JP6296310B2 - 交流電機システム及びその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、交流電動機や交流発電機、交流電源等の交流電機と、この交流電機との間で電力を授受する電力変換器と、を備えた交流電機システム及びその制御方法に関する。更に詳しくは、本発明は、電力変換器の運転停止時に、交流電機から電力変換器側に電磁エネルギーが流入するのを防止または抑制するようにした交流電機システム及びその制御方法に関するものである。

図１０は、交流電機システムの一例を示す概念図である。図１０において、１０は、インバータやコンバータのように交流電力を制御可能な電力変換器、２０は、交流電動機や交流発電機、交流電源等の交流電機である。
この交流電機システムでは、電力変換器１０による電力変換動作、及び、交流電機２０による電動機動作、発電機動作等により、電力変換器１０と交流電機２０との間で交流電力を授受している。
上記構成において、交流電機２０にはリアクタンス成分が存在し、電力変換器１０と交流電機２０との間のケーブルにもリアクタンス成分が存在する。また、ケーブルの途中に接続された部品としてのリアクトルやフィルタにもリアクタンス成分が存在する。図１０において、３０は、交流電機２０を除いた上記ケーブルやリアクトル、フィルタ等によるリアクタンス成分を示す。

次に、図１１は、図１０の具体例を示す概念図である。図１１において、１１は三相の電力変換器としてのフルブリッジ型の電圧形インバータ、１１１〜１１６はインバータ１１を構成する半導体スイッチング素子、２１は交流電機としての交流電動機、４０は電源（直流電源）、５０はインバータ１１の直流電圧部に接続されたコンデンサ（以下、主コンデンサという）である。

この交流電機システムにおいては、インバータ１１のスイッチング素子１１１〜１１６をオン・オフして交流電動機２１に供給する三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）の交流電力を制御することにより、交流電動機２１の発生トルクや回転速度を調整することができる。
この種の交流電機システムは公知であるため、回路の構成や動作についての詳細な説明は省略する。

上述した交流電機システムでは、電力変換器１０の運転を停止する際に問題が生じる。すなわち、図１０における交流電機２０やリアクタンス成分３０の有する電磁エネルギーが、電力変換器１０を停止する際に電力変換器１０に流入するという問題である。
図１１の交流電機システムを例示して説明すれば、インバータ１１の運転停止時、すなわち、インバータ１１の全てのスイッチング素子１１１〜１１６をオフした際に、交流電動機２１の有する電磁エネルギーがインバータ１１に流入することにより、次のような問題が生じる。

まず、交流電動機２１側からインバータ１１内の還流ダイオードを介して電磁エネルギーが流入することにより、直流電圧部の主コンデンサ５０の電圧が上昇し、その電圧が主コンデンサ５０やスイッチング素子１１１〜１１６の耐圧を超えると、これらの部品が破損する。この問題を回避するには、主コンデンサ５０の静電容量を増大させる、主コンデンサ５０やスイッチング素子１１１〜１１６の耐圧を高める、等の対策が有効であるが、いずれもコスト、体積、発生損失の増大等を伴う。

これに対し、主コンデンサ５０と並列に半導体スイッチング素子と抵抗との直列接続回路（ダイナミックブレーキ回路）を付加し、主コンデンサ５０に印加される電圧が過大になった場合にダイナミックブレーキ回路を動作させて主コンデンサ５０の電圧上昇を抑える方法がある。しかし、この方法も、ダイナミックブレーキ回路を付加することによるコストや体積の増大が避けられない。特に、電流通流時に電力変換器の運転を停止するのは非常時のみという場合が多く、そのためだけにダイナミックブレーキ回路を設けることは著しく不経済である。

次に、交流電動機２１が、例えば永久磁石型同期電動機（Permanent Magnet Synchronous Motor：ＰＭＳＭ、以下、ＰＭモータともいう）である場合、電動機の高速回転時には無負荷誘起電圧（誘導起電力）が直流電圧部の電圧よりも高くなることがあり、その場合には電力変換器１０の停止後も直流電圧部に電流が流れ続ける。特に、直流電圧部に電源４０としてバッテリーが接続されている場合には、直流電圧部に流入する電流が過大になるとバッテリーが破損することがある。

