JP2023170343A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置のスイッチング素子に過電流が流れた場合に、過電流を抑止しつつ電力変換装置のスイッチング素子のボディダイオードを保護しスイッチング素子の劣化を防ぐ。【解決手段】直流電源に接続された正極側スイッチング素子と、負極側スイッチング素子と、これらを直列に接続し回転電機の巻線に接続された外部接続点とが夫々設けられた三相のアーム、相ごとの電流を検出する相電流検出部、および、正極側スイッチング素子と負極側スイッチング素子を夫々オンオフ制御して回転電機を制御し、相電流検出部によって検出された電流が予め定められた閾値を超えた場合に過電流の発生と判定して、全ての正極側スイッチング素子と全ての負極側スイッチング素子のいずれか一方をオンし他方をオフするスイッチング制御装置、を備えた電力変換装置。【選択図】図１

Description

本願は、電力変換装置に関する。

昨今、ハイブリッド自動車、プラグインハイブリッド自動車、電気自動車、および、燃料電池車といった電動パワートレインを搭載した自動車（以下、電動化車両と称す）が普及している。これらの電動化車両には、従来のガソリンエンジンを動力源とした自動車の構成に加えて、またはその代替えとして車輪を駆動するための回転電機と当該回転電機を駆動するための電力変換装置であるインバータが搭載されている。

インバータは、複数の半導体スイッチング素子を所定のスイッチング周波数でオンオフすることにより、直流電源の直流電力を所定の交流電力に変換して、負荷である回転電機のトルクと回転数を調節する。半導体スイッチング素子は、順方向および逆方向に電流を流す必要がある。半導体スイッチング素子として電界効果トランジスタ（ＦＥＴ（Field Effect Transistor））を使用する場合、還流ダイオードを並列に接続せずにＦＥＴが内蔵するボディダイオード（寄生ダイオードとも称する）を使用することができる。このため、小型で高性能なインバータにはＦＥＴが多用されている。

しかし、ＦＥＴのボディダイオードは、大電流の通電によって劣化する場合がある。一般的なダイオードと同様に、ＦＥＴのボディダイオードにも連続通電可能電流と、これより大きな許容電流である短時間定格電流が定められている。通電電流がボディダイオードの短時間定格電流を超えればＦＥＴの寿命が短縮される可能性がある。

特に電力変換装置のスイッチング素子に過電流が流れた場合に、過電流の抑止策として全てのスイッチング素子を遮断する制御が広く採用されている。しかし、このような場合、ボディダイオードに電流が流れることとなる。この場合に、ボディダイオードを保護しスイッチング素子の劣化を防ぐ必要がある。

ボディダイオードへの電流流入への対策として、半導体スイッチング素子に逆並列に別のダイオードを接続する技術が提案されている。このとき、電流導通時のオン電圧がボディダイオードの通電開始電圧未満に設定された追加の還流ダイオードを備える手法が開示されている（例えば特許文献１）。

特開２００７－３０５８３６号公報

しかしながら、特許文献１の技術では、追加の還流ダイオードを半導体スイッチング素子に追加して設ける必要がある。追加の還流ダイオードの設置は、電力変換装置に求められる小型化、および低コスト化に相反することとなる。追加の還流ダイオードを設けずにＦＥＴのボディダイオードの許容電流を増大させて耐量を向上するためには、ＦＥＴの半導体サイズを拡大する必要があり、この場合も電力変換装置の小型化、低コスト化に反することとなる。

本願は、電力変換装置における前述の課題を解決するためになされたものである。本願は、電力変換装置のスイッチング素子に過電流が流れた場合に、過電流を抑止しつつ電力変換装置のスイッチング素子のボディダイオードを保護しスイッチング素子の劣化を防ぐことのできる電力変換装置を得ることを目的とする。

本願に開示される電力変換装置は、
直流電源の正極側に接続された正極側スイッチング素子と、直流電源の負極側に接続された負極側スイッチング素子と、正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子を直列に接続し回転電機の巻線に接続された外部接続点とが夫々設けられた三相のアーム、
外部接続点と巻線の間に流れる相ごとの電流を検出する相電流検出部、および、
正極側スイッチング素子と負極側スイッチング素子を夫々オンオフ制御して回転電機を制御し、相電流検出部によって検出された電流が予め定められた閾値を超えた場合に過電流の発生と判定して、全ての正極側スイッチング素子と全ての負極側スイッチング素子のいずれか一方をオンし他方をオフするスイッチング制御装置、を備えたものである。

本願に係る電力変換装置によれば、電力変換装置のスイッチング素子に過電流が流れた場合に、全ての正極側スイッチング素子と全ての負極側スイッチング素子のいずれか一方をオンし他方をオフすることによって、過電流を抑止しつつスイッチング素子のボディダイオードに大電流が流れることを抑制することができる。それによって、追加の還流ダイオードの設置および半導体サイズの拡大を必要とせず、小型化、低コスト化を進めつつ、ボディダイオードを保護しスイッチング素子の劣化を防ぐことのできる電力変換装置を得ることができる。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成図である。 実施の形態１に係る電力変換装置のスイッチング制御装置のハードウェア構成図である。 比較例に係る電力変換装置の過電流対応制御のブロック図である。 比較例に係る電力変換装置の信号遮断回路の動作論理を示す図である。 比較例に係る電力変換装置の過電流対応制御を示すタイムチャートである。 実施の形態１に係る電力変換装置の通常時の電流の流れを示す図である。 比較例に係る電力変換装置の過電流対応制御の電流の流れを示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の過電流対応制御のブロック図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の正極側三相短絡処理回路の動作論理を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の負極側三相短絡処理回路の動作論理を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の電流の方向と過電流検出の関係を示す第一の図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の電流の方向と過電流検出の関係を示す第二の図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の過電流対応制御を示すタイムチャートである。 実施の形態１に係る電力変換装置の過電流対応制御の電流の流れを示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の構成図である。

以下、本願に係る電力変換装置の実施の形態について、図面を参照して説明する。

１．実施の形態１
＜電力変換装置の構成＞
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１の構成図である。電力変換装置１は、直流母線３ａ、３ｂにより直流電源４と接続されている。電力変換装置１は、直流電源４から駆動電力を受電し、または直流電源４に回生電力を送電する。電力変換装置１は、交流母線５により回転電機６と接続されている。電力変換装置１は、駆動電力を回転電機６に送電し、または回生電力を回転電機６から受電する。

