JP4666354B2 - 交流交流電力変換器の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相の交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する交流電圧に変換する交流交流電力変換器の制御装置に関し、例えば、マトリクスコンバータのように大形のエネルギーバッファを有しない半導体電力変換器によって電動機を駆動する場合において、電動機から電力変換器側にエネルギーが回生された場合のエネルギー処理手段に関するものである。

大形のエネルギーバッファを持たずに交流交流直接変換を行う半導体電力変換器の一例として、マトリクスコンバータが知られている。
以下、従来技術として、マトリクスコンバータを用いて電動機を駆動するシステムにつき説明する。

図１０は、後述する特許文献１に記載されたエレベータシステムの回路構成図である。
図１０において、５１は三相交流電源、５２はコンタクタ、６０はマトリクスコンバータ、７０はエレベータ駆動用の交流電動機、８１は巻上機、８２は釣り合い錘、８３は乗りかごである。また、５３は交流電源５１の停電を検出する停電検出器、５４は荷重検出器、５５は停電検出器５３及び荷重検出器５４の出力信号に基づいてマトリクスコンバータ６０の交流スイッチをスイッチングするための制御装置、５６は停電検出器５３及び蓄電池９０の電圧に基づいて半導体スイッチ５８に対する制御信号を出力する制御回路、５７は回生エネルギー消費用の抵抗、５９はコンタクタである。

上記構成において、マトリクスコンバータ６０は電解コンデンサ等の大形のエネルギーバッファを有しないため、交流電源５１に停電が発生すると運転を継続できなくなる。
そこで、停電検出器５３により停電を検出した際に、コンタクタ５２を開放して交流電源５１を切り離し、その後、コンタクタ５９を投入して蓄電池９０をマトリクスコンバータ６０の入力側に接続し、制御装置５５により停電時の非常運転を行っている。

このような非常運転時に、釣り合い錘８２と乗りかご８３との荷重バランスによって巻上機８１が回生運転となり、電動機７０及びマトリクスコンバータ６０を介して蓄電池９０へエネルギーが回生されると、蓄電池９０が過充電となって蓄電池９０やマトリクスコンバータ６０の交流スイッチが破損される恐れがある。
このため、上記従来技術では、蓄電池９０の電圧を検出して制御回路５６に入力し、その電圧が所定の閾値を超えた場合には制御回路５６により半導体スイッチ５８をオンさせて回生エネルギーを抵抗５７により消費している。
上記動作により、回生運転時の蓄電池９０や交流スイッチの破損を防止することが可能である。

特開平２００４−１８９４８２号公報（［００１３］〜［００１６］、図１等）

上記従来技術では、非常運転時に蓄電池９０に回生されるエネルギーを全て抵抗５７によって消費しており、抵抗５７を始めとしたエネルギー処理用の外部回路や装置が大形化する恐れがある。また、外部回路には半導体スイッチ５８を駆動するための制御回路５６も必要であり、これらがコスト上昇の一因ともなっている。

そこで、本発明の解決課題は、大形のエネルギー処理回路を用いることなく回生運転時における蓄電池等の破損を防止するようにした構成簡単かつ安価な制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換して電動機に供給し、かつ、交流電源電圧の低下時には非常用電源による非常運転が可能な交流交流電力変換器の制御装置において、
前記電動機の電流を検出する手段と、
この手段による電流検出値を、電動機磁束に平行なｄ軸電流及びこれに直交するｑ軸電流に変換する座標変換手段と、
前記ｄ軸電流及びｑ軸電流が、ｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令にそれぞれ一致するように前記電力変換器の出力電圧を調節する電流調節手段と、
前記非常運転時に発生する非常運転判定信号により前記ｄ軸電流指令の上下限範囲を制御し、電動機電流を増加させて前記電力変換器への回生エネルギーを前記電動機によって消費させるためのｄ軸電流指令調節手段と、を備えたものである。

請求項２に記載した発明は、交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換して電動機に供給し、かつ、交流電源電圧の低下時には非常用電源による非常運転が可能な交流交流電力変換器の制御装置において、
電動機磁束に平行なｄ軸電流指令及びこれに直交するｑ軸電流指令に基づいて前記電力変換器の出力電圧を制御する手段と、
前記非常運転時に発生する非常運転判定信号により前記ｄ軸電流指令の上下限範囲を制御し、電動機電流を増加させて前記電力変換器への回生エネルギーを前記電動機によって消費させるためのｄ軸電流指令調節手段と、を備えたものである。

