JP2017184448A - 電動機制御装置および電動機制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】３相短絡処理が実行された場合の相電流の上昇を抑制するとともに、インバータ回路が直流電源から切り離された場合であっても、コンデンサ端子間電圧の上昇および電動機の各相に流れる相電流の上昇を抑制し、インバータ回路や電動機の破壊を防止することができる小型の電動機制御装置を低コストで得る。
【解決手段】電力変換回路のスイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング制御部は、上段側スイッチング素子のすべてまたは下段側スイッチング素子のすべてをオンする３相短絡処理を実行する場合に、３相短絡処理後の交流電動機の相電流絶対値の最大値が最小となるタイミングで３相短絡処理を開始する３相短絡処理指令生成部を有している。
【選択図】図２

Description

この発明は、交流電動機を駆動制御する電動機制御装置および電動機制御方法に関するものである。

従来から、交流電動機を駆動力源とする電気自動車が知られており、この電気自動車では、走行時に交流電動機を力行運転して走行駆動トルクを発生させ、制動時に交流電動機を回生運転して回生制動トルクを発生させている。

ここで、電気自動車の駆動システムは、リチウムイオンバッテリ等の二次電池からなる直流電源と、コンデンサと複数の半導体スイッチとからなり、直流電源に接続されるインバータ回路と、インバータ回路に負荷として接続された交流電動機とから構成される。

インバータ回路は、複数の半導体スイッチを所定のスイッチング周波数でオンオフすることにより、直流電源の直流電力を所定の交流電力に変換して、負荷である交流電動機のトルクや回転数を調節する。また、交流電動機は、動作状況によっては発電機として動作し、発電によって生じる回生電力を直流電源に充電する。なお、電気自動車に適用される交流電動機として、効率が良い永久磁石３相同期電動機がよく用いられる。

３相同期電動機を用いた駆動システムにおいて、インバータ回路は、上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子とが直列に接続された３組の直列回路が、それぞれ直流電源と並列に接続されて構成され、３組の直列回路のそれぞれの中点と３相同期電動機のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれの入力とが接続される。

また、インバータ回路の各相に設けられるスイッチング素子を順次オンおよびオフさせることにより、３相同期電動機の各相に互いに位相が１２０度ずつ異なる交流電力を供給して３相同期電動機を駆動させる。以下、特に断らない限り、電動機は３相同期電動機を指すものとする。なお、インバータ回路の動作原理については、広く一般的であるので、ここでは説明を省略する。

ここで、電気自動車の駆動システムには、直流電源であるバッテリを過電圧や過電流から保護するために、必要に応じてバッテリとインバータ回路とを切り離す開閉手段が設けられる。この開閉手段の開放条件としては、電動機の回生運転時にバッテリの電圧が所定値以上になった場合や、バッテリの消耗によりバッテリ電圧が所定値以下になった場合、バッテリに流れる電流が所定値以上になった場合等がある。また、車両の故障や衝突等によって、開閉手段が開放されることもある。

このような駆動システムでは、電動機の回生運転中に開閉手段が開放され、インバータ回路がバッテリから切り離されることがある。また、開閉手段を有しない駆動システムであっても、バッテリとインバータ回路との間の電力線が断線することにより、インバータ回路がバッテリから切り離されることがある。

このような場合、電動機からインバータ回路に流入する回生電力をバッテリに充電することができず、インバータ回路のコンデンサに充電することとなり、コンデンサに過電圧がかかってコンデンサが破損する恐れがある。

そのため、インバータ回路がバッテリから切り離された場合には、インバータ回路のすべての半導体スイッチをオフしてインバータ動作を停止させる６スイッチ開放処理が実行されることがある。ところが、この６スイッチ開放処理が実行された場合には、電動機のステータコイルに蓄積された電力が、スイッチング素子に逆並列接続されたフリーホイールダイオード（ＦＷＤ：Ｆｒｅｅ Ｗｈｅｅｌｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）を介してコンデンサを充電することになり、コンデンサの端子間電圧が急峻に上昇することがある。

このとき、コンデンサ端子間電圧の上昇に備えてコンデンサを大容量化、高耐圧化すると、コンデンサ体格の増大につながる。また、コンデンサの高耐圧化に伴って、インバータ回路の各構成部品の高耐圧化も必要となり、インバータ回路の小型化、低コスト化の障害となる。特に、限られた車両スペースに配置する必要がある電気自動車用のインバータ回路にとって、小型化への障害は大きな課題である。

そこで、上述した課題を解決するために、電動機からインバータ回路に流入する回生電力を発熱させて消費する放電回路を付設し、コンデンサに過大に流入する回生電力を放電回路で消費する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

また、インバータ回路が直流電源から切り離された場合に６スイッチ開放処理を実行せず、インバータ回路の上段側スイッチング素子のすべてまたは下段側スイッチング素子のすべてをオンし、電動機の各相を互いに短絡させる３相短絡処理を実行することで、コンデンサに電力を回生させない方法も提案されている（例えば、特許文献２参照）。

特開２０１０−１１００９９号公報 特開平９−４７０５５号公報

上述したように、インバータ回路が直流電源から切り離された場合に、インバータ回路のすべての半導体スイッチをオフしてインバータ動作を停止させると、コンデンサの端子間電圧が急峻に上昇することがあり、これに備えてコンデンサを大容量化、高耐圧化する必要があった。その結果、コンデンサ体格の増大につながり、インバータ回路の小型化・低コスト化の障害となっていた。

この課題に対して、特許文献１に開示された方法によれば、コンデンサ端子間電圧の上昇は抑制できるものの、放電回路を付設する分、インバータ回路のサイズが大きくなる。特に、放電回路で消費すべき回生電力が大きいと、耐電力の大きい素子を使用して放電回路を構成する必要があり、インバータ回路の回路規模の大型化や、価格の上昇につながるという問題がある。

また、特許文献２に開示された方法によれば、コンデンサ端子間電圧の上昇は抑制できるものの、それまで電動機を駆動させるために各相に流れていた電流が瞬間的に大きくなり、スイッチング素子や電動機の耐電流量を超え、スイッチング素子や電動機が破壊される恐れがあるという問題もある。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、３相短絡処理が実行された場合の相電流の上昇を抑制するとともに、インバータ回路が直流電源から切り離された場合であっても、コンデンサ端子間電圧の上昇および電動機の各相に流れる相電流の上昇を抑制し、インバータ回路や電動機の破壊を防止することができる小型の電動機制御装置を低コストで得ることを目的とする。

この発明に係る電動機制御装置は、直流電源と交流電動機との間に接続され、直流電源の直流電力を交流電力に変換して交流電動機を駆動制御する電動機制御装置であって、交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成された電力変換回路と、電力変換回路のスイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング制御部と、を備え、スイッチング制御部は、上段側スイッチング素子のすべてまたは下段側スイッチング素子のすべてをオンする３相短絡処理を実行する場合に、３相短絡処理後の交流電動機の相電流絶対値の最大値が最小となるタイミングで３相短絡処理を開始する３相短絡処理指令生成部を有するものである。