この場合、直流電圧部への流入電流が過大になる状態から脱するために、バッテリーと電力変換器１０との間に直流スイッチを設け、この直流スイッチを遮断することが考えられる。しかし、上記の直流スイッチを遮断したとしても、交流電機（この例では交流電動機２１としてのＰＭモータ）に電流が流れているときには、やはりリアクタンス成分３０の有する電磁エネルギーが主コンデンサ５０に流入する結果、主コンデンサ５０に過電圧が印加されることになる。
また、交流電機システムを構成する電力変換器１０としては、図１１に示したインバータ１１以外にも、例えばマトリクスコンバータのように、電流を双方向に通流、遮断可能な複数の半導体スイッチング素子が交流電機２０に接続される場合がある。このマトリクスコンバータにおいて、スイッチング素子をオフさせて何れの方向にも電流が流れ得ない状態にすると、リアクタンス成分の有する電磁エネルギーが行き場を失う結果、過大な電圧がスイッチング素子に瞬時に印加され、スイッチング素子を破損してしまうおそれがある。

また、図１１の構成において、インバータ１１の運転停止後に、インバータ１１側から電源４０に電流を流し込めない場合に問題が生じる。
例えば、図１２に示すように、電源４０がバッテリー４１と直流リレーのリレー接点（以下、直流スイッチという）４２とによって構成されている場合に、インバータ１１の運転停止と同時に直流スイッチ４２がオフされると、交流電動機２１からの回生電力による電流を、インバータ１１の還流ダイオードを介してバッテリー４１に流し込むことができなくなり、結果として主コンデンサ５０に過電圧が印加される。

上記の問題を解決する方法として、下記の従来技術が公知になっている。
例えば、特許文献１に記載された従来技術では、回路の主スイッチ（図１２における直流スイッチ４２に相当）が何らかの理由で開放されたとき、インバータの上アームまたは下アームのスイッチング素子を全てオン状態としてモータの固定子巻線を短絡させている。これにより、モータの電磁エネルギーをインバータとの間で還流させて主コンデンサ側への流入を回避し、主コンデンサに過電圧が印加されるのを防止することができる。
しかし、特許文献１の従来技術では、モータの固定子巻線を短絡させることによって過大な電流が持続して流れるので、モータの過熱や永久磁石の減磁を生じ得る。また、モータの短絡により流れる過大な電流の減衰を、もっぱらモータの減速動作に依存しているため、通常、過大な短絡電流が減衰するまでに相当な時間を必要とする。

そこで、非特許文献１に開示された従来技術では、回路の主スイッチが開放された時に、インバータの上アームまたは下アームのスイッチング素子を全てオン状態としてモータの固定子巻線を短絡させた後、電流がゼロになった相から順次、スイッチング素子をオフしている。これにより、モータが減速する以前にモータからインバータへ電磁エネルギーが流入するのを遮断し、モータに過大な短絡電流が流れる時間を短くしている。

特開平９−４７０５５号公報（段落［００２４］〜［００３４］、図１、図２等）

青木 渉，中島 雄希，伊東 淳一，鳥羽 章夫，「インバータ緊急停止時における直流コンデンサの電圧上昇抑制法」（平成２４年度電気関係学会北陸支部連合大会，Ａ−７２），平成２４年９月２日

特許文献１や非特許文献１に開示された従来技術には、以下のような問題がある。
すなわち、モータの固定子巻線を短絡することにより、過大な電流が持続して流れる。また、非特許文献１に記載された方法によって短絡電流を短時間のうちに減衰させることができても、短絡電流のピーク（過渡的な最大電流）を抑制する効果は得られず、スイッチング素子の破壊やモータの過熱、ＰＭＳＭの永久磁石の減磁等を生じ得る。