回転電機６は、U相巻線１０ａ、Ｖ相巻線１０ｂ、Ｗ相巻線１０ｃを備えている。また、回転電機６は、回転電機６の回転角を検出する回転角センサ７を備えている。回転電機６は、負荷を回転駆動するとともに、負荷の回転エネルギーを電気エネルギーとして回生可能である。回転電機６には、ロータに永久磁石を備えた電動機、ロータに電磁石を備えた電動機、ブラシ式電動機、ブラシレス電動機などを用いることができる。

電力変換装置１は、インバータ回路８とスイッチング制御装置９を備えている。インバータ回路８は、電源入力側の直流母線３ａ、３ｂ間に接続されたコンデンサ２、インバータ回路８の直流母線電圧を検出する電圧検出回路１１、複数のスイッチング素子で構成され直流／交流の電力変換をする電力変換回路１２、および交流母線５を介して回転電機６との間に流れる電流を検出する電流センサ１３を備えている。

電力変換回路１２のスイッチング素子は、例えば、図１に示すようなＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などが用いられる。ＭＯＳＦＥＴには構造上逆並列のダイオードが形成され、ボディダイオードと呼ばれる（寄生ダイオードとも呼ばれる）。

電力変換回路１２は、一般的によく知られている６つのスイッチング素子をフルブリッジ接続したインバータである。Ｕ相用のスイッチング素子１４、１５、Ｖ相用のスイッチング素子１６、１７、およびＷ相用のスイッチング素子１８、１９は、ペアごとにそれぞれ直列に接続されている。これらのペアをアームと称する。

Ｕ相用のアーム、Ｖ相用のアーム、Ｗ相用のアームは、それぞれ直流電源４に並列に接続されている。Ｕ相用のアームであるスイッチング素子１４、１５の中点である外部接続点は、回転電機６のＵ相の入力と接続されている。Ｖ相用のアームであるスイッチング素子１６、１７の中点である外部接続点は、回転電機６のＶ相の入力と接続されている。そして、Ｗ相用のアームであるスイッチング素子１８、１９の中点である外部接続点は、回転電機６のＷ相の入力と接続されている。

ここで、直流電源４の正極側の直流母線３ａに接続されるスイッチング素子１４、１６、１８を上側スイッチング素子または上側アームと称する。直流電源４の負極側の直流母線３ｂに接続されるスイッチング素子１５、１７、１９を下側スイッチング素子または下側アームと称する。

インバータ回路８のコンデンサ２は、直流母線電圧のリップルを抑制する働きをする。そして、コンデンサ２は、インバータ回路８の電源インピーダンスを低下させてインバータ回路８の交流電流駆動能力を向上させる働きをする。さらにコンデンサ２は、サージ電圧を吸収する働きをする。電圧検出回路１１は、直流母線電圧を分圧抵抗などによりスイッチング制御装置９で読み込める電圧に分圧する。スイッチング制御装置９は、電圧検出回路１１から直流母線電圧情報を入力する。

電流センサ１３は、交流母線５を流れる回転電機６の相電流を検出する。電流センサ１３は、電流値を電圧に変換してスイッチング制御装置９に出力する。図１では、Ｕ相用電流センサ１３ａによりＵ相電流を、Ｖ相用電流センサ１３ｂによりＶ相電流を、Ｗ相用電流センサ１３ｃによりＷ相電流を検出する構成を示している。なお、電流センサ１３には、シャント抵抗を用いてもよい。

ここで、電力変換装置１から回転電機６の方向に流れる電流を正方向電流とし、逆向きに流れる電流を負方向電流とする。スイッチング素子１４、１５の外部接続点と回転電機６のＵ相の入力に流れる電流を相電流Ｉｕとする。スイッチング素子１６、１７の外部接続点と回転電機６のＶ相の入力に流れる電流を相電流Ｉｖとする。そして、スイッチング素子１８、１９の外部接続点と回転電機６のＷ相の入力に流れる電流を相電流Ｉｗとする。

回転角センサ７は、回転電機６のロータ回転角を検出するセンサである。回転角センサ７には、レゾルバ式エンコーダ、光学式エンコーダなどが利用できる。検出されたロータ回転角は、スイッチング制御装置９に出力される。なお、ロータ回転角θｍは、回転電機６の永久磁石の極対数を基に、電気角θｅに換算される。

＜スイッチング制御装置のハードウェア構成＞
図２は、実施の形態１に係る電力変換装置１のスイッチング制御装置９のハードウェア構成図である。図２のハードウェア構成図は、スイッチング制御装置９ａにも適用できる。ここでは、スイッチング制御装置９に代表させて説明をする。本実施の形態では、スイッチング制御装置９の各機能は、スイッチング制御装置９が備えた処理回路により実現される。具体的には、スイッチング制御装置９は、図２に示すように、処理回路として、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の演算処理装置９０（コンピュータ）、演算処理装置９０とデータのやり取りをする記憶装置９１、演算処理装置９０に外部の信号を入力する入力回路９２、及び演算処理装置９０から外部に信号を出力する出力回路９３等を備えている。

演算処理装置９０として、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＩＣ（Integrated Circuit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、各種の論理回路、及び各種の信号処理回路等が備えられてもよい。また、演算処理装置９０として、同じ種類のものまたは異なる種類のものが複数備えられ、各処理が分担して実行されてもよい。記憶装置９１として、演算処理装置９０からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（Random Access Memory）、演算処理装置９０からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（Read Only Memory）、フラッシュメモリ等が備えられている。入力回路９２は、各種のセンサ及びスイッチが接続され、これらセンサ及びスイッチの出力信号を演算処理装置９０に入力するＡ／Ｄ変換器等を備えている。出力回路９３は、電気負荷が接続され、これら電気負荷に演算処理装置９０からの制御信号を変換して出力する駆動回路等を備えている。