この発明に係る電動機制御装置によれば、電力変換回路のスイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング制御部は、上段側スイッチング素子のすべてまたは下段側スイッチング素子のすべてをオンする３相短絡処理を実行する場合に、３相短絡処理後の交流電動機の相電流絶対値の最大値が最小となるタイミングで３相短絡処理を開始する３相短絡処理指令生成部を有している。
そのため、３相短絡処理が実行された場合の相電流の上昇を抑制するとともに、インバータ回路が直流電源から切り離された場合であっても、コンデンサ端子間電圧の上昇および電動機の各相に流れる相電流の上昇を抑制し、インバータ回路や電動機の破壊を防止することができる小型の電動機制御装置を低コストで得ることができる。

この発明の実施の形態１に係る電動機制御装置が搭載された駆動システムを示すブロック構成図である。 この発明の実施の形態１に係る電動機制御装置のスイッチング制御部を示すブロック構成図である。 この発明の実施の形態１に係る電動機制御装置に関して、１２０°ずつ位相がずれた３つのｓｉｎ関数の絶対値の最大値が最小となる関係を示す説明図である。 （ａ）〜（ｃ）は、この発明の実施の形態１に係る電動機制御装置に関して、３相短絡処理前後の電流振幅および位相差を示す回転座標系ｄｑ座標での電流ベクトル図である。 （ａ）、（ｂ）は、この発明の実施の形態１に係る電動機制御装置における電気角と誘起電圧電流の位相との関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係る電動機制御装置の３相短絡処理指令生成部の処理を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１に係る電動機制御装置のスイッチング制御部を示す別のブロック構成図である。 この発明の実施の形態２に係る電動機制御装置のスイッチング制御部を示すブロック構成図である。 （ａ）、（ｂ）は、この発明の実施の形態２に係る電動機制御装置における電気角と誘起電圧電流の位相との関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態２に係る電動機制御装置の３相短絡処理指令生成部の処理を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態２に係る電動機制御装置のスイッチング制御部を示す別のブロック構成図である。

以下、この発明に係る電動機制御装置および電動機制御方法の好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。

一般に、モータとも称される電動機は、電力を駆動力に変換して力行運転するものであるが、そのままの構造で駆動力を電力に逆変換して回生運転することが可能である。また、ジェネレータとも称される発電機は、駆動力を電力に変換して回生運転するものであるが、そのままの構造で電力を駆動力に逆変換して力行運転することが可能である。

すなわち、電動機と発電機とは、基本的に同一構造であり、どちらも力行運転および回生運転が可能である。そこで、この明細書では、電動機および発電機の双方の機能を持つ回転電機を単に電動機と称する。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１に係る電動機制御装置を図１から図７に基づいて詳細に説明する。図１は、この発明の実施の形態１に係る電動機制御装置が搭載された駆動システムを示すブロック構成図である。図１では、インバータ回路に直流電力を供給するとともに回生電力で充電されるバッテリ等の直流電源、および制御対象の３相同期電動機を含んで図示している。

図１において、電動機制御装置８０は、電力開閉器７０を介して直流母線１ａ、１ｂにより直流電源９０と接続され、駆動電力や回生電力を直流電源９０と授受する。また、電動機制御装置８０は、交流母線２ａにより電動機１０と接続され、駆動電力や回生電力を電動機１０と授受する。

また、電動機１０には、電動機の回転角を検出する回転角センサ３０が設けられている。なお、電動機１０は、負荷を回転駆動するとともに、負荷の回転エネルギーを電気エネルギーとして回生可能な電動機であり、例えば永久磁石３相交流同期モータや３相ブラシレスモータが使用される。

また、電動機制御装置８０は、インバータ回路２０とスイッチング制御部６０とで構成されている。インバータ回路２０は、電源入力側の直流母線１ａ、１ｂ間に接続されたコンデンサ２１と、インバータ回路２０の直流母線電圧を検出する電圧検出部２４と、複数のスイッチング素子で構成され、直流／交流の電力変換をする電力変換回路２５と、交流母線２ａに流れる電動機１０の電流を検出する電動機電流検出部２６とを備えている。

コンデンサ２１は、直流母線電圧のリップルを抑制する機能や、インバータ回路２０の電源インピーダンスを低下させてインバータ回路２０の交流電流駆動能力を向上させる機能、サージ電圧を吸収する機能等を有している。また、電圧検出部２４は、直流母線電圧を分圧抵抗等によりスイッチング制御部６０で読み込める電圧に分圧し、スイッチング制御部６０に直流母線電圧情報を出力する。

電力変換回路２５は、一般的によく知られている６つのスイッチング素子をフルブリッジ接続したインバータである。すなわち、図１に示されるように、スイッチング素子３１、３２、スイッチング素子３３、３４、スイッチング素子３５、３６は、それぞれ互いに直列に接続され、直流電源９０に並列に接続されている。

また、スイッチング素子３１、３２の中点は電動機１０のＵ相の入力と接続され、スイッチング素子３３、３４の中点は電動機１０のＶ相の入力と接続され、スイッチング素子３５、３６の中点は電動機１０のＷ相の入力と接続されている。

ここで、直流電源９０の正極側、すなわち直流母線１ａに接続されるスイッチング素子３１、３３、３５を上段側スイッチング素子と称し、直流電源の負極側、すなわち直流母線１ｂに接続されるスイッチング素子３２、３４、３６を下段側スイッチング素子と称する。

スイッチング素子は、例えば図１に示すようなＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）や、ＭＯＳＦＥＴ以外にもＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等が用いられる。

なお、スイッチング素子の各ＭＯＳＦＥＴには、直流電源９０の負極側から正極側へ向かう方向、すなわち下段側から上段側へ向かう方向を順方向として、並列にフリーホイールダイオード（ＦＷＤ）が設けられている。

電動機電流検出部２６は、交流母線２ａを流れる電動機電流を検出するものであり、電流を電圧に変換して電動機電流情報をスイッチング制御部６０に出力する。図１では、シャント抵抗により電流を検出する構成を示している。なお、電動機電流検出部２６は、ホール素子等を用いた電流センサとしてもよい。

電力開閉器７０は、直流電源９０と電動機制御装置８０との電力授受を制御するものである。具体的には、電力開閉器７０は、電動機１０の回生運転時に直流電源９０の電圧が設定値以上になった場合や、直流電源９０の消耗等により直流電源９０の電圧が設定値以下になった場合、直流電源９０に流れる電流が設定値以上になった場合、車両の故障や衝突が検出された場合等に、図示しない上位のシステムにより開放状態に制御される。なお、電力開閉器７０は、スイッチング制御部６０により制御される構成としてもよい。