そこで、本発明の解決課題は、交流電機、電力変換器及びその制御装置を備えた交流電機システムにおいて、電力変換器の運転停止時に、交流電機や電力変換器に流れる過電流を抑制しつつ、リアクタンス成分が有する電磁エネルギーが電力変換器側に流入するのを防止または抑制し、過電圧及び過電流の発生を共に防止してシステムの安全性を高めた交流電機システム及びその制御方法を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明では、交流電機と、この交流電機との間で電力を授受する電力変換器と、電力変換器の制御装置と、電力変換器の直流入力端子に接続されるコンデンサと、を備えた交流電機システムにおいて、電力変換器と交流電機との間で電力を授受している変換器動作期間から電力の授受を行わない変換器停止期間へ移行するための変換器移行期間に、電力変換器の半導体スイッチング素子の動作により、直流電圧部のコンデンサに蓄積されたエネルギーを放電する制御とコンデンサにエネルギーを充電する制御とを繰り返し行い、交流電機から電力変換器に流入する有効電力を予めゼロ近傍に抑制したのち、交流電機の各電気端子を短絡する制御を行う。更に、交流電機の各電気端子を流れる電流がゼロ近傍になった際に、交流電機の電気端子を実質的に開放状態とし、または、電力変換器内部の還流ダイオードを介して交流電機の電気端子を導通可能な状態にする制御を行う。

ここで、電力変換器と交流電機との間で授受される有効電力がゼロ近傍になる時点は、交流電動機の出力トルクやｑ軸電流等を用いて取得する。また、交流電機の各電気端子を流れる電流がゼロ近傍になる時点は、電流検出値や電流の推定演算値等を用いて取得する。
更に、コンデンサに蓄積されたエネルギーを放電するには、電力変換器のスイッチング素子及び還流ダイオードを介して、コンデンサから交流電機に向かう方向に有効電力が流入するように、電力変換器のスイッチングパターンを制御する。また、コンデンサにエネルギーを充電するには、電力変換器のスイッチング素子及び還流ダイオードを介して、交流電機からコンデンサに向かう方向に有効電力が流入するように、電力変換器のスイッチングパターンを制御する。
なお、交流電機の各電気端子を流れる電流をゼロ近傍にするには、電力変換器の下アームまたは上アームのスイッチング素子及び還流ダイオードにより電流を還流させ、これによって交流電機の複数の電気端子同士を短絡状態にすればよい。

すなわち、本発明の請求項１に係る交流電機システムは、交流電機と、前記交流電機の複数の電気端子に接続され、前記交流電機との間で電力を授受する電力変換器と、前記電力変換器を構成する半導体スイッチング素子を制御する制御装置と、前記電力変換器の直流入力端子に接続されたコンデンサと、を有する交流電機システムにおいて、
前記制御装置は、前記半導体スイッチング素子の制御により前記コンデンサに蓄積されたエネルギーを放電する放電制御手段と、前記コンデンサにエネルギーを充電する充電制御手段とを備え、
前記電力変換器と前記交流電機との間で電力を授受している変換器動作期間から電力の授受を行わない変換器停止期間へ移行するための変換器移行期間において、前記放電制御手段による放電制御と前記充電制御手段による充電制御とを繰り返し行うと共に、
前記放電制御手段は、前記コンデンサの両端電圧が設定上限値を上回った場合に前記放電制御を行い、前記充電制御手段は、前記コンデンサの両端電圧が設定下限値を下回った場合に前記充電制御を行うことを特徴する。

請求項２に係る交流電機システムの制御方法は、交流電機と、前記交流電機の複数の電気端子に接続され、前記交流電機との間で電力を授受する電力変換器と、前記電力変換器を構成する半導体スイッチング素子を制御する制御装置と、前記電力変換器の直流入力端子に接続されたコンデンサと、を有する交流電機システムの制御方法において、
前記電力変換器と前記交流電機との間で電力を授受している変換器動作期間から電力の授受を行わない変換器停止期間へ移行するための変換器移行期間に、
前記半導体スイッチング素子の制御により、前記コンデンサに蓄積されたエネルギーを放電する放電制御と前記コンデンサにエネルギーを充電する充電制御とを繰り返し行うと共に、前記放電制御を、前記コンデンサの両端電圧が設定上限値を上回った場合に行い、前記充電制御を、前記コンデンサの両端電圧が設定下限値を下回った場合に行うと共に、
前記コンデンサの両端電圧が設定上限値を上回った場合に前記放電制御を行い、前記コンデンサの両端電圧が設定下限値を下回った場合に前記充電制御を行うことを特徴とする。