スイッチング制御装置９が備える各機能は、演算処理装置９０が、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されたソフトウェア（プログラム）を実行し、記憶装置９１、入力回路９２、及び出力回路９３等のスイッチング制御装置９の他のハードウェアと協働することにより実現される。なお、スイッチング制御装置９が用いる閾値、判定値等の設定データは、ソフトウェア（プログラム）の一部として、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されている。スイッチング制御装置９の構成要素の機能について説明する。スイッチング制御装置９の各機能は、それぞれソフトウェアのモジュールで構成されるものであってもよいが、ソフトウェアとハードウェアの組み合わせによって構成されるものであってもよい。

＜スイッチング制御装置の機能＞
スイッチング制御装置９は、電力変換装置１の全体の制御を司る。スイッチング制御装置９による、スイッチング素子１４から１９へのオンオフ制御信号の演算過程を説明する。スイッチング制御装置９の上位の図示しない制御装置あるいは制御プログラムから回転電機６が発生すべきトルク指令値Ｔｒｑｃが入力される。これに対して、スイッチング制御装置９は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ１ｃ、ｑ軸電流指令値Ｉｑ１ｃを決定する。

ここで、ｄ軸は回転電機の磁極位置（磁束）の方向、ｑ軸は電気的にｄ軸に直交する方向を示しており、ｄ－ｑ軸座標系を構成する。磁石を有する電動機のロータが回転すると、ｄ－ｑ軸座標系も回転するものである。

スイッチング制御装置９に、電流センサ１３からＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗの電流値信号が入力される。スイッチング制御装置９に、回転角センサ７から電気角θｅに変換するためのロータ回転角θｍが入力される。そして、スイッチング制御装置９に電圧検出回路１１から直流母線電圧Ｖｐｎの電圧値信号が入力される。Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗの各電流値は、スイッチング制御装置９によって座標変換によりｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑに変換される。スイッチング制御装置９によって電気角θｅが時間微分され電気角速度ω（回転速度ω）が算出される。

スイッチング制御装置９は、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃとｄ軸電流検出値Ｉｄとのｄ軸電流偏差、およびｑ軸電流指令値Ｉｑｃとｑ軸電流検出値Ｉｑとのｑ軸電流偏差を演算する。スイッチング制御装置９は、それぞれの電流偏差に対して、比例・積分制御演算によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑｃを算出する。

スイッチング制御装置９は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ、電気角θｅから静止座標系の三相電圧指令値Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを演算する。スイッチング制御装置９は、三相電圧指令値Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃおよび直流母線電圧Ｖｐｎからデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗを算出する。インバータ駆動で広く一般的に実施される三角波比較方式などを用いることにより、スイッチング制御装置９は、各相のデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗから各スイッチング素子１４から１９へのオンオフ制御信号を演算する。そして、スイッチング制御装置９はオンオフ制御信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、WＵ、ＷＬを各駆動回路へ出力する。以下では、便宜上駆動回路の出力もＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、WＵ、ＷＬとして示すこととする。

駆動回路がオンオフ制御信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、WＵ、ＷＬに従って、スイッチング素子１４から１９をオンオフする。電力変換回路１２はＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを流すことで直流電力を交流電力に変換し、回転電機６に供給する。そして、電力変換回路１２は回転電機６が回生状態において発生する回生電力を交流電力から直流電力に変換して直流電源４に充電する。ここで、上記の符号のうち、電気角θｅ、トルク指令値Ｔｒｑｃ、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃ、Ｉｄ１ｃ、ｑ軸電流指令値Ｉｑｃ、Ｉｑ１ｃ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ、三相電圧指令値Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃ、デューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗは説明を判りやすくするために使用した符号であり図または式に記載していない。

＜過電流対応制御＞
電力変換装置１は、トルク指令値Ｔｒｑｃ、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗ、電気角θｅ、直流母線電圧Ｖｐｎから回転電機６との電力授受を行う。しかし、回転角センサ７または電流センサ１３の誤動作、交流母線５の短絡または地絡、演算処理装置９０の一過性の不具合（オンオフ制御信号の一過性の固着）によって、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗが正常な制御の範囲を超えた過大な値になることが考えられる。

そのような過大な電流が流れたときの保護のために、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗに対して過電流の発生を判定する閾値を設けることができる。そして、各電流が閾値を超過した場合に全てのスイッチング素子をオフとする保護回路が考えられる。これによって過電流を抑止する。

図３は、比較例に係る電力変換装置１ａの過電流対応制御のブロック図である（電力変換装置１ａは不図示）。比較例に係る電力変換装置１ａは、実施例１に係る電力変換装置１に対して、スイッチング制御装置９のハードウェアまたはソフトウェアを変更することによって構成することができる。ここでは、スイッチング制御装置９の過電流対応制御の回路を変更した例をスイッチング制御装置９ａとして説明する。

図３には、過電流対応制御のブロック図のＵ相に関する上側スイッチング素子１４、下側スイッチング素子１５への出力の部分を示している。電流検出部４１は、電流センサ１３の信号を入力して電力変換装置１ａの各相の電流を検出する。電流検出部４１は、正側過電流検出回路２４と負側過電流検出回路２５を有して構成される。正側過電流検出回路２４および負側過電流検出回路２５は、電流センサ１３の出力と過電流を示す閾値を比較して、閾値を超過した場合に過電流発生の信号を出力する。

例えば、正側過電流検出回路２４はＵ相、Ｖ相またはＷ相のいずれかの相電流Ｉｕ、ＩｖまたはＩｗが、正方向に流れて閾値Ｉｏｃより大きくなった場合にＨ信号を出力し、それ以外はＬ信号を出力する。負側過電流検出回路２５はＵ相、Ｖ相またはＷ相のいずれかの相電流Ｉｕ、ＩｖまたはＩｗが、負方向に流れて相電流の絶対値が閾値Ｉｏｃより大きくなった場合にＨ信号を出力し、それ以外はＬ信号を出力する。電流検出部４１は、過電流が流れていない場合は、Ｌ出力を維持する。

回転電機駆動部２１は、通常の回転電機６を駆動するためのＵ相の上側スイッチング素子１４を駆動する信号ＤＵＵと、Ｕ相の下側スイッチング素子１５を駆動する信号ＤＵＬを出力する。信号遮断回路２７は、過電流検出信号ＯＣがＬの場合は、駆動信号Ｄをそのまま出力する。よって、電流検出部４１の出力がＬの場合、スイッチング制御装置９ａは、回転電機駆動部２１の出力を駆動回路２２ａ、２２ｂを介してそのまま、スイッチング素子１４とスイッチング素子１５に伝達することとなる。