また、回転角センサ３０は、レゾルバやエンコーダ等により電動機１０のロータ回転角を検出するものである。回転角センサ３０で検出されたロータ回転角は、スイッチング制御部６０に出力される。なお、ロータ回転角θｍは、電動機１０の永久磁石の極対数を基に電気角θｅに換算される。

スイッチング制御部６０は、電動機制御装置全体の制御を司るもので、マイクロコントローラや駆動回路等から構成される。図２は、この発明の実施の形態１に係る電動機制御装置のスイッチング制御部を示すブロック構成図である。

図２において、スイッチング制御部６０は、電流指令生成部６１、３相２相変換部６２、電流制御部６３、２相３相変換部６４、デューティ変換部６５、ＰＷＭ信号生成部６６、３相短絡処理指令生成部６７および電源側異常判定部６８を有している。

電流指令生成部６１には、電動機１０が発生すべきトルク指令値Ｔｒｑ＊が図示しないスイッチング制御部６０の上位の制御装置または制御プログラムから入力される。電流指令生成部６１は、このトルク指令値Ｔｒｑ＊に基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成する。

ここで、ｄ軸は電動機１０の磁極位置、すなわち磁束の方向を示し、ｑ軸は電気的にｄ軸と直交する方向を示しており、ｄ−ｑ軸座標系を構成する。磁石を有する電動機１０のロータが回転すると、ｄ−ｑ軸座標系も回転するものである。

３相２相変換部６２は、電動機電流検出部２６からＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗ、回転角センサ３０から電気角θｅが入力され、座標変換によりＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを、ｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑに変換する。

なお、この発明の実施の形態１では、電動機電流検出部２６で検出される電流は、３つの相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗであるが、２つの相電流が分かれば残りの相電流は求めることができるので、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのうち２つの相電流を検出する構成としてもよい。

電流制御部６３には、電流指令生成部６１からｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊、３相２相変換部６２からｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑが入力される。電流制御部６３は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流検出値Ｉｄとのｄ軸電流偏差、およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流検出値Ｉｑとのｑ軸電流偏差を演算し、それぞれの電流偏差に対して比例・積分制御演算によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を演算する。

２相３相変換部６４は、電流制御部６３からｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊、回転角センサ３０から電気角θｅが入力され、これらに基づいて静止座標系の３相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算する。

デューティ変換部６５は、２相３相変換部６４から３相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊、電圧検出部２４から直流母線電圧Ｖｐｎが入力され、これらに基づいてデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗを演算する。

電源側異常判定部６８は、電圧検出部２４から直流母線電圧Ｖｐｎが入力され、直流母線電圧Ｖｐｎに基づいて、電源側異常状態であるか否かを判定し、判定結果Ｅｒｒを生成する。

３相短絡処理指令生成部６７は、３相２相変換部６２からｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑ、回転角センサ３０から電気角θｅ、電源側異常判定部６８から電源側異常判定結果Ｅｒｒが入力され、これらに基づいて３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳを生成する。

具体的には、３相短絡処理指令生成部６７は、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側正常状態であると判定された場合には、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡不実行指令を生成し、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態であると判定された場合には、ｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑおよび電気角θｅに基づいて、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡実行指令を生成する。

ＰＷＭ信号生成部６６は、デューティ変換部６５から各相のデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗ、３相短絡処理指令生成部６７から３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳが入力され、これらに基づいて電力変換回路２５の各スイッチング素子へのオンオフ制御信号を演算し、電力変換回路２５へオンオフ制御信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬを出力する。

具体的には、ＰＷＭ信号生成部６６は、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳが３相短絡不実行指令である場合には、各相のデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗに応じた各スイッチング素子へのオンオフ制御信号を出力し、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳが３相短絡実行指令である場合には、電力変換回路２５の上段側スイッチング素子のすべてまたは下段側スイッチング素子のすべてをオンする３相短絡状態となるよう、各スイッチング素子へのオンオフ制御信号を出力する。

電力変換回路２５のスイッチング素子３１〜３６は、それぞれスイッチング制御部６０からのオンオフ制御信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬによりオンオフ動作し、直流電力を交流電力に変換し電動機１０に供給するとともに、電動機１０が回生状態において発生する回生電力を直流電源９０に充電する。

ここで、この発明の実施の形態１に係る電動機制御装置の特徴とする点は、スイッチング制御部６０に３相短絡処理指令生成部６７を設け、電源側異常状態であると判定された場合に、ｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑおよび電気角θｅに基づいて３相短絡実行指令を生成し、３相短絡処理を実行する点である。

この構成により、後述するように、インバータ回路２０が直流電源９０から切り離された場合のコンデンサ端子間電圧の上昇を抑制するために、３相短絡処理を実行する際に、３相短絡処理実行後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなるようなタイミングで３相短絡処理を開始することができる。以下に、この発明の実施の形態１に係る電動機制御装置の特徴である３相短絡処理指令生成部６７の動作について、詳細に説明する。

まず、電源側異常判定部６８は、電圧検出部２４から入力された直流母線電圧Ｖｐｎに基づいて、回生電力を直流電源９０に回生させることが不可である電源側異常状態であるか否かを判定し、この判定結果を電源側異常判定結果Ｅｒｒとして３相短絡処理指令生成部６７に出力する。

具体的には、電源側異常判定部６８は、直流母線電圧Ｖｐｎがあらかじめ定められた設定値以上である場合に、回生電力を直流電源９０に回生不可である電源側異常状態であると判定し、それ以外の場合は電源側正常状態であると判定する。

これにより、電力開閉器７０の開放状態において電動機１０が回生動作することで回生電力がコンデンサ２１に蓄電され、コンデンサ２１の両端電圧すなわち直流母線電圧が通常動作では生じえない高電圧状態になっている場合や、電力開閉器７０が導通状態であっても直流電源９０が通常動作では生じえない高電圧状態になっている場合等、回生電力を直流電源９０に回生できないときに電源側異常状態であると判定することができる。

電源側異常判定部６８により電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側正常状態であると判定された場合には、何ら問題なく電動機１０を力行運転および回生運転できる状態であり、３相短絡処理指令生成部６７は、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡不実行指令を生成し、ＰＷＭ信号生成部６６に対して出力する。

ＰＷＭ信号生成部６６は、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳが３相短絡不実行指令である場合には、インバータ駆動で広く一般的に実行される三角波比較方式等により、各相のデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗに応じた各スイッチング素子へのオンオフ制御信号を出力する。なお、三角波比較方式は、公知であるので詳細な説明は省略する。

電源側異常判定部６８により電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態であると判定された場合には、直流電源９０に回生電力を回生できない状態であるため、３相短絡処理指令生成部６７は、後述する方法で３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡実行指令を生成し、ＰＷＭ信号生成部６６に対して出力する。

ＰＷＭ信号生成部６６は、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳが３相短絡実行指令である場合には、上段側スイッチング素子３１、３３、３５をオンし、下段側スイッチング素子３２、３４、３６をオフするよう電力変換回路２５へオンオフ制御信号を出力する。