なお、本発明は、請求項３，４に記載するように同期電動機または誘導電動機に適用することができる。
更に、本発明は、請求項５に記載するように、電解コンデンサ等の大形のエネルギーバッファを持たずに交流電源電圧を直接、交流電圧に変換するマトリクスコンバータ等の直接変換器に適用可能である。

請求項１の発明によれば、電流調節手段を有する制御装置において、ｄ軸電流指令を制御することにより電動機電流を増加させて回生エネルギーを電動機の一次巻線にて消費し、外部のエネルギー処理回路を不要にしたり、あるいは処理エネルギーを低減させることができる。
また、請求項２の発明によれば、電流調節手段を持たない制御装置において、ｄ軸電流指令を制御することにより請求項１と同様に回生エネルギーを電動機の一次巻線にて消費し、外部のエネルギー処理回路を不要にしたり、処理エネルギーを低減させることができる。

そして、請求項１，２に記載するように、回生エネルギーにより蓄電池等の非常用電源が過充電になるのを防止し、これによって非常用電源や電力変換器の半導体スイッチング素子等の破損を未然に防ぐことができる。
更に、本発明は、同期電動機、誘導電動機の何れを駆動する場合にも適用可能であり、非常運転時以外の通常運転時に損失が増大することもなく、制御の切替などもスムーズに実現可能である。

総じて、本発明によれば、外部に大形のエネルギー処理回路や処理装置を必要とせず、構成も簡単で安価な制御装置を提供することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態を示すブロック図であり、交流交流電力変換器としてのマトリクスコンバータにより同期電動機を駆動する場合のものである。
図１において、１は三相交流電源、２は切替スイッチ、３は非常用蓄電池であり、図示されていない停電検出器によって電源１の停電を検出した際に、切替スイッチ２の動作により三相交流電源１から非常用蓄電池３に電源を切り替えるように構成されている。

切替スイッチ２の出力側には、入力フィルタ４を介してマトリクスコンバータ５が接続されている。マトリクスコンバータ５の構成は公知であるため詳述しないが、例えば、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子を２個逆並列接続して双方向に電流を制御可能とした交流スイッチを、三相入力側の各相（Ｒ,Ｓ,Ｔ相）と三相出力側の各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）との間に合計９個接続してなるものである。

６は後述するマトリクスコンバータ制御手段であり、前記半導体スイッチング素子に対する駆動パルスを生成して出力する。また、７は同期電動機８の二相の電流から三相各相の電流を検出する電流検出手段であり、その出力はマトリクスコンバータ制御手段６に入力されている。

次に、図２はマトリクスコンバータ制御手段６の構成を示すブロック図である。
この実施形態では、同期電動機８の電流をその回転磁束と平行な軸（ｄ軸）成分とこれに直交する軸（ｑ軸）成分とに分離し、トルクを高精度に制御するベクトル制御を行っている。なお、ベクトル制御の内容については公知であるため、ここでは詳細な説明を省略する。

図２において、座標変換手段６４は、前記電流検出手段７により検出した電流情報をｄ軸電流ｉ_ｄ及びｑ軸電流ｉ_ｑに変換して出力する。電流調節手段６２は、ｄ軸電流ｉ_ｄ及びｑ軸電流ｉ_ｑが、それぞれｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊＊及びｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊に一致するように出力電圧指令ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊を生成して出力する。
出力電圧指令ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊が入力される座標変換手段６３は、出力電圧指令ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊をｄ，ｑ回転座標上から静止座標上の交流成分に変換して三相各相の出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を生成し、マトリクスコンバータパルス演算手段６５に出力する。
マトリクスコンバータパルス演算手段６５は、出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に応じて、マトリクスコンバータ５を構成する交流スイッチのパルスパターンを生成し、このパターンに基づき合計１８個の半導体スイッチング素子に対する駆動パルス（ＰＷＭパルス）を生成してマトリクスコンバータ５をスイッチングする。これにより、マトリクスコンバータ５によって同期電動機８が駆動されることになる。

次いで、本実施形態の主要部である前記ｄ軸電流指令調節手段６１の構成及び作用について説明する。
まず、図３は、同期電動機（例えば永久磁石型同期電動機）の等価回路、図４はｄ，ｑ回転座標上の電圧、電流のベクトル図を示しており、これらの図において、ｅはマトリクスコンバータ等の電力変換器の端子電圧、ｉは電動機電流、Ｒ_１は一次巻線の抵抗、Ｌ_１は同じくインダクタンス、ｅ_ｍは速度起電力、ωは電力変換器の一次角周波数、Ψは電動機の鎖交磁束である。