信号遮断回路２７は、過電流検出信号ＯＣがＨの場合は、駆動信号Ｄの状態によらず出力信号をＬに維持する。よって、電流検出部４１の出力がＨの場合、スイッチング制御装置９ａは、駆動回路２２ａ、２２ｂを介して、スイッチング素子１４とスイッチング素子１５をオフし電流を遮断することとなる。

図４は、比較例に係るスイッチング制御装置９ａの信号遮断回路２７の動作論理を示す図である。信号遮断回路２７の入力である過電流検出信号ＯＣ、駆動信号Ｄに対する、出力信号Ｏの論理を示している。上述したように、信号遮断回路２７は過電流検出信号ＯＣを優先して論理が決定されている。

図３では、Ｕ相のスイッチング素子１４、１５に対する信号遮断回路２７の論理について説明した。図３では記載を省略しているが回転電機駆動部２１は、Ｖ相の上側スイッチング素子１６を駆動する信号ＤＶＵ、Ｖ相の下側スイッチング素子１７を駆動する信号ＤＶＬ、Ｗ相の上側スイッチング素子１８を駆動する信号ＤＷＵ、Ｗ相の下側スイッチング素子１９を駆動する信号ＤWＬも出力する。Ｖ相、Ｗ相についてそれぞれ、上側スイッチング素子１６、１８と下側スイッチング素子１７、１９のための信号遮断回路２７と駆動回路２２ａ、２２ｂを備える。比較例に係るスイッチング制御装置９ａでは過電流対応制御として、Ｕ相、Ｖ相またはＷ相のいずれかの相電流Ｉｕ、ＩｖまたはＩｗの絶対値が、閾値Ｉｏｃより大きくなった場合にスイッチング素子１５から１９の全てを遮断する。

＜遮断制御＞
図５は、比較例に係る電力変換装置１ａの過電流対応制御を示すタイムチャートである。図６は、実施の形態１に係る電力変換装置１の通常時の電流の流れを示す図である。図７は、比較例に係る電力変換装置１ａの過電流対応制御の電流の流れを示す図である。通常時の電流の流れについては、比較例に係る電力変換装置１ａについても、図６の実施の形態１に係る電力変換装置１と同様である。

過電流が検出されてスイッチング素子１４から１９が全てオフ状態となった場合に電力変換回路１２に流れる電流について図５から図７を用いて説明する。図５には、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形を示す。図５の下側のタイムチャートは上側のタイムチャートの時間軸を拡大したものである。時刻Ｔａの時点までは電力変換装置１ａは正常に動作している。時刻Ｔａの時点では、Ｕ相上側スイッチング素子１４とＶ相下側スイッチング素子１７とＷ相下側スイッチング素子１９がオンしている。Ｕ相下側スイッチング素子１５とＶ相上側スイッチング素子１６とＷ相上側スイッチング素子１８がオフしている。

図６には、このときの通常の電流が流れる経路が矢印で示されている。正極側の直流母線３ａからＵ相上側スイッチング素子１４を通り、Ｕ相巻線１０ａへ電流が流れる。そして、三相の巻線の結節点で二分されてＶ相巻線１０ｂ、Ｖ相下側スイッチング素子１７を通る経路と、Ｗ相巻線１０ｃ、Ｗ相下側スイッチング素子１９を通る経路とを経て負極側の直流母線３ｂへ電流が流れる。

スイッチング制御装置９ａの一過性の固着が発生し、各スイッチング素子１４から１９のオン状態、オフ状態が固定される場合を考える。このとき、本来の制御がされずに電流が変化する。

図５の時刻Tｂの時点では、Ｕ相電流Ｉｕが過大となり閾値Ｉｏｃを超過する。スイッチング制御装置９ａが過電流を検出し、スイッチング素子１４から１９の全ての制御信号がオフ状態となって電流が遮断される。これによって過電流を抑止することができる。

このとき図７に示すように電流が流れることとなる。Ｕ相下側スイッチング素子１５を通り、Ｕ相巻線１０ａに電流が流れる。そして、三相の巻線の結節点で電流が二分される。Ｖ相巻線１０ｂ、Ｖ相上側スイッチング素子１６を通る経路と、Ｗ相巻線１０ｃ、Ｗ相上側スイッチング素子１８を通る経路で電流が流れる。

スイッチング素子１５、１６、１８を電流が流れるときは、各スイッチング素子はオフ状態であるためそれぞれのボディダイオードに通電することになる。このとき流れる電流が過電流発生時の過大な電流であると、ボディダイオードの劣化を引き起こす可能性が生じる。

現在、インバータを含めた電力変換装置の小型化のために、シリコンカーバイト（ＳｉＣ）からなる電界効果トランジスタ（以下、ＳｉＣ半導体ＦＥＴと称す）の利用が推進されている。ＳｉＣ半導体ＦＥＴを使用する場合においても、ボディダイオードへの通電電流が問題となる。ボディダイオードによるバイポーラ動作によりＳｉＣ半導体ＦＥＴの結晶劣化が進行する可能性がある。ボディダイオードに電流を流し続けることによってＳｉＣ半導体の結晶劣化が進行し、ボディダイオードのオン電圧が上昇する。その結果、ＳｉＣ半導体ＦＥＴの損失が増大し素子の機能が低下する。そして電力変換回路の安定した状態での動作が困難となる。

＜三相短絡処理＞
以上の様な問題を解決するために、実施の形態１に係る電力変換装置１では、過電流の発生に対して三相短絡処理を実施する。三相短絡処理とは、スイッチング素子１４から１９のうち、上側スイッチング素子１４、１６、１８の全てをオンし、下側スイッチング素子１５、１７、１９の全てをオフすること、あるいは下側スイッチング素子１５、１７、１９の全てをオンし、上側スイッチング素子１４、１６、１８の全てをオフすることを指す。

