JP4052152B2 - 交流−交流直接変換形電力変換器 - Google Patents
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【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相の交流電圧を多相の交流電圧に直接変換して出力する交流−交流直接変換形電力変換器に関し、特に、コンデンサやリアクトル等の大形のエネルギーバッファを持たないマトリックスコンバータにおいて、運転中に主変換器の全てのスイッチをオフした際に誘導性負荷に蓄えられたエネルギーを処理するためのスナバ回路に特徴を有するものである。
【0002】
【従来の技術】
図4は、主変換器としてマトリックスコンバータを用いたこの種の直接変換形電力変換器を示す構成図である。ここでは、多相の例として最も一般的な三相を例示しており、入力側(電源側)をR,S,T相、出力側(負荷側)をU,V,W相と呼ぶものとする。
【0003】
図4において、10は三相交流電源、20はリアクトル21及びコンデンサ22からなる入力フィルタ、30は双方向スイッチ31〜39からなるマトリクスコンバータ、40は電動機等の誘導性負荷であり、マトリクスコンバータ30の双方向スイッチ31〜39は制御手段50により制御される。
ここで、双方向スイッチ31〜39は、例えばIGBT等の2個の半導体スイッチング素子を逆方向に直列接続すると共に、各スイッチング素子に環流ダイオードをそれぞれ逆並列に接続して構成されている。
周知のように、マトリクスコンバータ30は、電源電圧の最大電圧と最小電圧とに着目して各相に接続された双方向スイッチを選択し、PWM制御により入力の交流電圧を所望の大きさ、周波数を有する交流電圧に直接変換して出力するものである。
【0004】
マトリクスコンバータ30はコンデンサやリアクトル等の大形のエネルギーバッファを有しないため、過電流や過電圧等の異常発生時には、双方向スイッチ31〜39を全てオフして運転を停止しなくてはならない。しかし、負荷40として電動機等の誘導性負荷が接続されている場合には、過電流等の異常発生信号を受けた制御手段50により双方向スイッチ31〜39を一斉にオフさせると、負荷40に蓄積された誘導性エネルギーの還流経路がなくなるため、スイッチ端に大きなサージ電圧が発生し、素子を破壊する。
【0005】
上記サージ電圧の発生を防止するため、従来では図4に示す如く、いわゆる整流スナバ回路として、マトリクスコンバータ30の出力側に全波整流回路70を接続すると共に、その出力側にコンデンサ81及び抵抗82の並列回路からなるスナバ回路を接続している。これにより、例えば、異常発生時に双方向スイッチ31〜39を一斉にオフしたとしても、負荷40に蓄積されたエネルギーは全波整流回路70を介してスナバコンデンサ81に吸収され、やがてスナバ抵抗82により消費されるため、スイッチ端へのサージ電圧の印加を防止することができる。
【0006】
なお、マトリクスコンバータ30の入力側であって全波整流回路70と並列に接続された全波整流回路60は、入力側の配線インダクタンスにより発生するサージ電圧から双方向スイッチ31〜39を保護するためのもので、配線インダクタンスに蓄えられたエネルギーは全波整流回路60を介してスナバコンデンサ81により吸収されることになる。
【0007】
ここで、図4に示した入力フィルタ、マトリクスコンバータ、その制御手段、双方向スイッチの全オフ時における保護回路(整流スナバ回路)等を備えた電力変換器は、例えば下記の特許文献1に記載されている。
【0008】
【特許文献1】
特開2000−139076号公報(図5,図7等)
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
図4に示したスナバコンデンサ81としては、双方向スイッチの全オフ時に誘導性負荷に起因して発生するエネルギーを吸収して全波整流回路60,70相互間の直流電圧の上昇を抑えるために、大きな容量が要求される。
一方、マトリクスコンバータ等の直接変換形電力変換器は各相に直列に双方向スイッチが接続されるため、入力電流は断続的な波形となる。そこで、系統(三相交流電源10)側にスイッチング周波数付近の高い周波数の高調波が流出するのを防止するため、図4に示す如く、マトリクスコンバータ30の入力側にリアクトル21及びコンデンサ22からなる入力フィルタ20が設けられている。
【0010】
入力フィルタ20のコンデンサ22には通常、フィルムコンデンサが用いられるが、フィルムコンデンサは電解コンデンサに比べてエネルギー密度が低いため大形になりがちであり、また、価格も電解コンデンサに比べて高価である。
従って、これらのフィルムコンデンサの持つ欠点が、電力変換器全体の大型化や高コスト化の原因となっていた。
【0011】
そこで本発明は、上述したように誘導性負荷に起因して発生するエネルギーを吸収するスナバコンデンサを入力フィルタ用コンデンサと共用することにより、小型化及び低コスト化を可能にした交流−交流直接変換形電力変換器を提供しようとするものである。
【0012】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項1に記載した発明は、主変換器内の半導体スイッチング素子のスイッチングにより、前記主変換器に入力される多相交流電圧を直流電圧に変換することなく多相交流電圧に変換する交流−交流直接変換形電力変換器において、