いま、図１の構成において、電源１が停電し、非常用蓄電池３から切替スイッチ２を介し電源が供給されてマトリクスコンバータ５が非常運転されているとする。
このとき、同期電動機８の二次側で発生するエネルギーＰは、鉄損を無視すると数式１によって表される。
［数１］
Ｐ＝ｅ_ｍｉ_ｑ

速度起電力ｅ_ｍは、図３に示したように一次角周波数ωと鎖交磁束Ψとの積であり、発生エネルギーＰは、数式１のように速度起電力ｅ_ｍとｑ軸電流ｉ_ｑ（発生トルクに平行な電流成分）との積であるから、発生エネルギーＰはｄ軸電流ｉ_ｄの大きさとは無関係である。

一方、電動機８の一次巻線で発生する損失は、数式２によって表される。
［数２］
Ｐ_ｌｏｓｓ＝√｛(ωＬ_１)^２＋(Ｒ_１)^２｝×ｉ^２＝Ｚ_ｍｉ^２
なお、Ｚ_ｍは一次巻線のインピーダンスである。

従って、マトリクスコンバータ５における損失を無視すると、非常用蓄電池３に回生されるエネルギーＰ_ｉｎは、数式３となる。
［数３］
Ｐ_ｉｎ＝Ｐ−Ｐ_ｌｏｓｓ

図４に示したように、電流ｉとｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑとの間には数式４の関係がある。
［数４］
ｉ＝√（ｉ_ｄ ^２＋ｉ_ｑ ^２）
このため、ｄ軸電流ｉ_ｄを積極的に流して電流ｉを増加させれば、数式２により損失Ｐ_ｌｏｓｓが増加し、数式３によって非常用蓄電池３に回生されるエネルギーＰ_ｉｎは減少することとなる。
例えば、ｄ軸電流ｉ_ｄをｑ軸電流ｉ_ｑと同じ量だけ流した場合の電流ｉは、数式４から、ｄ軸電流ｉ_ｄがゼロの場合の√２倍となり、電動機８の一次巻線で発生する損失Ｐ_ｌｏｓｓは、数式２により２倍になるので、その分だけ回生エネルギーＰ_ｉｎを減少させることができる。

ここで、回生エネルギーＰ_ｉｎがゼロ（すなわちＰ＝Ｐ_ｌｏｓｓ）となるようなｄ軸電流ｉ_ｄを求めると、数式１，２から、数式５のようになる。

同期電動機８を駆動する場合、通常は電力変換器の端子電圧を下げるためにｄ軸電流を負方向へ流すので、数式５から、ｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊は数式６によって表すことができる。

すなわち、数式６に基づいてｄ軸電流ｉ_ｄを制御すれば、電動機８の二次側の発生エネルギーＰはすべて一次巻線により消費されることとなり、非常用蓄電池３には回生されなくなる。従って、蓄電池３が過充電される恐れもなく、従来技術に示したような抵抗及び半導体スイッチ等の外部の回生エネルギー処理回路も不要となる。

また、二次側の発生エネルギーＰが大きく、これを一次巻線により消費すると電動機８の過熱などが問題となる場合には、数式７のようにｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊＊を上限値（数式６の右辺の値に設定する）と下限値（−ｉ_ｄｍａｘ）との間の値に制御すれば、回生エネルギー処理回路を付加するとしてもその処理エネルギーを小さくすることができ、エネルギー処理回路の占有スペースやコストを増加させる要因とはならない。例えば、ｉ_ｄｍａｘを電動機８の定格電流に設定すれば、電動機電流の最大値は定格電流の√２倍となる。

図５は、数式７のように上限値及び下限値を設定してｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を制御し、最終的なｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊＊を得る場合のｄ軸電流指令調節手段６１のブロック図を示すものである。
図５において、演算手段６１１は、ｑ軸電流ｉ_ｑ、角周波数ω、電動機パラメータ（一次巻線抵抗Ｒ_１及びインダクタンスＬ_１）を用いて数式６の右辺を演算し、これをｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊の上限値として出力する。この上限値または通常運転時のｄ軸電流指令“０”は、停電による非常運転時に演算手段６１１側に切り替わる切替スイッチ６１２を介してローパスフィルタ６１３に入力され、その出力が上限値としてリミッタ６１４に設定されている。なお、このリミッタ６１４の下限値は上述したように−ｉ_ｄｍａｘに設定されている。
上記ローパスフィルタ６１３は、非常運転時の切替の際にｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊（ｉ_ｄ ^＊＊）が跳躍するのを防止するために挿入されているものである。