請求項３に係る交流電機システムの制御方法は、請求項２に記載した交流電機システムの制御方法において、前記電力変換器がフルブリッジ型のインバータであり、前記放電制御及び前記充電制御を、前記インバータを構成する半導体スイッチング素子と、当該スイッチング素子に逆並列に接続された還流ダイオードとにより、前記コンデンサと前記交流電機との間で電流を還流させて行うことを特徴とする。

請求項４に係る交流電機システムの制御方法は、請求項３に記載した交流電機システムの制御方法において、前記放電制御は、前記電力変換器の出力電圧ベクトルの位相角が、前記電気端子に流れる電流の電流ベクトルの位相角に対し６０°進んだ位相角に最も近くなるように前記半導体スイッチング素子を制御し、前記充電制御は、前記電力変換器の出力電圧ベクトルの位相角が、前記電気端子に流れる電流の電流ベクトルの位相角に対し１２０°進んだ位相角に最も近くなるように前記半導体スイッチング素子を制御することを特徴とする。

請求項５に係る交流電機システムの制御方法は、請求項３に記載した交流電機システムの制御方法において、前記放電制御及び前記充電制御を、前記交流電機の各電気端子に流れる電流の極性に基づいて前記半導体スイッチング素子を制御することにより行うことを特徴とする。

請求項６に係る交流電機システムの制御方法は、請求項４または請求項５に記載した交流電機システムの制御方法において、前記半導体スイッチング素子の制御を、前記変換器移行期間の開始時点におけるシステムの状態からその後のシステムの挙動を推定して実現することを特徴とする。

請求項７に係る交流電機システムの制御方法は、請求項２〜６の何れか１項に記載した交流電機システムの制御方法において、前記電力変換器の直流電圧部には、直流スイッチを介して直流電源が接続され、前記変換器移行期間では、前記放電制御または前記充電制御により、前記電力変換器と前記交流電機との間で授受される有効電力をゼロ近傍に減少させたのちに前記直流スイッチをオフすることを特徴とする。

請求項８に係る交流電機システムの制御方法は、交流電機と、前記交流電機の複数の電気端子に接続され、前記交流電機との間で電力を授受する電力変換器と、前記電力変換器を構成する半導体スイッチング素子を制御する制御装置と、前記電力変換器の直流入力端子に接続されたコンデンサと、を有する交流電機システムの制御方法において、
前記電力変換器と前記交流電機との間で電力を授受している変換器動作期間から電力の授受を行わない変換器停止期間へ移行するための変換器移行期間が、第一制御期間及び第二制御期間からなり、
前記第一制御期間では、前記半導体スイッチング素子の制御により、前記コンデンサに蓄積されたエネルギーを放電する放電制御と前記コンデンサにエネルギーを充電する充電制御とを繰り返し行い、
前記電力変換器と前記交流電機との間で授受される有効電力がゼロ近傍となった時点で前記第二制御期間に移行し、
前記第二制御期間では、前記半導体スイッチング素子の制御により、前記交流電機の各電気端子を短絡状態にする短絡制御を行い、
前記交流電機の各電気端子を流れる電流がゼロ近傍となった時点で当該電気端子を開放し、または、前記電力変換器の内部の整流素子を介して当該電気端子を導通可能な状態にする制御を、全ての前記電気端子について行うことを特徴とする。

請求項９に係る交流電機システムの制御方法は、請求項２〜８の何れか1項に記載した交流電機システムの制御方法において、前記交流電機が永久磁石型同期電動機であることを特徴とする。