前記主変換器の出力側に全波整流回路が接続され、
前記半導体スイッチング素子のオフ時に誘導性負荷に起因して発生するエネルギーを吸収するスナバコンデンサとして、前記主変換器の入力側各相間にそれぞれ星形結線される少なくとも二つのコンデンサ群を備え、
前記全波整流回路の出力側の一端を一つの前記コンデンサ群の中性点に接続し、前記全波整流回路の出力側の他端を別の前記コンデンサ群の中性点に接続すると共に、
前記スナバコンデンサを、前記主変換器の入力フィルタ用のコンデンサと共用したものである。
【0013】
請求項2に記載した発明は、請求項1に記載した交流−交流直接変換形電力変換器において、
主変換器がマトリクスコンバータであり、このマトリクスコンバータを構成する半導体スイッチング素子としての双方向スイッチが全てオフしたときに誘導性負荷に起因して発生するエネルギーを、前記スナバコンデンサにより吸収するものである。
【0015】
請求項3に記載した発明は、請求項1または2に記載した交流−交流直接変換形電力変換器において、
スナバコンデンサの直流電圧が所定値を超えた場合に、半導体スイッチング素子の動作によって前記スナバコンデンサを放電させるものである。
ここで、スナバコンデンサの放電手段としては、半導体スイッチング素子に直列接続された抵抗によりエネルギーを消費させる回路や、エネルギーを電源側に回生し、あるいは負荷側に供給する回路によって構成される。
【0016】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図1は本発明の一実施形態を示す構成図であり、図4と同一の構成要素には同一の参照符号を付し、以下では図4と異なる部分を中心に説明する。
【0017】
図1において、三相交流電源10の各相には入力フィルタ用のリアクトル21の各一端が接続され、これらの他端は、コンデンサ群97とコンデンサ群98との相互接続点にそれぞれ接続されている。
ここで、コンデンサ群97は星形結線されたコンデンサ91,93,95からなり、また、コンデンサ群98は同じく星形結線されたコンデンサ92,94,96からなっており、コンデンサ91,92の相互接続点、同93,94の相互接続点、同95,96の相互接続点がR相、S相、T相のリアクトル21の他端にそれぞれ接続されている。すなわち、コンデンサ91〜96は全体として三相ブリッジ回路を構成しており、コンデンサ群97,98の直列回路の両端には放電手段100が接続されていると共に、この両端は全波整流回路70の直流出力側に接続されている。なお、全波整流回路70の交流入力側は、図4と同様にマトリクスコンバータ30の出力側の各相(U相、V相、W相)に接続されている。
【0018】
次に、この実施形態の動作を説明する。
過電流や過電流により異常発生信号が入力されると、制御手段50はマトリクスコンバータ30の全ての双方向スイッチ31〜39をオフする。このとき、全波整流回路70には電動機等の負荷40に蓄積された誘導性エネルギーが流入するので、その出力電圧(直流電圧)が増加し、コンデンサ群97,98の各コンデンサ直列回路を充電して前記エネルギーを吸収することができる。従って、コンデンサ91〜96はスナバコンデンサとして機能する。
【0019】
一方、図1の構成において、コンデンサ群97,98は三相交流電源10に対して星形結線されているため、スナバコンデンサ以外に、入力フィルタ用コンデンサとしても機能することが明らかである。
なお、負荷40の誘導性エネルギーを吸収するためにコンデンサ群97,98の容量だけでは不足する場合には、全波整流回路70の出力側に不足分を補う容量を有するコンデンサを別途接続しても良い。この場合、追加されるコンデンサの容量は、コンデンサ群97,98の容量があるため、図4における従来のスナバコンデンサ81に比べて小さくすることができる。
【0020】
図4の従来のスナバコンデンサ81の容量をC0とし、コンデンサ群97,98を構成する各コンデンサ91〜96の容量(何れも等しいとする)をCFとすれば、補うべきコンデンサ容量CCは数式1で表される。
【0021】
【数1】
【0022】
次に、コンデンサ群97,98を構成する各コンデンサ91〜96に印加される電圧について説明する。例えば、R相に接続されたコンデンサ91,92の電圧をV91,V92とし、全波整流回路70の出力電圧(全波整流回路60,70間の直流リンク電圧)をVdcとすれば、数式2の関係がある。
【0023】
【数2】
【0024】
また、R相の電源電圧をvRとすれば、各コンデンサ91,92の電圧V91,V92は数式3で表される。
【0025】
【数3】
【0026】
各コンデンサ91,92には相電圧実効値Vphaseの最大電圧が充電されることを考えると、直流リンク電圧Vdcとの間に数式4の関係が成立する。
【0027】
【数4】
【0028】
数式4を数式3に代入して、コンデンサ電圧を求めると、数式5が得られる。
【0029】
【数5】
【0030】
−√2Vphase≦vR≦√2Vphaseであるから、各コンデンサ91,92の電圧は直流であることがわかる。
他のS相、T相についても同様に考えられるため、コンデンサ群97,98に使用するコンデンサ91〜96には安価な電解コンデンサを使用することが使用できる。ここで、前述のようにコンデンサ91〜96は入力フィルタ用コンデンサとしても機能するので、従来の如くスナバコンデンサ以外に高価なフィルムコンデンサを用いることが不要になる。