上記の構成により、停電による非常運転時において、図２のｄ軸電流調節手段６１に入力されたｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊がリミッタ６１４の上下限値の範囲内であればそのままｉ_ｄ ^＊＊として電流調節手段６２に出力される。また、上下限値を逸脱していれば、上限値（数式６の右辺の値）または下限値（−ｉ_ｄｍａｘ）に制限されて出力される。
図６はこれら一連の動作を示すフローチャートであり、通常運転時は前述の如く切替スイッチ６１２に“０”がセットされ（ステップＳ３）、非常運転時には、ステップＳ１，Ｓ２，Ｓ４を経てｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊が上限値及び下限値の範囲内に制御され（Ｓ５〜Ｓ８）、ｉ_ｄ ^＊＊として出力される。
このように、本実施形態では非常運転時にｄ軸電流指令が自動的に制御されて電動機８の電流を増加させるため、回生エネルギー処理回路を用いなくても適切に回生エネルギーを処理することが可能である。

なお、図５では上限値及び下限値を用いてｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊＊を制御しているが、数式６の右辺により演算した値をそのままｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊＊として用いてもよい。また、同期電動機８を駆動するマトリクスコンバータ５の出力電圧を下げるためにｄ軸電流指令を負に制御しているが、正の値にしてもよい。ｄ軸電流指令を正にした場合でも、数式４から、電動機８の一次巻線に流れる電流は同一である。
更に、ｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊＊の演算方法は種々存在するが、非常運転時に回生エネルギーを電動機によって処理するために電動機電流を増加させるような演算方法、演算手段であれば、全て本発明に包含されるものである。

次に、本発明の第２実施形態を図７に基づいて説明する。この実施形態は、マトリクスコンバータ５により誘導電動機１０を駆動する場合のものであり、図１における電流検出手段７が除去されている。
図８は、図７におけるマトリクスコンバータ制御手段９の構成を示すブロック図である。この実施形態では、上述のごとく電流検出手段を持たないため、出力電圧演算手段９２がｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊及びｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊＊から電動機パラメータを用いて出力電圧指令ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊を演算する。なお、ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊の演算方法については種々知られているため、説明を省略する。

図８における座標変換手段９３及びマトリクスコンバータパルス演算手段９４の作用は、図２における座標変換手段６３及びマトリクスコンバータパルス演算手段６５と同様である。
以下では、本実施形態の主要部であるｄ軸電流指令調節手段９１の構成及び作用を、図９を参照しつつ説明する。なお、図８において、ｄ軸電流指令調節手段９１にはｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊がｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊と共に入力されている。

図９において、９１１はｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊、角周波数ω及び電動機パラメータが入力される演算手段であり、この演算手段９１１は、数式８の演算を行ってｄ軸電流指令の下限値を求める。

本実施形態のように負荷が誘導電動機１０である場合、誘導電動機１０はｄ軸電流によって電動機磁束を生成しているため、通常は、負荷によらず一定の正の定格ｄ軸電流（定格磁束電流）ｉ_ｄｓｅｔが流れている。従って、誘導電動機１０の一次巻線で発生する損失Ｐ_ｌｏｓｓを増加させて回生エネルギーＰ_ｉｎを減少させるには、ｄ軸電流ｉ_ｄを定格ｄ軸電流ｉ_ｄｓｅｔより増加させればよい。
なお、数式８に示した下限値は、負荷が同期電動機である場合と同様に演算して簡易的に求めたものである。すなわち、誘導電動機の場合には、ｄ軸電流を調節すると電動機磁束が変化するが、ｄ軸電流を定格値以上流すと電動機磁束が飽和して電動機の二次側の発生エネルギーは変化しないと仮定した上で求めた値である。

図９において、数式８で示されるｄ軸電流指令の下限値または通常運転時の定格ｄ軸電流ｉ_ｄｓｅｔは、停電による非常運転時に演算手段９１１側に切り替わる切替スイッチ９１２を介してローパスフィルタ９１３に入力され、その出力が下限値としてリミッタ９１４に設定されている。このリミッタ９１４の上限値は、例えば定格ｄ軸電流の２倍に設定されたｄ軸電流最大値ｉ_ｄｍａｘであり、このように上限値を設定することで誘導電動機１０の過熱による損傷を防止することができる。