＜電動機の電圧方程式＞
ここで、三相短絡処理の実施後の定常状態におけるｄ軸電流値Ｉｄ３ｐｓおよびｑ軸電流値Ｉｑ３ｐｓの演算方法を説明する。まず、電動機の電圧方程式は、ｄ軸電圧Ｖｄ、ｑ軸電圧Ｖｑ、ｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑ、電動機の電機子巻線抵抗Ｒ、電動機のｄ軸インダクタンスＬｄ、電動機のｑ軸インダクタンスＬｑ、電動機のｄ軸電機子鎖交磁束数Φｍ、電動機の回転速度ωにより、次式（１）のように表される。

三相短絡処理の実施後の定常状態は、上式（１）においてｄ軸電圧Ｖｄ、ｑ軸電圧Ｖｑが０となる状態である。よって、三相短絡処理の実施後の定常状態におけるｄ軸電流値Ｉｄ３ｐｓ、ｑ軸電流値Ｉｑ３ｐｓを用いて、次式（２）のように表される。

上式（２）より、三相短絡処理の実施後の定常状態におけるｄ軸電流値Ｉｄ３ｐｓおよびｑ軸電流値Ｉｑ３ｐｓは、次式（３）（４）のように表される。

なお、上式（３）（４）で演算に用いた電動機の電機子巻線抵抗Ｒ、電動機のｄ軸インダクタンスＬｄ、電動機のｑ軸インダクタンスＬｑ、電動機のｄ軸電機子鎖交磁束数Φｍは、回転電機６によって決まる既知の値である。また、電動機の回転速度ωは、電気角θｅから求められる値である。

また、次式（５）により、ｄ軸電流値Ｉｄ３ｐｓ、ｑ軸電流値Ｉｑ３ｐｓを用いてＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗの実効値Ｉｒｍｓが算出できる。

＜三相短絡処理の動作論理＞
図８は、実施の形態１に係る電力変換装置１の過電流対応制御のブロック図である。図８には、過電流対応制御のブロック図のＵ相に関する上側スイッチング素子１４、下側スイッチング素子１５への出力の部分を示している。電流検出部４１は、比較例に係る図３のブロック図と同じであり、正側過電流検出回路２４と負側過電流検出回路２５を有して構成される。

正側過電流検出回路２４または負側過電流検出回路２５は、電流センサ１３の出力と過電流を示す閾値Ｉｏｃを比較する。電流センサ１３の検出したＵ相、Ｖ相またはＷ相のいずれかの相電流Ｉｕ、ＩｖまたはＩｗの絶対値が閾値Ｉｏｃを超過した場合に過電流発生の信号を出力する。

正側過電流検出回路２４と負側過電流検出回路２５の両方の出力が、上側スイッチング素子用の正極側三相短絡処理回路２６ａおよび下側スイッチング素子用の負極側三相短絡処理回路２６ｂの双方に伝達される。過電流が、正側過電流検出回路２４と負側過電流検出回路２５のいずれの回路で検出されたかに応じて、正極側三相短絡処理回路２６ａおよび負極側三相短絡処理回路２６ｂが出力を決定する。過電流が検出されない正常時は、正極側三相短絡処理回路２６ａおよび負極側三相短絡処理回路２６ｂは、回転電機駆動部２１の出力をそのまま駆動回路２２ａ、２２ｂに伝達する。

正側過電流検出回路２４により正側過電流が検出されると、正極側三相短絡処理回路２６ａは、駆動回路２２ａにオン指示信号を伝え、スイッチング素子１４はオンとなる。このとき、負極側三相短絡処理回路２６ｂは、駆動回路２２ｂにオフ指示信号を伝え、スイッチング素子１５はオフする。

負側過電流検出回路２５により負側過電流が検出されると、正極側三相短絡処理回路２６ａは、駆動回路２２ａにオフ指示信号を伝え、スイッチング素子１４はオフする。このとき、負極側三相短絡処理回路２６ｂは、駆動回路２２ｂにオン指示信号を伝え、スイッチング素子１５はオンとなる。

図９は、実施の形態１に係る電力変換装置１の正極側三相短絡処理回路２６ａの動作論理を示す図である。正極側三相短絡処理回路２６ａの入力である正極側過電流検出信号ＯＣＵ、負極側過電流検出信号ＯＣＬ、駆動信号Ｄに対する、出力信号Ｏの論理を示している。

正極側三相短絡処理回路２６ａは正極側過電流検出信号ＯＣＵを優先して論理が決定されている。Ｈはオン信号、Ｌはオフ信号と読み替えてもよい。正極側過電流検出信号ＯＣＵがＨの場合は、他の入力信号の状態に拠らず、出力信号ＯはＨ状態を継続する。正極側過電流検出信号ＯＣＵがＬの場合は、負極側過電流検出信号ＯＣＬを優先して論理が決定されている。その場合、負極側過電流検出信号ＯＣＬがＨの場合は、駆動信号Ｄの状態に拠らず、出力信号ＯはＬ状態を継続する。正極側過電流検出信号ＯＣＵがＬでかつ、負極側過電流検出信号ＯＣＬがＬの場合に、駆動信号Ｄの状態がそのまま出力信号Ｏに伝達される。

図１０は、実施の形態１に係る電力変換装置１の負極側三相短絡処理回路２６ｂの動作論理を示す図である。負極側三相短絡処理回路２６ｂの入力である正極側過電流検出信号ＯＣＵ、負極側過電流検出信号ＯＣＬ、駆動信号Ｄに対する、出力信号Ｏの論理を示している。

負極側三相短絡処理回路２６ｂは正極側過電流検出信号ＯＣＵを優先して論理が決定されている。Ｈはオン信号、Ｌはオフ信号と読み替えてもよい。正極側過電流検出信号ＯＣＵがＨの場合は、他の入力信号の状態に拠らず、出力信号ＯはＬ状態を継続する。正極側過電流検出信号ＯＣＵがＬの場合は、負極側過電流検出信号ＯＣＬを優先して論理が決定されている。その場合、負極側過電流検出信号ＯＣＬがＨの場合は、駆動信号Ｄの状態に拠らず、出力信号ＯはＨ状態を継続する。正極側過電流検出信号ＯＣＵがＬでかつ、負極側過電流検出信号ＯＣＬがＬの場合に、駆動信号Ｄの状態がそのまま出力信号Ｏに伝達される。