請求項１０に係る交流電機システムの制御方法は、請求項９に記載した交流電機システムの制御方法において、前記電力変換器がフルブリッジ型のインバータであり、前記永久磁石型同期電動機の誘導起電力の線間ピーク値が、前記インバータの直流電圧部の電圧よりも高くなる期間が存在することを特徴とする。

本発明によれば、電力変換器と交流電機との間で授受される有効電力を予めゼロ近傍に制御した後に交流電機の各電気端子を短絡する制御を行うことにより、短絡後にスイッチング素子及び交流電機に流れる電流が過大になるのを防止または抑制する。更に、交流電機の各電気端子を流れる電流がゼロ近傍になった際に、交流電機の電気端子を開放状態とし、または、電力変換器の内部を介して電気端子を導通可能な状態にすることにより、交流電機等のリアクタンス成分が有する電磁エネルギーが交流電機から電力変換器側に流入するのを防止または抑制する。
これにより、過電圧及び過電流の発生を共に防止して電力変換器や直流電圧部のコンデンサ並びに電源を保護し、交流電機システムの安全性を高めることができる。

本発明の実施形態の動作を示すベクトル図である。 本発明の実施形態の動作を説明するための交流電機システムの主要部の構成図である。 本発明の実施形態の動作を説明するための交流電機システムの主要部の構成図である。 本発明の実施形態の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施形態の動作を説明するための交流電機システムの主要部の構成図である。 本発明の実施形態の動作を示すベクトル図である。 本発明の実施形態におけるインバータのスイッチングパターンを示す図である。 本発明の実施形態の動作を示すフローチャートである。 交流電動機の回転速度に対する誘導起電力と直流電圧部の電圧との関係を示す図である。 交流電機システムの一例を示す概念図である。 図１０の具体例を示す概念図である。 図１１の交流電機システムの具体例を示す回路図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、本発明の実施形態は、例えば図１１、図１２に示した三相の交流電機システムに適用されるものであるが、交流電機システムの相数が三相を超える場合にも適用可能である。また、以下では、交流電機２０が図１１、図１２のように交流電動機２１であるものとして説明するが、前述したように、本発明は交流電機２０が交流発電機や交流電源等である場合にも適用可能である。

三相のシステムにおいて、三相交流が平衡正弦波である場合、定常状態において電力は理論上、一定となる。実際のシステムでは厳密に三相平衡正弦波である場合は少ないものの、基本的には三相平衡正弦波を仮定してシステムを成り立たせる場合が多く、以下の説明でもこの考えは有効である。
すなわち、図１２に示したような三相の交流電機システムにおいて、インバータ１１の運転を三相同時に停止させると、停止時の各相の電力が等しい条件であれば、どの時点でインバータ１１を停止しても交流電動機２１等のリアクタンス成分は必ず電磁エネルギーを有し、この電磁エネルギーがインバータ１１側に流入することによって前述したような様々な問題を生じる。

そこで、インバータ１１の出力電圧ベクトルが、交流電動機２１に流れる電流ベクトルに対して直交するような電圧指令を制御装置により生成し、この電圧指令に従ってインバータ１１のスイッチング素子を制御することにより、交流電動機２１からインバータ１１に有効電力が流入するのを抑制することが考えられる。
すなわち、例えば図１２の直流電圧部において、直流スイッチ４２のオン時にバッテリー４１への電流が過電流となったりコンデンサ５０の電圧が過電圧となる原因は、交流電動機２１からインバータ１１に流入した有効電力がインバータ１１の還流ダイオードを介して直流電圧部に流入することにある。ここで、交流電動機２１からインバータ１１に流入する有効電力は、次の数式１によって表わすことができる。
［数式１］
Ｐ＝｜ｖ｜｜ｉ｜ｃｏｓφ
Ｐ：有効電力
ｖ：電圧ベクトル、ｉ：電流ベクトル
φ：電圧ベクトルと電流ベクトルとの位相差