なお、ＰＷＭ信号生成部６６は、３相短絡するスイッチング素子を下段側スイッチング素子としてもよく、上段側スイッチング素子３１、３３、３５をオフし、下段側スイッチング素子３２、３４、３６をオンするよう電力変換回路２５へオンオフ制御信号を出力するようにしてもよい。

上述した動作により、電動機１０の回生運転中にインバータ回路２０が直流電源９０から切り離された場合等、回生電力を直流電源９０に回生できないときに、インバータ回路２０の上段側スイッチング素子のすべてまたは下段側スイッチング素子のすべてをオンし、電動機１０の各相を互いに短絡させる３相短絡処理を実行することとなり、コンデンサ２１に電力が過大に回生されてコンデンサ端子間電圧が過大に上昇することを防止することができる。

ここで、３相短絡処理指令生成部６７は、３相短絡実行指令を生成する場合に、３相短絡処理実行後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなるようなタイミングで３相短絡実行指令を生成する。以下に、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態であると判定された場合、すなわち３相短絡処理指令生成部６７で３相短絡実行指令を生成する場合の３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳの生成方法について詳述する。

まず、３相短絡処理実行後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなる３相短絡開始タイミングについて説明する。３相短絡処理実行後の相電流は、３相短絡前に流れていた電流と３相短絡後に電動機１０の誘起電圧によって流れる短絡電流との和となる。以下、３相短絡前に流れていた電流を短絡前電流と称し、３相短絡後に電動機１０の誘起電圧によって流れる短絡電流を誘起電圧電流と称する。

電動機１０の電気角速度をω、短絡前電流の振幅をＡ、誘起電圧電流の振幅をＢ、短絡前電流と誘起電圧電流との位相差をε、短絡前電流の減衰時定数をτとし、時刻Ｔ０で３相短絡処理を開始したとすると、３相短絡後の時刻ｔでの各相の相電流は、次式（１）となる。

なお、ここでは、数式を簡素化するため、Ｕ相の誘起電圧電流の位相オフセットを０とした場合について示している。

このとき、相電流絶対値が最も大きくなるのは、短絡前電流が減衰していない３相短絡実行直後付近となる。したがって、上記式（１）での短絡前電流の減衰を無視して近似した次式（２）により、相電流絶対値の最大値を見積もることが可能である。

上記式（２）から、各相の相電流の最大値および最小値は、次式（３）のようになる。

また、上記式（３）から、各相の相電流絶対値の最大値は、次式（４）のようになる。

上記式（４）において、ＵＶＷ全相での相電流絶対値の最大値が最小となるようなＴ０が、３相短絡処理実行後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなる３相短絡開始タイミングとなる。ここで、Ｕ相を例にとると、

は、次式（５）のように変換することができる。なお、数式簡素化のため、式（５）では、ωＴ０をαとおきかえている。

また、Ｖ相の

およびＷ相の

も、それぞれ同様に次式（６）、（７）のように変換することができる。

ここで、Ｘ、Ｙは、α（＝ωＴ０）とは無関係であるため、

もαとは無関係であり、３相短絡処理開始タイミングによって変化しないものである。

したがって、上記式（４）〜（７）により、ＵＶＷ全相での相電流絶対値の最大値が最小となるのは、

の３つの絶対値の最大値が最小となる場合である。これは、図３から明らかなように、次式（８）を満たす場合である。図３は、この発明の実施の形態１に係る電動機制御装置に関して、１２０°ずつ位相がずれた３つのｓｉｎ関数の絶対値の最大値が最小となる関係を示す説明図である。

すなわち、３相短絡処理は、次式（９）を満たすタイミングで開始されると、３相短絡処理実行後の相電流絶対値の最大値を極力小さくすることができる。

ここで、上記式（９）におけるＡ、Ｂ、εを説明するために、３相短絡処理前後の電流に関して、ｄ−ｑ軸座標系での電流ベクトル図で示した図４を用いて説明する。図４（ａ）〜（ｃ）は、この発明の実施の形態１に係る電動機制御装置に関して、３相短絡処理前後の電流振幅および位相差を示す回転座標系ｄｑ座標での電流ベクトル図である。

図４（ａ）は、３相短絡処理前に流れる回生制御中の電流を、ｄ−ｑ軸座標系での電流ベクトル図で示したものである。図４（ａ）において、３相短絡処理前は、電動機１０が発生すべきトルク指令値Ｔｒｑ＊に対して生成されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に基づき電流制御しており、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と等しい電流が流れている。

なお、回生動作の場合には、負のｑ軸電流が流れている。また、電動機１０の回転速度が高い動作領域では、永久磁石の磁束を等価的に減じる弱め界磁制御が実行されることが一般的で、負のｄ軸電流が流れている。

図４（ｂ）は、３相短絡処理後に電動機１０の誘起電圧により流れる短絡電流を、ｄ−ｑ軸座標系での電流ベクトル図で示したものである。図４（ｂ）において、３相短絡処理後は、電動機１０の誘起電圧Ｅｍを打ち消すように短絡電流Ｉｓが流れる。

詳細には、短絡電流Ｉｓのｄ軸成分をＩｓｄ、ｑ軸成分をＩｓｑ、ｄ軸上で作用するｄ軸リアクタンスをＬｄ、ｑ軸上で作用するｑ軸リアクタンスをＬｑ、電機子巻線抵抗をＲ、ｄ−ｑ軸座標系でｄ軸成分として現れる電機子鎖交磁束数をφとすると、図４（ｂ）に示されるように、電動機１０の誘起電圧ベクトルＥｍ＝ωφ、ｑ軸電流によって生成される磁束による電圧ベクトルωＬｑ・Ｉｓｑ、ｄ軸電流によって生成される磁束による電圧ベクトルωＬｄ・Ｉｓｄ、電機子巻線抵抗で発生する電圧ベクトルＲ・Ｉｓの合成電圧ベクトルが０ベクトルとなるような短絡電流Ｉｓが流れる。また、短絡前電流と誘起電圧電流との位相差εは、電流ベクトルＩとＩｓとの角度となる。

ここで、この発明の実施の形態１に係る発明では、数式を簡単化するために、リアクタンス成分ωＬｄ、ωＬｑに比べ小さい電機子巻線抵抗Ｒを無視して近似する。このとき、３相短絡処理後に電動機１０の誘起電圧により流れる短絡電流の電流ベクトル図は、図４（ｃ）のようになる。図４（ｃ）において、電動機１０の誘起電圧ベクトルＥｍ＝ωφを打ち消すようにｄ軸負方向に次式（１０）に示す短絡電流Ｉｓが流れる。

以上のことから、上記式（９）におけるＡ、Ｂ、εは、次式（１１）のように求めることができる。

また、上記式（１１）から、上記式（９）は、次式（１２）のように展開される。

ここで、回転角センサ３０で検出された電動機１０のロータ回転角から換算される電気角θｅは、図５（ａ）に示されるように、静止座標系ＵＶＷ座標でのＵ相軸と回転座標系ｄｑ座標でのｄ軸との角度とするのが一般的である。また、図５（ｂ）は、この発明の実施の形態１における誘起電圧電流Ｉｓの電流ベクトルを合わせて図示したものである。