ここで、正側過電流検出中は、負側過電流検出は無効とし、負側過電流検出中は、正側過電流検出は無効としてもよい。また、過電流の発生判定閾値と、過電流の消失判定閾値を異なる値に設定しヒステリシスを持たせてもよい。そのようにすることで、過電流判定の振動、ジッタの発生による不安定な状態を抑制することができる。

図８では、Ｕ相のスイッチング素子１４、１５に対する正極側三相短絡処理回路２６ａおよび負極側三相短絡処理回路２６ｂの論理について説明した。図８では記載を省略しているが回転電機駆動部２１は、Ｖ相の上側スイッチング素子１６を駆動する信号ＤＶＵ、Ｖ相の下側スイッチング素子１７を駆動する信号ＤＶＬ、Ｗ相の上側スイッチング素子１８を駆動する信号ＤＷＵ、Ｗ相の下側スイッチング素子１９を駆動する信号ＤＶＬも出力する。

Ｖ相、Ｗ相についてそれぞれ、上側スイッチング素子１６、１８と下側スイッチング素子１７、１９のための正極側三相短絡処理回路２６ａ、負極側三相短絡処理回路２６ｂと駆動回路２２ａ、２２ｂを備える。実施の形態１に係るスイッチング制御装置９では過電流対応制御として、Ｕ相、Ｖ相またはＷ相のいずれかの相電流Ｉｕ、ＩｖまたはＩｗの絶対値が、閾値Ｉｏｃより大きくなった場合に三相短絡処理を実施する。すなわち、上側スイッチング素子１４、１６、１８の全てをオンし、下側スイッチング素子１５、１７、１９の全てをオフする、または下側スイッチング素子１５、１７、１９の全てをオンし、上側スイッチング素子１４、１６、１８の全てをオフする。

＜過電流が発生したスイッチング素子の判別＞
図１１は、実施の形態１に係る電力変換装置１の電流の方向と過電流検出の関係を示す第一の図である。図１２は、電流の方向と過電流検出の関係を示す第二の図である。ここでは、Ｕ相用電流センサ１３ａ、Ｖ相用電流センサ１３ｂ、Ｗ相用電流センサ１３ｃで検出する電流の向きで過電流発生のスイッチング素子を判別する方法について説明する。

図１１では、上側スイッチング素子１４と下側スイッチング素子１７がオン状態で、相電流Ｉｕが正方向、相電流Ｉｖが負方向に流れている例を示す。このとき、Ｕ相巻線１０ａ、Ｖ相巻線１０ｂに対し、直流母線の電圧が印加されており、励磁電流が流れている。Ｕ相用電流センサ１３ａで検出する相電流Ｉｕは正方向に増加し、V相用電流センサ１３ｂで検出する相電流Ｉｖは負方向に増加する。

過電流は電流が増加して閾値Ｉｏｃを超過することで検出される。このため、Ｕ相用電流センサ１３ａが正方向の電流を検出しているときに過電流となると上側スイッチング素子１４がオン状態であり、過電流発生がスイッチング素子１４で発生していると判別することができる。同様に、Ｖ相用電流センサ１３ｂが負方向の電流を検出しているときに過電流を検出した場合、下側スイッチング素子１７がオン状態であり、過電流発生がスイッチング素子１７で発生していると判別することができる。

図１２では、上側スイッチング素子１４と下側スイッチング素子１７がオン状態で、相電流Ｉｕが負方向、相電流Ｉｖが正方向に電流が流れている場合を示す。このとき、Ｕ相巻線１０ａ、Ｖ相巻線１０ｂが逆起電圧を発生しており、還流電流が流れている。すなわち回転電機６で発電した電力によって、直流電源４を充電している状態を表している。

このとき、Ｕ相用電流センサ１３ａで検出する相電流Ｉｕは負方向に減少し、Ｖ相用電流センサ１３ｂで検出する相電流Ｉｖは正方向に減少する。電流は減少となるため、図１２で示す状態では過電流は発生することはないと言える。

以上のことはスイッチング素子１４とスイッチング素子１７の組合せだけに限らない。他のスイッチング素子の組み合わせにおける電流と電圧の関係にも同様のことが言える。すなわち、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが正方向の場合に過電流が検出されると、それぞれ上側スイッチング素子１４、１６、１８で過電流が発生していると判別できる。相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが負方向の場合に過電流が検出されると、それぞれ下側スイッチング素子１５、１７、１９で過電流が発生していると判別できる。

＜三相短絡処理時の電流＞
図１３は、実施の形態１に係る電力変換装置１の過電流対応制御を示すタイムチャートである。図１４は、実施の形態１に係る電力変換装置１の過電流対応制御の電流の流れを示す図である。上側スイッチング素子用の正極側三相短絡処理回路２６ａおよび下側スイッチング素子用の負極側三相短絡処理回路２６ｂにより三相短絡を実施した場合の動作を図１３、図１４を用いて説明する。

図１３には、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形を示す。図１３の下側のタイムチャートは上側のタイムチャートの時間軸を拡大したものである。時刻Ｔａの時点までは電力変換装置１は正常に動作している。時刻Ｔａの時点でＵ相上側スイッチング素子１４、Ｖ相下側スイッチング素子１７、およびＷ相下側スイッチング素子１９がオンしている。そして、Ｕ相下側スイッチング素子１５、Ｖ相上側スイッチング素子１６、およびＷ相上側スイッチング素子１８がオフしている。

この場合、図６に示す経路で電流が流れる。Ｕ相上側スイッチング素子１４を通り、Ｕ相巻線１０ａに流れる。そして、三相の巻線の結節点で二分されてＶ相巻線１０ｂ、Ｖ相下側スイッチング素子１７を通る経路と、Ｗ相巻線１０ｃ、Ｗ相下側スイッチング素子１９を通る経路とを経て電流が流れる。

スイッチング制御装置９ａの一過性の固着が発生し、各スイッチング素子１４から１９のオン状態、オフ状態が固定される場合を考える。このとき、本来の制御がされずに電流が変化する。

図１３の時刻Ｔｂの時点で、Ｕ相電流Ｉｕが過大となり閾値Ｉｏｃを超過する。スイッチング制御装置９が上側スイッチング素子での過電流を検出し、上側スイッチング素子１４、１６、１８が全てオン状態となる三相短絡処理が実施される。同時に下側スイッチング素子１５、１７、１９がすべてオフ状態とされる。