なお、ここでは、インバータ１１から交流電動機２１に供給される方向の有効電力を正としている。
数式１から、電圧ベクトルと電流ベクトルとが直交し、すなわち、両者の位相差φが±９０°であれば、有効電力はゼロであるから、上記のごとくインバータ１１の出力電圧ベクトルが交流電動機２１に流れる電流ベクトルに対して直交するように制御することにより、インバータ１１から直流電圧部への有効電力の流入を抑制し、直流電圧部の過電流や過電圧を抑制することができる。

図１は、交流電動機２１がＰＭモータである場合のインバータ１１の出力電圧ベクトルとモータの電流ベクトルとの関係を表しており、ＰＭモータの永久磁石のＮ極方向をｄ軸、ｄ軸から９０°進んだ方向をｑ軸と定義している。ここでは、巻線抵抗等による電圧降下成分は無視している。

図１（ａ）は、インバータ１１と交流電動機２１との間で電力を授受している変換器動作期間のベクトル図であり、ｑ軸電流Ｉ_ｑを負に制御して交流電動機２１が回生運転している状態である。なお、Ｉ_ｄはＩ_ｑに直交するｄ軸電流、ωは角速度、Ψは磁束ベクトル、Ｌ_ｄ，Ｌ_ｑは交流電動機２１のｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスである。
ここで、インバータ停止指令が入力されたら、変換器停止期間に向けた変換器移行期間である図１（ｂ）に移行する。

図１（ｂ）では、まず、出力電圧ベクトルｖ（１）を変換器移行期間に入る直前の電流ベクトルｉ（０）に対して９０°進んだ方向に制御する。この電圧ベクトルｖ（１）は、電機子反作用によりωＬ_ｑＩ_ｑを減少させ、ωＬ_ｄＩ_ｄを増加させる。その結果、流れる電流はｉ（１）のようになる。
変換器移行期間の次のステップでは、図１（ｃ）に移行し、出力電圧ベクトルｖ（２）を直前のステップの電流ｉ（１）に対して９０°進んだ方向に出力する。この電圧ｖ（２）により流れる電流は，ｉ（２）のようになる。
上記の制御を繰り返し行うことにより、最終的に、電流ベクトルは、図１（ｄ）のｉ（ｘ）に収束し、このときの出力電圧ベクトルはｖ（ｘ）となる。
これにより、電圧ベクトルｖ（ｘ）と電流ベクトルｉ（ｘ）とを直交させて両者の位相角φをゼロに制御することができるので、交流電動機２１からインバータ１１に有効電力Ｐが流入するのを抑制することができる。

特に、交流電動機２１がＰＭモータである場合には、図１（ｄ）に示すように出力電圧ベクトルを電流ベクトルに対して９０°進みとなるように制御することにより、電流ベクトルの弱め磁束成分が増大して誘導起電力を低下させることができるので、システムを一層安全に停止することができる。
なお、インバータ１１の出力電圧ベクトルは、周知のように、図示されていない制御装置により生成した電圧指令に基づくＰＷＭ制御や、特定のスイッチングパターンに従ってスイッチング素子をオン・オフすることにより制御可能である。

次に、請求項１，２に相当する本発明の第１実施形態を説明する。
この実施形態では、変換器移行期間に、図２（ａ）に示すようにコンデンサ５０に蓄積されたエネルギーを放電する制御と、図２（ｂ）に示すようにコンデンサ５０にエネルギーを充電する制御とを繰り返し行う。
これにより、インバータ１１の停止に向けた変換器移行期間に入った場合、上記の放電制御と充電制御とを繰り返し行うことにより、直流電圧部へのエネルギー流入を実質的にゼロに制御できるので、直流電圧部の過電流や過電圧を防止または抑制することができる。
なお、放電制御及び充電制御はインバータ１１を構成する半導体スイッチング素子のオン・オフによって行われるが、その具体的な動作については後述する。