この発明の実施の形態１では、Ｕ相の誘起電圧電流をＢｓｉｎ（ωｔ）としており、位相ωｔは、図５（ｂ）に示す角度となる。また、図５（ｂ）から分かるように、電気角θｅとＵ相の誘起電圧電流の位相ωｔとの関係は、次式（１３）のようになる。

したがって、上記式（１２）のωＴ０に対応する電気角をθｅ０とすると、次式（１４）のようになる。

以上の説明により、電気角θｅが上記式（１４）に示されるθｅ０となるタイミングで３相短絡処理が開始されることで、３相短絡実行後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなることを示した。なお、上記式（１４）におけるｄ軸リアクタンスＬｄ、電機子鎖交磁束数φは、電動機１０によって決まる既知の値であり、３相短絡開始タイミングの電気角θｅ０は、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑが分かれば求めることができる。

したがって、３相短絡処理指令生成部６７で３相短絡実行指令を生成する場合、３相２相変換部６２から入力されたｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑと、回転角センサ３０から入力された電気角θｅとに基づいて３相短絡実行指令を生成することで、３相短絡実行後の相電流絶対値の最大値を極力小さくすることができる。

以下、図６のフローチャートを参照しながら、３相短絡処理指令生成部６７の詳細な処理について説明する。

まず、最初のステップＳ１０１では、３相短絡実行中であるか否かを判定する。なお、これ以降、「ステップ」を省略して、単に記号「Ｓ」で示す。

３相短絡実行中であると判定された場合、すなわち、Ｓ１０１でＹＥＳと判定された場合、３相短絡状態を継続するように、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡実行指令を生成するＳ１０５へ移行する。

一方、３相短絡実行中でないと判定された場合、すなわち、Ｓ１０１でＮＯと判定された場合、Ｓ１０２へ移行する。

３相短絡実行中でないと判定された場合に移行するＳ１０２では、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態であるか否かを判定する。

電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態であると判定された場合、すなわち、Ｓ１０２でＹＥＳと判定された場合、Ｓ１０３へ移行する。

電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態でないと判定された場合、すなわち、Ｓ１０２でＮＯと判定された場合、３相短絡処理を実行する必要がない状態であり、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡不実行指令を生成するＳ１０６へ移行する。

電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態であると判定された場合に移行するＳ１０３では、３相２相変換部６２から入力されたｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑから、上記式（１４）により３相短絡開始する電気角θｅ０を演算し、Ｓ１０４へ移行する。

ここで、電気角θｅ０は、整数ｎに応じて複数演算できるが、０から２πの範囲の電気角をθｅ０として演算する。すなわち、電気角θｅ０として６個の電気角が演算される。

Ｓ１０４では、回転角センサ３０から入力された電気角θｅが、Ｓ１０３で演算された電気角θｅ０の近傍であるか否かを判定する。

電気角θｅが電気角θｅ０の近傍であると判定された場合、すなわち、Ｓ１０４でＹＥＳと判定された場合、３相短絡実行後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなる３相短絡開始タイミングであるので、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡実行指令を生成するＳ１０５へ移行する。

一方、電気角θｅが電気角θｅ０の近傍でないと判定された場合、すなわち、Ｓ１０４でＮＯと判定された場合、３相短絡実行後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなる３相短絡開始タイミングでないので、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡不実行指令を生成するＳ１０６へ移行する。

以上のフローチャートに示す処理により、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態であると判定された場合、すなわち３相短絡処理指令生成部６７で３相短絡実行指令を生成する場合に、３相短絡処理実行後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなるようなタイミングで３相短絡実行指令を生成することができる。すなわち、３相短絡処理を実行する場合に、３相短絡実行後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなるタイミングで３相短絡処理を開始することができる。

以上のように、実施の形態１によれば、３相短絡処理を実行する場合に、３相短絡実行後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなる３相短絡開始タイミングを、ｄ軸電流、ｑ軸電流、電動機の回転角に基づいて判断して３相短絡処理を開始できるので、３相短絡処理を実行した場合の相電流の上昇を極力抑制することができる。

また、電源側異常状態であると判定されたときに３相短絡処理を実行する構成としたので、インバータ回路が直流電源から切り離された場合のコンデンサ端子間電圧の上昇を抑制するために３相短絡処理を実行する際にも、電動機の相電流の上昇を極力抑制することができる。

すなわち、以上の実施の形態１によれば、インバータ回路が直流電源から切り離された場合であっても、コンデンサ端子間電圧の上昇および電動機の各相に流れる相電流の上昇を抑制し、インバータ回路や電動機の破壊を防止することができる電動機制御装置を小型、低コストで実現することができる。

なお、上記実施の形態１では、３相短絡処理指令生成部６７で３相短絡実行指令を生成する場合に、３相２相変換部６２から入力されたｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑと、回転角センサ３０から入力された電気角θｅとに基づいて３相短絡実行指令を生成する構成とした。

しかしながら、これに限定されず、図７に示されるように、ｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑの代わりに、電流指令生成部６１からｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を入力する構成としてもよい。この構成とすれば、電動機電流検出部２６により検出される相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにノイズが重畳する場合であっても、ノイズの影響を受けずに３相短絡実行指令を生成することができる。

また、上記実施の形態１では、３相短絡処理指令生成部６７で電気角θｅ０を演算する処理として、上記式（１４）での整数ｎに応じて、０から２πの範囲で６個の電気角を演算する処理としたが、これに限定されるものではなく、例えば、０から２πの範囲で該当する１個の電気角のみ演算する処理としてもよい。この処理とすれば、比較的簡単な処理で３相短絡処理を開始するタイミングを判断することができる。

また、上記実施の形態１では、３相短絡処理指令生成部６７で電気角θｅ０を演算する処理として、上記式（１４）により演算する処理としたが、本質的に同等の演算方法であれば、特にこの数式に限定されるものではない。

例えば、短絡前電流の振幅Ａ、誘起電圧電流の振幅Ｂ、短絡前電流と誘起電圧電流との位相差εを上記式（１１）で演算した後、これらに基づいて上記式（９）により３相短絡処理を開始するタイミングの電気角θｅ０（＝ωＴ０−π）を演算する処理としてもよい。言い換えると、ｄ軸電流およびｑ軸電流から演算した３相短絡処理前後の相電流の位相差と３相短絡処理前後の相電流の振幅とに基づいて、電気角θｅ０を演算する処理としてもよい。

また、上記実施の形態１では、スイッチング制御部６０の電源側異常判定部６８は、電圧検出部２４から入力された直流母線電圧情報をもとに、電源側異常状態であるか否かを判定する構成としたが、その他の構成として、例えば図示しない車両ＥＣＵ等外部の制御装置から電力開閉器７０の開放状態が通信され、電力開閉器７０が開放状態である場合に電源側異常状態であると判定してもよい。