図１４に示されるように、このときＵ相上側スイッチング素子１４を通り、U相巻線１０ａを通る電流が流れている。この電流は三相の巻線の結節点で二分されて、Ｖ相巻線１０ｂ、Ｖ相上側スイッチング素子１６を通る経路と、Ｗ相巻線１０ｃ、Ｗ相上側スイッチング素子１８を通る経路とを経て電流が流れる。

ここで、スイッチング素子１４はオン状態を維持しており、反対側のスイッチング素子１５のボディダイオードへの過大な電流が流れることを防ぐことができる。スイッチング素子１６、１８はオン状態となることで、オン抵抗と呼ばれる小さな抵抗値となっているため、ボディダイオード部には電流が流れず、スイッチング素子のトランジスタ部に電流が流れる。

三相短絡とすれば一時的な電流増加はあるものの、時間経過により式（５）で示す電流実効値に収束する。これによって過電流の抑止ができる。この間電流を流しているスイッチング素子１４、１６、１８はオン状態であるためボディダイオードへの通電はない。

このように、電力変換装置１のスイッチング素子に過電流が流れた場合に、全ての正極側スイッチング素子と全ての負極側スイッチング素子のいずれか一方をオンし他方をオフすることによって、過電流を抑止しつつスイッチング素子のボディダイオードに大電流が流れることを抑制することができる。それによって、追加の還流ダイオードの設置および半導体サイズの拡大を必要とせず、小型化、低コスト化を進めつつ、ボディダイオードを保護しスイッチング素子の劣化を防ぐことのできる電力変換装置１を得ることができる。

上記説明では、回転電機駆動部２１のオンオフ信号を、オン継続またはオフ継続に切り替える正極側三相短絡処理回路２６ａ、負極側三相短絡処理回路２６ｂを設けた。しかし、駆動回路に通常のオンオフ信号入力以外に、強制的にオンオフを指示する入力を設け、過電流検出結果によって指示する信号を入力する形態としてもよい。

三相短絡処理実施後は、式（５）で示す電流実効値に収束していく。電流収束によって電流値の絶対値が必要な程度に低下し閾値Ｉｏｃよりも小さい第二の閾値よりも小さくなった後に三相短絡処理を解除し、全てのスイッチング素子をオフ状態としてもよい。そうすることによって、巻線へ流れる相電流を０に変化させることができる。またその過程で、全てのスイッチング素子をオフ状態にした後にボディダイオードに流れる電流を低下させておくことができる。

このとき、ボディダイオードの許容電流値以下の電流値で三相短絡処理を解除することで、ボディダイオードの劣化、寿命短縮を防ぐことができる。このため、第二の閾値はスイッチング素子のボディダイオードの特性に基づいて決定することが有効である。

また、スイッチング素子をオフ操作する際に発生するサージ電圧が許容電圧以下となるような電流値を第二の閾値として、三相短絡処理を解除することとしてもよい。そのためには、第二の閾値を回転電機６の有する特性に基づいて決定することが有効である。そうすることで、スイッチング素子の耐圧超過による故障を防ぐことができる。

さらにスイッチング素子をオフ操作する際に通常のオフ遷移時間より長いオフ遷移時間とすることとしてもよい。そうすることで、サージ電圧の発生をさらに抑制できるため、スイッチング素子の耐圧超過による故障を予防することができる。

２．実施の形態２
図１５は、実施の形態２に係る電力変換装置１ｂの構成図である。図１５の構成図は、電力変換装置１ｂが直流電源４に追加して第二の直流電源４４に接続されている点が、実施の形態１に係る図１の電力変換装置１の構成と異なる。

直流電源４と第二の直流電源４４から電源を生成する電源回路を備えることで、直流電源４の失陥時にも三相短絡処理が実施でき、より確実な動作をすることができる。第二の直流電源４４は、直流電源４から充電する蓄電池でもよい。また、第二の直流電源４４は、より高圧の電源からＤＣ－ＤＣコンバータによって降圧して生成する電源であってもよい。さらに、第二の直流電源４４は、より低圧の電源からＤＣ－ＤＣコンバータによって昇圧して生成する電源であってもよい。

また、一般的に、スイッチング制御装置９、電圧検出回路１１、電流センサ１３、回転角センサ７などは、鉛バッテリなどの低圧系の直流電源から各々の電源を生成し動作する場合が多い。この低圧系の直流電源が失陥すると、上記三相短絡処理が実施できない。このような事態を防止するために、低圧系の直流電源とは別により高圧の直流電源４からも電源を生成できる電源回路４５を備えることとしてもよい。そうすることで、低圧系の直流電源が失陥した場合でも、直流電源４から電源を生成できるので、三相短絡処理を実施できる。

図１５では電源回路４５は直流電源４と低圧系の直流電源４６のいずれからも、スイッチング制御装置９、電圧検出回路１１、電流センサ１３、回転角センサ７などに５Ｖ系の電源４７を供給可能としている。ここでは、直流電源４を鉛バッテリとは別の電源である場合について説明したが、直流電源４は鉛バッテリを用いた電源であってもよい。

本実施の形態において、スイッチング素子１４から１９として、ＳｉＣ半導体ＦＥＴに代表されるワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。ワイドバンドギャップ半導体は従来のシリコン、ヒ化ガリウムなどの半導体材料よりもはるかに高い電圧、周波数、温度で動作できる。このため、スイッチング素子を小型軽量化しつつ高性能化することができる。ＳｉＣ半導体ＦＥＴを用いる場合は、本願の三相短絡処理は結晶劣化の進行を抑制することができ、より好適である。