また、図３に示すように、直流電圧部にバッテリー４１が接続されて直流スイッチ４２がオンしている場合、コンデンサ５０の電圧はバッテリー電圧にクランプされるので、上記の放電制御、充電制御によって、バッテリー４１自体のエネルギーを充電または放電することができる。これにより、例えば、ＰＭモータの誘導起電力がバッテリー電圧よりも高い高速回転時においても、上記の放電制御、充電制御を行うことにより、バッテリー４１の過電流やバッテリー４１への継続的な電流流入を防止または抑制することができる。
更に、図３の直流スイッチ４２がオフされた場合には、放電制御を積極的に行うことにより、交流電動機２１からの回生エネルギーによってコンデンサ５０の電圧が過大になるのを防止または抑制することができる。

この実施形態では、コンデンサ５０に蓄積されたエネルギーを放電する制御とコンデンサ５０にエネルギーを充電する制御とを繰り返し行うことにより、特に、電力変換器と交流電動機との間で授受される有効電力がゼロ近傍となる状態を生成するようにしても良い。
例えば、交流電動機２１がＰＭモータである場合、有効電力Ｐは数式２により表されると共に、数式２におけるトルクＴは数式３により表わすことができる。
［数式２］
Ｐ＝ωＴ
ω：機械角速度
［数式３］
Ｔ＝Ｐ_ｎ｛Ψ_ｍ＋（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）Ｉ_ｄ｝Ｉ_ｑ
Ｐ_ｎ：極対数、Ψ_ｍ：永久磁石磁束
Ｌ_ｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌ_ｑ：ｑ軸インダクタンス
Ｉ_ｄ：ｄ軸電流、Ｉ_ｑ：ｑ軸電流
数式２，数式３から、有効電力Ｐがゼロであることの判断は、トルクＴまたはｑ軸電流Ｉ_ｑによって行うことができる。
従って、有効電力Ｐをゼロに制御するためには、例えば、トルクＴまたはｑ軸電流Ｉ_ｑがゼロとなるように、所定期間に行う放電制御と充電制御との比率を制御すればよい。これにより、交流電動機２１から電力変換器１０への回生エネルギーをゼロ近傍の状態に制御することができるので、直流電圧部へのエネルギーの流入を防止または抑制することができる。

更に、この実施形態では、図４に示すように、変換器移行期間において、コンデンサ５０の両端電圧（図４における直流電圧）が所定の上限設定値を上回った場合に放電制御を、コンデンサ５０の両端電圧が所定の下限設定値を下回った場合に充電制御を、それぞれ行うようにした。
コンデンサ５０におけるエネルギー流入及び流出がゼロであれば、コンデンサ電圧は変動しない。すなわち、コンデンサ電圧を一定に制御すれば、コンデンサ５０へのエネルギーを実質的にゼロに制御できる。この制御は、特に、図３において、直流スイッチ４２がオフされている場合に効果的である。これにより、コンデンサ５０の電圧をほぼ一定値（図４の上限設定値と下限設定値とによって区画される範囲内）に制御することができるので、交流電動機２１からのエネルギーの流入による過電圧を防止または抑制することができる。

次に、請求項３に相当する本発明の第２実施形態を説明する。
図５は、電力変換器１０としてフルブリッジ型のインバータ１１を用いたときの動作の一例を表したものであり、（ａ）はコンデンサ５０の放電時、（ｂ）はコンデンサ５０の充電時の動作を示している。

まず、図５において、インバータ１１から交流電動機２１に向かって流れる電流の向きを正とする。図５（ａ）の放電時は、負の電流が流れているＵ相の下アームのスイッチング素子１１２をオンし、Ｕ相以外のＶ相，Ｗ相の何れか１相の上アームをオン（図５（ａ）では、Ｖ相の上アームのスイッチング素子１１３をオン）している。
これにより、電流は、Ｕ相の下アームのスイッチング素子１１２→コンデンサ５０→Ｖ相の上アームのスイッチング素子１１３→交流電動機２１という経路で流れ、コンデンサ５０には、エネルギーを放電する方向に電流が流れる。これと同時に、Ｕ相の下アームのスイッチング素子１１２→Ｗ相の下アームの還流ダイオード→交流電動機２１という経路でも電流が流れる。