なお、電力変換回路２５のスイッチング素子は、どのような素子を用いてもよいが、例えばワイドバンドギャップ半導体を用いることができる。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンド等により形成されたものがある。

このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子で構成されたインバータ回路は、従来のシリコンＳｉによって形成されたスイッチング素子で構成されたインバータ回路と比較して、高耐電圧、低損失であり、高周波駆動が可能である特徴がある。以下、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子で構成されたインバータ回路をワイドバンドギャップインバータ回路と称し、シリコンＳｉによって形成されたスイッチング素子で構成されたインバータ回路をＳｉインバータ回路と称する。

実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２に係る電動機制御装置を図８から図１１に基づいて詳細に説明する。この発明の実施の形態２に係る電動機制御装置は、上記実施の形態１の図１に示したシステム構成と同様に、インバータ回路２０とスイッチング制御部６０とで構成されているが、図８に示されるように、スイッチング制御部６０の機能ブロックにおいて、角速度演算部６９が付加されている。

また、３相短絡処理指令生成部６７での３相短絡処理指令生成方法が、上記実施の形態１と異なる。その他の構成や動作は、上記実施の形態１と同じであるので、上記実施の形態１と同一または相当する部分については説明を省略し、上記実施の形態１と異なるスイッチング制御部６０について説明する。

図８は、この発明の実施の形態２に係る電動機制御装置のスイッチング制御部を示すブロック構成図である。図８において、スイッチング制御部６０は、電流指令生成部６１、３相２相変換部６２、電流制御部６３、２相３相変換部６４、デューティ変換部６５、ＰＷＭ信号生成部６６、３相短絡処理指令生成部６７、電源側異常判定部６８および角速度演算部６９を有している。

ここで、電流指令生成部６１、３相２相変換部６２、電流制御部６３、２相３相変換部６４、デューティ変換部６５、ＰＷＭ信号生成部６６および電源側異常判定部６８は、上記実施の形態１と同一であるので、説明を省略する。

角速度演算部６９は、回転角センサ３０から電気角θｅが入力され、時間微分することにより電気角速度ωを演算する。

３相短絡処理指令生成部６７は、３相２相変換部６２からｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑ、回転角センサ３０から電気角θｅ、電源側異常判定部６８から電源側異常判定結果Ｅｒｒ、角速度演算部６９から電気角速度ωが入力され、これらに基づいて３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳを生成する。

具体的には、３相短絡処理指令生成部６７は、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側正常状態であると判定された場合には、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡不実行指令を生成し、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態であると判定された場合には、ｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑ、電気角θｅおよび電気角速度ωに基づいて、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡実行指令を生成する。

ここで、この発明の実施の形態２に係る電動機制御装置の特徴とする点は、スイッチング制御部６０に３相短絡処理指令生成部６７を設け、電源側異常状態であると判定された場合に、ｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑ、電気角θｅおよび電気角速度ωに基づいて３相短絡実行指令を生成し、３相短絡処理を実行する点である。

この構成により、後述するように、インバータ回路２０が直流電源９０から切り離された場合のコンデンサ端子間電圧の上昇を抑制するために、３相短絡処理を実行する際に、３相短絡処理実行後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなるようなタイミングで３相短絡処理を開始することができる。以下に、この発明の実施の形態２に係る電動機制御装置の特徴である３相短絡処理指令生成部６７の動作について、詳細に説明する。

なお、３相短絡処理指令生成部６７の動作において、上記実施の形態１と異なるのは、３相短絡実行指令を生成する場合に演算される、３相短絡処理実行後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなるようなタイミングの演算方法である。

したがって、以下では、上記実施の形態１と重複する説明は省略し、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態であると判定された場合、すなわち３相短絡処理指令生成部６７で３相短絡実行指令を生成する場合の３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳの生成方法について詳述する。

まず、３相短絡処理実行後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなる３相短絡開始タイミングについて説明する。上記実施の形態１で説明したように、電動機１０の電気角速度をω、短絡前電流の振幅をＡ、誘起電圧電流の振幅をＢ、短絡前電流と誘起電圧電流との位相差をε、３相短絡処理を開始する時刻をＴ０とおくと、上記式（９）を満たすタイミングＴ０で３相短絡処理が開始されると、３相短絡処理実行後の相電流絶対値の最大値を極力小さくすることができる。

ここで、上記式（９）におけるＡ、Ｂ、εを説明するために、３相短絡処理前後の電流に関して、ｄ−ｑ軸座標系での電流ベクトル図で示した図４を用いて再度説明する。

図４（ａ）は、３相短絡処理前に流れる回生制御中の電流を、ｄ−ｑ軸座標系での電流ベクトル図で示したものである。図４（ａ）において、３相短絡処理前は、電動機１０が発生すべきトルク指令値Ｔｒｑ＊に対して生成されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に基づき電流制御しており、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と等しい電流が流れている。

なお、回生動作の場合には、負のｑ軸電流が流れている。また、電動機１０の回転速度が高い動作領域では、永久磁石の磁束を等価的に減じる弱め界磁制御が実行されることが一般的で、負のｄ軸電流が流れている。

図４（ｂ）は、３相短絡処理後に電動機１０の誘起電圧により流れる短絡電流を、ｄ−ｑ軸座標系での電流ベクトル図で示したものである。図４（ｂ）において、３相短絡処理後は、電動機１０の誘起電圧Ｅｍを打ち消すように短絡電流Ｉｓが流れる。

詳細には、短絡電流Ｉｓのｄ軸成分をＩｓｄ、ｑ軸成分をＩｓｑ、ｄ軸上で作用するｄ軸リアクタンスをＬｄ、ｑ軸上で作用するｑ軸リアクタンスをＬｑ、電機子巻線抵抗をＲ、ｄ−ｑ軸座標系でｄ軸成分として現れる電機子鎖交磁束数をφとすると、図４（ｂ）に示されるように、電動機１０の誘起電圧ベクトルＥｍ＝ωφ、ｑ軸電流によって生成される磁束による電圧ベクトルωＬｑ・Ｉｓｑ、ｄ軸電流によって生成される磁束による電圧ベクトルωＬｄ・Ｉｓｄ、電機子巻線抵抗で発生する電圧ベクトルＲ・Ｉｓの合成電圧ベクトルが０ベクトルとなるような短絡電流Ｉｓが流れる。また、短絡前電流と誘起電圧電流との位相差εは、電流ベクトルＩとＩｓとの角度となる。

ここで、図４（ｂ）を参照すると、Ｉｓｄ、Ｉｓｑには、式（１５）の関係が成り立つ。

上記式（１５）および図４（ｂ）から、上記式（９）におけるＡ、Ｂ、εは、次式（１６）のように求めることができる。

ここで、回転角センサ３０で検出された電動機１０のロータ回転角から換算される電気角θｅは、図９（ａ）に示されるように、静止座標系ＵＶＷ座標でのＵ相軸と回転座標系ｄｑ座標でのｄ軸との角度とするのが一般的である。また、図９（ｂ）は、この発明の実施の形態２における誘起電圧電流Ｉｓの電流ベクトルを合わせて図示したものである。