本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

以下、本開示の諸態様を付記としてまとめて記載する。

（付記１）
直流電源の正極側に接続された正極側スイッチング素子と、前記直流電源の負極側に接続された負極側スイッチング素子と、前記正極側のスイッチング素子と前記負極側のスイッチング素子を直列に接続し回転電機の巻線に接続された外部接続点とが夫々設けられた三相のアーム、
前記外部接続点と前記巻線の間に流れる相ごとの電流を検出する相電流検出部、および、
前記正極側スイッチング素子と前記負極側スイッチング素子を夫々オンオフ制御して回転電機を制御し、前記相電流検出部によって検出された電流が予め定められた閾値を超えた場合に過電流の発生と判定して、全ての前記正極側スイッチング素子と全ての前記負極側スイッチング素子のいずれか一方をオンし他方をオフするスイッチング制御装置、を備えた電力変換装置。
（付記２）
前記相電流検出部は、前記外部接続点と前記巻線の間に流れる相ごとの電流の方向と電流値を検出し、
前記スイッチング制御装置は、前記過電流の発生と判定した際に前記相電流検出部によって検出された電流の方向に基づいて前記正極側スイッチング素子と前記負極側スイッチング素子のいずれに前記過電流が発生したか判定する付記１に記載の電力変換装置。
（付記３）
前記スイッチング制御装置は、前記過電流の発生を判定した際に前記正極側スイッチング素子と前記負極側スイッチング素子の過電流が発生した方の前記スイッチング素子をオンし、他方のスイッチング素子をオフする付記２に記載の電力変換装置。
（付記４）
前記スイッチング制御装置は、前記過電流の発生を判定した場合に前記正極側スイッチング素子と前記負極側スイッチング素子の過電流が発生した方の前記スイッチング素子をオンし、他方のスイッチング素子をオフした後、前記相電流検出部によって検出された電流値が予め定められた第二の閾値以下となった場合に、全ての前記スイッチング素子をオフする付記１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
（付記５）
前記スイッチング制御装置が全ての前記スイッチング素子をオフする判定をするための前記相電流検出部によって検出された電流値を比較する前記第二の閾値は前記回転電機の特性に基づいて規定される付記４に記載の電力変換装置。
（付記６）
前記スイッチング制御装置が全ての前記スイッチング素子をオフする判定をするための前記相電流検出部によって検出された電流値を比較する前記第二の閾値は前記スイッチング素子が有するボディダイオードの特性に基づいて規定される付記４または５に記載の電力変換装置。
（付記７）
前記スイッチング制御装置が全ての前記スイッチング素子をオフする判定をするための前記相電流検出部によって検出された電流値を比較する前記第二の閾値は前記スイッチング素子のスイッチング特性に基づいて規定される付記４から６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
（付記８）
前記スイッチング制御装置は、全ての前記スイッチング素子をオフする際に通常のオフ時間よりも長いオフ遷移時間をかけてオフする付記４から７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
（付記９）
前記直流電源と第二の直流電源の双方から電源を生成可能な電源回路を備えた付記１から８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
（付記１０）
前記相電流検出部は、前記電源回路から電源の供給を受ける付記９に記載の電力変換装置。
（付記１１）
前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体を用いた付記１から１０のいずれか一項に記載の電力変換装置。

１、１ａ 電力変換装置、４ 直流電源、６ 回転電機、８ インバータ回路、９、９ａ スイッチング制御装置、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ 巻線、１２ 電力変換回路、１３ 電流センサ、１３ａ Ｕ相用電流センサ、１３ｂ Ｖ相用電流センサ、１３ｃ Ｗ相用電流センサ、１４、１５、１６、１７、１８、１９ スイッチング素子、４１ 電流検出部、４４ 第二の直流電源、４５ 電源回路

Claims (11)

1. 直流電源の正極側に接続された正極側スイッチング素子と、前記直流電源の負極側に接続された負極側スイッチング素子と、前記正極側のスイッチング素子と前記負極側のスイッチング素子を直列に接続し回転電機の巻線に接続された外部接続点とが夫々設けられた三相のアーム、
   前記外部接続点と前記巻線の間に流れる相ごとの電流を検出する相電流検出部、および、
   前記正極側スイッチング素子と前記負極側スイッチング素子を夫々オンオフ制御して回転電機を制御し、前記相電流検出部によって検出された電流が予め定められた閾値を超えた場合に過電流の発生と判定して、全ての前記正極側スイッチング素子と全ての前記負極側スイッチング素子のいずれか一方をオンし他方をオフするスイッチング制御装置、を備えた電力変換装置。
2. 前記相電流検出部は、前記外部接続点と前記巻線の間に流れる相ごとの電流の方向と電流値を検出し、
   前記スイッチング制御装置は、前記過電流の発生と判定した際に前記相電流検出部によって検出された電流の方向に基づいて前記正極側スイッチング素子と前記負極側スイッチング素子のいずれに前記過電流が発生したか判定する請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記スイッチング制御装置は、前記過電流の発生を判定した際に前記正極側スイッチング素子と前記負極側スイッチング素子の過電流が発生した方の前記スイッチング素子をオンし、他方のスイッチング素子をオフする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記スイッチング制御装置は、前記過電流の発生を判定した場合に前記正極側スイッチング素子と前記負極側スイッチング素子の過電流が発生した方の前記スイッチング素子をオンし、他方のスイッチング素子をオフした後、前記相電流検出部によって検出された電流値が予め定められた第二の閾値以下となった場合に、全ての前記スイッチング素子をオフする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記スイッチング制御装置が全ての前記スイッチング素子をオフする判定をするための前記相電流検出部によって検出された電流値を比較する前記第二の閾値は前記回転電機の特性に基づいて規定される請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記スイッチング制御装置が全ての前記スイッチング素子をオフする判定をするための前記相電流検出部によって検出された電流値を比較する前記第二の閾値は前記スイッチング素子が有するボディダイオードの特性に基づいて規定される請求項４に記載の電力変換装置。
7. 前記スイッチング制御装置が全ての前記スイッチング素子をオフする判定をするための前記相電流検出部によって検出された電流値を比較する前記第二の閾値は前記スイッチング素子のスイッチング特性に基づいて規定される請求項４に記載の電力変換装置。
8. 前記スイッチング制御装置は、全ての前記スイッチング素子をオフする際に通常のオフ時間よりも長いオフ遷移時間をかけてオフする請求項４に記載の電力変換装置。
9. 前記直流電源と第二の直流電源の双方から電源を生成可能な電源回路を備えた請求項１に記載の電力変換装置。
10. 前記相電流検出部は、前記電源回路から電源の供給を受ける請求項９に記載の電力変換装置。
11. 前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体を用いた請求項１に記載の電力変換装置。

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