【0031】
次に、図2は図1における放電手段100の具体例を示している。
放電手段100は、コンデンサ群97,98の直列回路の両端に接続されてこの直列回路の両端電圧(全波整流回路70の直流出力電圧)を検出する電圧検出手段101と、抵抗104及び半導体スイッチング素子105の直列回路と、電圧検出手段101による電圧検出値を閾値(上限値及び下限値)と比較する比較手段102と、この比較手段102からのオンオフ指令により前記スイッチング素子105を駆動するドライブ回路103とから構成されている。
【0032】
図3は、放電手段100の動作を示すものである。
前記比較手段102にはヒステリシス付きのものが用いられており、比較手段102は、電圧検出手段101により検出される直流電圧が上限値に達すると、下限値に減少するまでの一定期間、ドライブ回路103を介してスイッチング素子105にオン指令を送出する。なお、図3において、時刻t0は、異常発生により制御手段50からマトリクスコンバータ30の全ての双方向スイッチ31〜39に対するゲートオフ指令が出力されるタイミングを示す。
【0033】
図2におけるスイッチング素子105のオンにより、コンデンサ群97,98に蓄えられた電荷は抵抗104を介して放電され、直流電圧は減少していく。そして、直流電圧が下限値に達したら、ドライブ回路103を介したオフ指令によってスイッチング素子105をオフする。以後は同じ動作の繰り返しにより、コンデンサ群97,98の直列回路の両端電圧が所定範囲を超えないように制御が行われ、コンデンサ群97,98に対する過電圧の印加が防止される。
【0034】
抵抗104の寄生インダクタンスが大きい場合や抵抗104とスイッチング素子105との間の配線による配線インダクタンスを無視できない場合には、スイッチング素子105を保護するために抵抗104に並列にダイオードを接続すれば良い。
【0035】
本実施形態では、コンデンサの放電手段100として抵抗104によるエネルギー消費手段を示したが、放電手段100としては、コンデンサのエネルギーをスイッチング素子の動作により電源に回生しても良く、負荷40に供給しても良い。
なお、本発明は、三相以外の多相交流電圧を直接変換する電力変換器にも適用可能である。
【0036】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、マトリクスコンバータ等において、異常発生によりスイッチを全てオフした際に発生する負荷の誘導性エネルギーを吸収するスナバコンデンサを入力フィルタ用コンデンサと共用したため、この共用コンデンサとして安価な電解コンデンサのみを使用することができる。
従って、従来のように入力フィルタ用のフィルムコンデンサを不要として電力変換器全体の低価格化を図ることができる。
また、本発明に必要とされるコンデンサ全体の容量は従来のスナバコンデンサに相当する容量のみで足りるため、電力変換器の小型化も期待することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施形態を示す構成図である。
【図2】図1における放電手段の具体例を示す構成図である。
【図3】図2の放電手段の動作説明図である。
【図4】従来技術を示す構成図である。
【符号の説明】
10:三相交流電源
21:フィルタ用リアクトル
30:マトリクスコンバータ
31〜39:双方向スイッチ
40:負荷
50:制御手段
70:全波整流回路
91〜96:コンデンサ
97,98:コンデンサ群
100:放電手段
101:電圧検出手段
102:比較手段
103:ドライブ回路
104:抵抗
105:半導体スイッチング素子
Claims (3)
- 主変換器内の半導体スイッチング素子のスイッチングにより、前記主変換器に入力される多相交流電圧を直流電圧に変換することなく多相交流電圧に変換する交流−交流直接変換形電力変換器において、
前記主変換器の出力側に全波整流回路が接続され、
前記半導体スイッチング素子のオフ時に誘導性負荷に起因して発生するエネルギーを吸収するスナバコンデンサとして、前記主変換器の入力側各相間にそれぞれ星形結線される少なくとも二つのコンデンサ群を備え、
前記全波整流回路の出力側の一端を一つの前記コンデンサ群の中性点に接続し、前記全波整流回路の出力側の他端を別の前記コンデンサ群の中性点に接続すると共に、
前記スナバコンデンサを、前記主変換器の入力フィルタ用のコンデンサと共用したことを特徴とする交流−交流直接変換形電力変換器。 - 請求項1に記載した交流−交流直接変換形電力変換器において、
前記主変換器がマトリクスコンバータであり、このマトリクスコンバータを構成する半導体スイッチング素子としての双方向スイッチが全てオフしたときに誘導性負荷に起因して発生するエネルギーを、前記スナバコンデンサにより吸収することを特徴とする交流−交流直接変換形電力変換器。 - 請求項1または2に記載した交流−交流直接変換形電力変換器において、
前記スナバコンデンサの直流電圧が所定値を超えた場合に、半導体スイッチング素子の動作によって前記スナバコンデンサを放電させることを特徴とする交流−交流直接変換形電力変換器。
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