력으로 변환하는 AC-AC 컨버터 회로에 관한 것이며, 전력 산업에 이용 가능하다.
100: AC-AC 컨버터 회로
6: 모터
12: 단상 전원
14: 필터
16: 정류 회로
18: 강압 회로
20: Z 소스 회로
22: 인버터 회로
24: 제어 회로
C1, C2: 콘덴서
D1-D5: 다이오드
T1-T7: 스위칭 소자
L1, L2, L3: 인덕터

Claims (8)

  1. 교류 전압을 다른 교류 전압으로 변환하는 AC-AC 컨버터 회로이며,
    상기 교류 전압을 정류하는 정류 회로와, 상기 다른 교류 전압을 생성하는 인버터 회로 사이에 Z 소스 회로가 마련되어 있는 것을 특징으로 하는 AC-AC 컨버터 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 정류 회로와 상기 Z 소스 회로 사이에 강압 회로가 마련되어 있는 것을 특징으로 하는 AC-AC 컨버터 회로.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 Z 소스 회로 대신 T 소스 회로 또는 Γ 소스 회로가 상기 정류 회로와 상기 인버터 회로 사이에 마련되어 있는 것을 특징으로 하는 AC-AC 컨버터 회로.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 인버터 회로는, 서로 직렬 접속된 제1 스위칭 소자 및 제2 스위칭 소자를 포함하고,
    상기 다른 교류 전압을 생성하기 위하여 상기 제1 스위칭 소자가 온되어 있을 때, 상기 제2 스위칭 소자가 온되는 기간이 마련되어 있는 것을 특징으로 하는 AC-AC 컨버터 회로.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 강압 회로와 상기 인버터 회로를 제어하는 제어 회로를 포함하고,
    상기 강압 회로는 강압 회로용 스위칭 소자를 포함하고,
    상기 인버터 회로는 인버터 회로용 스위칭 소자를 포함하고,
    상기 제어 회로는,
    상기 강압 회로용 스위칭 소자가 온이고 상기 인버터 회로용 스위칭 소자가 오프인 제1 동작 모드와,
    상기 강압 회로용 스위칭 소자가 오프이고 상기 인버터 회로용 스위칭 소자가 오프인 제2 동작 모드와,
    상기 인버터 회로용 스위칭 소자가 온인 제3 동작 모드를 사용하여 제어를 행하는 것을 특징으로 하는 AC-AC 컨버터 회로.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제어 회로는,
    입력 전압을 vG, 커패시터 전압을 vc, 평균 출력 전압을 vPN, 변조율을 m=|vG|/vPN이라 하였을 때,
    승강압 동작 시의 제1 동작 모드의 듀티 DA, BB, 제1 파라미터 M, 제2 파라미터 cosφ가 이하의 식을 만족시키도록 제어를 행하는 것을 특징으로 하는 AC-AC 컨버터 회로.
    Figure pct00063
  7. 제6항에 있어서,
    상기 제어 회로는,
    상기 승강압 동작 시의 제1 동작 모드의 듀티 DA, BB가 이하의 식을 만족시키도록 제어를 행하는 것을 특징으로 하는 AC-AC 컨버터 회로.
    Figure pct00064
  8. 제6항 또는 제7항에 있어서,
    스칭 신호의 PWM 캐리어 파형은 시간축에 대하여 비대칭인 AC-AC 컨버터 회로.
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