この発明の実施の形態２では、Ｕ相の誘起電圧電流をＢｓｉｎ（ωｔ）としており、位相ωｔは、図９（ｂ）に示す角度となる。また、図９（ｂ）から分かるように、電気角θｅとＵ相の誘起電圧電流の位相ωｔとの関係は、次式（１７）のようになる。

したがって、上記式（９）のωＴ０に対応する電気角をθｅ０とすると、次式（１８）のようになる。

以上の説明により、電気角θｅが上記式（１８）に示されるθｅ０となるタイミングで３相短絡処理が開始されることで、３相短絡実行後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなることを示した。

なお、上記式（１８）におけるＡ、Ｂ、εは、上記式（１６）から演算でき、また、上記式（１６）および上記式（１８）におけるｄ軸リアクタンスＬｄ、ｑ軸リアクタンスＬｑ、電機子鎖交磁束数φ、電機子巻線抵抗Ｒは、電動機１０によって決まる既知の値である。すなわち、上記式（１６）および上記式（１８）により、３相短絡開始タイミングの電気角θｅ０は、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑおよび電気角速度ωが分かれば求めることができる。

したがって、３相短絡処理指令生成部６７で３相短絡実行指令を生成する場合、３相２相変換部６２から入力されたｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑと、回転角センサ３０から入力された電気角θｅと、角速度演算部６９から入力された電気角速度ωに基づいて３相短絡実行指令を生成することで、３相短絡実行後の相電流絶対値の最大値を極力小さくすることができる。

以下、図１０のフローチャートを参照しながら、３相短絡処理指令生成部６７の詳細な処理について説明する。

まず、最初のステップＳ２０１では、３相短絡実行中であるか否かを判定する。なお、これ以降、「ステップ」を省略して、単に記号「Ｓ」で示す。

３相短絡実行中であると判定された場合、すなわち、Ｓ２０１でＹＥＳと判定された場合、３相短絡状態を継続するように、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡実行指令を生成するＳ２０６へ移行する。

一方、３相短絡実行中でないと判定された場合、すなわち、Ｓ２０１でＮＯと判定された場合、Ｓ２０２へ移行する。

３相短絡実行中でないと判定された場合に移行するＳ２０２では、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態であるか否かを判定する。

電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態であると判定された場合、すなわち、Ｓ２０２でＹＥＳと判定された場合、Ｓ２０３へ移行する。

電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態でないと判定された場合、すなわち、Ｓ２０２でＮＯと判定された場合、３相短絡処理を実行する必要がない状態であり、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡不実行指令を生成するＳ２０７へ移行する。

電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態であると判定された場合に移行するＳ２０３では、３相２相変換部６２から入力されたｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑ、角速度演算部６９から入力された電気角速度ωから、上記式（１６）により短絡前電流の振幅Ａ、誘起電圧電流の振幅Ｂ、短絡前電流と誘起電圧電流との位相差εを演算し、Ｓ２０４へ移行する。

続いて、Ｓ２０４では、Ｓ２０３で演算された短絡前電流の振幅Ａ、誘起電圧電流の振幅Ｂ、短絡前電流と誘起電圧電流との位相差εから、上記式（１８）により３相短絡開始する電気角θｅ０を演算し、Ｓ２０５へ移行する。

ここで、電気角θｅ０は、整数ｎに応じて複数演算できるが、０から２πの範囲の電気角をθｅ０として演算する。すなわち、電気角θｅ０として６個の電気角が演算される。

Ｓ２０５では、回転角センサ３０から入力された電気角θｅが、Ｓ２０４で演算された電気角θｅ０の近傍であるか否かを判定する。

電気角θｅが電気角θｅ０の近傍であると判定された場合、すなわち、Ｓ２０５でＹＥＳと判定された場合、３相短絡実行後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなる３相短絡開始タイミングであるので、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡実行指令を生成するＳ２０６へ移行する。

一方、電気角θｅが電気角θｅ０の近傍でないと判定された場合、すなわち、Ｓ２０５でＮＯと判定された場合、３相短絡実行後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなる３相短絡開始タイミングでないので、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡不実行指令を生成するＳ２０７へ移行する。

以上のフローチャートに示す処理により、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態であると判定された場合、すなわち３相短絡処理指令生成部６７で３相短絡実行指令を生成する場合に、３相短絡処理実行後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなるようなタイミングで３相短絡実行指令を生成することができる。すなわち、３相短絡処理を実行する場合に、３相短絡実行後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなるタイミングで３相短絡処理を開始することができる。

以上のように、実施の形態２によれば、３相短絡処理を実行する場合に、３相短絡実行後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなる３相短絡開始タイミングを、ｄ軸電流、ｑ軸電流、電動機の回転角、回転角速度に基づいて判断して３相短絡処理を開始できるので、３相短絡処理を実行した場合の相電流の上昇を極力抑制することができる。

また、電源側異常状態であると判定されたときに３相短絡処理を実行する構成としたので、インバータ回路が直流電源から切り離された場合のコンデンサ端子間電圧の上昇を抑制するために３相短絡処理を実行する際にも、電動機の相電流の上昇を極力抑制することができる。

すなわち、以上の実施の形態２によれば、インバータ回路が直流電源から切り離された場合であっても、コンデンサ端子間電圧の上昇および電動機の各相に流れる相電流の上昇を抑制し、インバータ回路や電動機の破壊を防止することができる電動機制御装置を小型、低コストで実現することができる。

特に、実施の形態２によれば、数式を簡素化するために電機子巻線抵抗Ｒを無視する近似により短絡電流Ｉｓを求めた実施の形態１と比較して、電機子巻線抵抗Ｒを無視せずに短絡電流Ｉｓを求めているので、より正確に３相短絡開始タイミングを演算でき、３相短絡処理を実行した場合の相電流の上昇をより抑制することができる。

なお、上記実施の形態２では、３相短絡処理指令生成部６７で３相短絡実行指令を生成する場合に、３相２相変換部６２から入力されたｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑと、回転角センサ３０から入力された電気角θｅと、角速度演算部６９から入力された電気角速度ωとに基づいて３相短絡実行指令を生成する構成とした。

しかしながら、これに限定されず、図１１に示されるように、ｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑの代わりに、電流指令生成部６１からｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を入力する構成としてもよい。この構成とすれば、電動機電流検出部２６により検出される相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにノイズが重畳する場合であっても、ノイズの影響を受けずに３相短絡実行指令を生成することができる。