すなわち、この実施形態では、停電による非常運転時において、図８のｄ軸電流調節手段９１に入力されたｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊が、リミッタ９１４の上下限値の範囲内であればそのままｉ_ｄ ^＊＊として出力電圧演算手段９２に出力される。また、上下限値を逸脱していれば、上限値（ｉ_ｄｍａｘ）または下限値（数式８の右辺の値）に制限されて出力される。
つまり、ｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊＊は数式９の範囲で制御されることになる。

本実施形態では、負荷が誘導電動機１０であるが、負荷が同期電動機の場合には、前述した数式６におけるｉ_ｑの代わりにｉ_ｑ ^＊を用いれば、図５の制御ブロックを用いて制御可能である。また、第１実施形態において負荷が誘導電動機の場合には、前述した数式８におけるｉ_ｑ ^＊の代わりにｉ_ｑを用いれば、図９の制御ブロックを用いて制御可能である。
更に本発明は、大形のエネルギーバッファを有しないマトリクスコンバータ等の交流交流電力変換器のみならず、従来のエネルギーバッファを有するインバータ装置にも適用可能である。

本発明の第１実施形態を示すブロック図である。 図１におけるマトリクスコンバータ制御手段の構成を示すブロック図である。 同期電動機の等価回路図である。 図３における回転座標上の電圧、電流のベクトル図である。 図２におけるｄ軸電流指令調節手段の構成を示すブロック図である。 図５の動作を示すフローチャートである。 本発明の第２実施形態を示すブロック図である。 図７におけるマトリクスコンバータ制御手段の構成を示すブロック図である。 図８におけるｄ軸電流指令調節手段の構成を示すブロック図である。 従来技術を示す回路構成図である。

符号の説明

１：三相交流電源
２：切替スイッチ
３：非常用蓄電池
４：入力フィルタ
５：マトリクスコンバータ
６，９：マトリクスコンバータ制御手段
７：電流検出手段
８：同期電動機
１０：誘導電動機
６１：ｄ軸電流指令調節手段
６２：電流調節手段
６３，６４：座標変換手段
６５：マトリクスコンバータパルス演算手段
６１１：演算手段
６１２：切替スイッチ
６１３：ローパスフィルタ
６１４：リミッタ
９１：ｄ軸電流指令調節手段
９２：出力電圧演算手段
９３：座標変換手段
９４：マトリクスコンバータパルス演算手段
９１１：演算手段
９１２：切替スイッチ
９１３：ローパスフィルタ
９１４：リミッタ

Claims (5)

1. 交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換して電動機に供給し、かつ、交流電源電圧の低下時には非常用電源による非常運転が可能な交流交流電力変換器の制御装置において、
   前記電動機の電流を検出する手段と、
   この手段による電流検出値を、電動機磁束に平行なｄ軸電流及びこれに直交するｑ軸電流に変換する座標変換手段と、
   前記ｄ軸電流及びｑ軸電流が、ｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令にそれぞれ一致するように前記電力変換器の出力電圧を調節する電流調節手段と、
   前記非常運転時に発生する非常運転判定信号により前記ｄ軸電流指令の上下限範囲を制御し、電動機電流を増加させて前記電力変換器への回生エネルギーを前記電動機によって消費させるためのｄ軸電流指令調節手段と、
   を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
2. 交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換して電動機に供給し、かつ、交流電源電圧の低下時には非常用電源による非常運転が可能な交流交流電力変換器の制御装置において、
   電動機磁束に平行なｄ軸電流指令及びこれに直交するｑ軸電流指令に基づいて前記電力変換器の出力電圧を制御する手段と、
   前記非常運転時に発生する非常運転判定信号により前記ｄ軸電流指令の上下限範囲を制御し、電動機電流を増加させて前記電力変換器への回生エネルギーを前記電動機によって消費させるためのｄ軸電流指令調節手段と、
   を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
3. 請求項１または２に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
   前記電動機が同期電動機であることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
4. 請求項１または２に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
   前記電動機が誘導電動機であることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
5. 請求項１〜４の何れか１項に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
   前記交流交流電力変換器は、エネルギーバッファを持たずに交流電源電圧を直接、交流電圧に変換する直接変換器であることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
   

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