また、上記実施の形態２では、３相短絡処理指令生成部６７で電気角θｅ０を演算する処理として、上記式（１８）での整数ｎに応じて、０から２πの範囲で６個の電気角を演算する処理としたが、これに限定されるものではなく、例えば、０から２πの範囲で該当する１個の電気角のみ演算する処理としてもよい。この処理とすれば、比較的簡単な処理で３相短絡処理を開始するタイミングを判断することができる。

なお、上記実施の形態１、２はあくまで一例であり、本発明が適用できるものであれば上述した実施の形態に何ら限定されない。例えば、上記実施の形態１、２では、直流電源９０と電動機制御装置８０とを直接接続していたが、直流電源９０と電動機制御装置８０との間に昇圧や降圧を行うＤＣ／ＤＣコンバータを配置する構成としてもよいし、交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流器やＡＣ／ＤＣコンバータを介して交流電源と接続される構成としてもよい。

また、上記実施の形態１、２では、電気自動車を例に挙げて説明したが、エンジンと電動機とを併用するハイブリット車両に適用してもよいし、さらには車両に限定されるものではない。

以上、この発明の実施の形態を記述したが、この発明は実施の形態に限定されるものではなく、種々の設計変更を行うことが可能であり、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。

１ａ、１ｂ 直流母線、２ａ 交流母線、１０ 電動機、２０ インバータ回路、２１ コンデンサ、２４ 電圧検出部、２５ 電力変換回路、２６ 電動機電流検出部、３０ 回転角センサ（回転速度検出部）、３１〜３６ スイッチング素子、６０ スイッチング制御部、６１ 電流指令生成部、６２ ３相２相変換部、６３ 電流制御部、６４ ２相３相変換部、６５ ディーティ変換部、６６ ＰＷＭ信号生成部、６７ ３相短絡処理指令生成部、６８ 電源側異常判定部、６９ 角速度演算部、７０ 電力開閉器、８０ 電動機制御装置、９０ 直流電源。

この発明に係る電動機制御装置は、直流電源と交流電動機との間に接続され、直流電源の直流電力を交流電力に変換して交流電動機を駆動制御する電動機制御装置であって、交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成された電力変換回路と、電力変換回路のスイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング制御部と、を備え、スイッチング制御部は、上段側スイッチング素子のすべてまたは下段側スイッチング素子のすべてをオンする３相短絡処理を実行する場合に、３相短絡処理後の交流電動機の相電流絶対値の最大値が最小となるタイミングで３相短絡処理を開始する３相短絡処理指令生成部を有し、３相短絡処理指令生成部は、少なくとも交流電動機の回転角度情報に基づいて３相短絡処理の開始タイミングを判定し、３相短絡処理指令生成部は、３相短絡処理の開始タイミングを、交流電動機の回転角度があらかじめ設定された回転角度となったタイミングに設定し、あらかじめ設定された回転角度は、交流電動機の永久磁石の磁束方向をｄ軸、ｄ軸と電気的に直交する方向をｑ軸としたｄ−ｑ軸座標系上でのｄ軸電流およびｑ軸電流に基づいて演算されるものである。

Claims (12)

1. 直流電源と交流電動機との間に接続され、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換して前記交流電動機を駆動制御する電動機制御装置であって、
   交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成された電力変換回路と、
   前記電力変換回路のスイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング制御部と、を備え、
   前記スイッチング制御部は、
   前記上段側スイッチング素子のすべてまたは前記下段側スイッチング素子のすべてをオンする３相短絡処理を実行する場合に、前記３相短絡処理後の前記交流電動機の相電流絶対値の最大値が最小となるタイミングで前記３相短絡処理を開始する３相短絡処理指令生成部を有する
   電動機制御装置。
2. 前記３相短絡処理指令生成部は、少なくとも前記交流電動機の回転角度情報に基づいて前記３相短絡処理の開始タイミングを判定する
   請求項１に記載の電動機制御装置。
3. 前記３相短絡処理指令生成部は、前記３相短絡処理の開始タイミングを、前記交流電動機の回転角度があらかじめ設定された回転角度となったタイミングに設定する
   請求項２に記載の電動機制御装置。
4. 前記あらかじめ設定された回転角度は、前記交流電動機の永久磁石の磁束方向をｄ軸、前記ｄ軸と電気的に直交する方向をｑ軸としたｄ−ｑ軸座標系上でのｄ軸電流およびｑ軸電流に基づいて演算される
   請求項３に記載の電動機制御装置。
5. 前記あらかじめ設定された回転角度は、前記交流電動機の永久磁石の磁束方向をｄ軸、前記ｄ軸と電気的に直交する方向をｑ軸としたｄ−ｑ軸座標系上でのｄ軸電流およびｑ軸電流と、前記交流電動機の回転速度とに基づいて演算される
   請求項３に記載の電動機制御装置。
6. 前記あらかじめ設定された回転角度は、前記３相短絡処理前後の相電流の位相差および振幅に基づいて演算される
   請求項３に記載の電動機制御装置。
7. 前記３相短絡処理前後の相電流の位相差は、前記交流電動機の永久磁石の磁束方向をｄ軸、前記ｄ軸と電気的に直交する方向をｑ軸としたｄ−ｑ軸座標系上でのｄ軸電流およびｑ軸電流に基づいて演算される
   請求項６に記載の電動機制御装置。
8. 前記３相短絡処理前後の相電流の位相差は、前記交流電動機の永久磁石の磁束方向をｄ軸、前記ｄ軸と電気的に直交する方向をｑ軸としたｄ−ｑ軸座標系上でのｄ軸電流およびｑ軸電流と、前記交流電動機の回転速度とに基づいて演算される
   請求項６に記載の電動機制御装置。
9. 前記スイッチング制御部は、
   前記交流電動機からの回生電力を前記直流電源に回生させることが不可である電源側異常状態であるか否かを判定する電源側異常判定部をさらに備え、
   前記電源側異常判定部により電源側異常状態であると判定された場合に、前記３相短絡処理を実行する
   請求項１から請求項８までの何れか１項に記載の電動機制御装置。
10. 前記電源側異常判定部は、前記電力変換回路の直流母線電圧があらかじめ定められた設定値以上となった場合に、電源側異常状態であると判定する
    請求項９に記載の電動機制御装置。
11. 前記電力変換回路のスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成されている
    請求項１から請求項１０までの何れか１項に記載の電動機制御装置。
12. 直流電源と交流電動機との間に接続され、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換して前記交流電動機を駆動制御する電動機制御装置であって、交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成された電力変換回路を備えたものにおいて実行される電動機制御方法であって、
    前記交流電動機からの回生電力を前記直流電源に回生させることが不可である電源側異常状態であるか否かを判定する電源側異常判定ステップと、
    前記電源側異常判定ステップにより電源側異常状態であると判定された場合に、前記上段側スイッチング素子のすべてまたは前記下段側スイッチング素子のすべてをオンする３相短絡処理を、前記３相短絡処理後の前記交流電動機の相電流絶対値の最大値が最小となるタイミングで開始する３相短絡処理ステップと、を有する
    電動機制御方法。

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