一方、図５（ｂ）の充電時は、正の電流が流れているＶ相の上アームのスイッチング素子１１３のみをオンし、他の全てのスイッチング素子をオフしている。これにより、電流はＵ相の上アームの還流ダイオード→コンデンサ５０→Ｗ相の下アームの還流ダイオード→交流電動機２１という経路で流れ、コンデンサ５０には、エネルギーを充電する方向に電流が流れる。これと同時に、Ｕ相の上アームの還流ダイオード→Ｖ相の上アームのスイッチング素子１１３→交流電動機２１という経路でも電流が流れる。
上記のようにスイッチング素子を制御することにより、インバータ１１を構成するスイッチング素子及び還流ダイオードを介して電流を還流させ、コンデンサ５０を放電または充電することができる。

次に、請求項４に相当する本発明の第３実施形態を説明する。
電力変換器１０をフルブリッジ型のインバータ１１とした場合、インバータ１１の出力電圧ベクトルのパターンは、上アームまたは下アームを全てオンとする２通りのパターンを除けば、図６に示すように６通りである。従って、連続的に変化する電流ベクトルに対し、電流ベクトルに対して常に直交する図６の理想的な電圧ベクトルを出力することができない。

そこで、この実施形態では、インバータ１１の出力電圧ベクトルの位相角が、交流電動機２１の電気端子に流れる電流ベクトルの位相角に対して６０°進んだ位相角に最も近くなるように半導体スイッチング素子を制御する放電制御と、インバータ１１の出力電圧ベクトルの位相角が、交流電動機２１の電気端子に流れる電流ベクトルの位相角に対して１２０°進んだ位相角に最も近くなるように半導体スイッチング素子を制御する充電制御と、を繰り返し行うようにした。なお、図６では、電流ベクトルに対して６０°及び１２０°進んだ位相角の電圧ベクトルを実線にて示してある。

前述した数式１より、電流ベクトルと電圧ベクトルとの位相差φが６０°のとき、有効電力Ｐは数式４によって表される。
［数式４］
Ｐ＝｜ｖ｜｜ｉ｜ｃｏｓ６０°＝｜ｖ｜｜ｉ｜／２
この有効電力Ｐは、インバータ１１から交流電機２１に供給される。すなわち、この方向は直流電圧部から有効電力が流出する方向であり、コンデンサ５０の放電動作となる。
また、電流ベクトルと電圧ベクトルとの位相差φが１２０°のとき、有効電力Ｐは数式５によって表される。
［数式５］
Ｐ＝｜ｖ｜｜ｉ｜ｃｏｓ１２０°＝−｜ｖ｜｜ｉ｜／２
この有効電力Ｐは、交流電機２１からインバータ１１に向けて流入する。すなわち、この方向は直流電圧部に有効電力が流入する方向であり、コンデンサ５０の充電動作となる。

上述したコンデンサ５０の放電制御と充電制御とを繰り返し行うことにより、平均的に、図６に示すように電流ベクトルに対して９０°進んだ理想的な電圧ベクトルに制御することができるので、交流電動機２１からの回生エネルギーがゼロ近傍の状態を作ることができ、交流電動機２１からインバータ１１へのエネルギーの流入を防止または抑制することができる。

次に、請求項５に相当する本発明の第４実施形態を説明する。
この実施形態では、コンデンサ５０に対する放電制御及び充電制御を、交流電動機２１の各電気端子に流れる電流の極性に基づいて行うようにした。具体的には、各相電流の極性の組み合わせに応じて、図７に示すスイッチングパターンを用いてインバータ１１を制御するようにした。

図７は、例えば放電制御の場合、インバータ１１の出力電圧ベクトルが、電流ベクトルの位相角に対して６０°進んだ位相角に最も近い電圧ベクトルとなるようにスイッチングパターンを作成したものである。
例えば、前述した図５（ａ）のようにＵ相電流Ｉ_ｕが−、Ｖ相電流Ｉ_ｖ，Ｗ相電流Ｉ_ｗが＋である放電時には、電流ベクトルの位相角（１５０°〜２１０°）に対して６０°進んだ位相角（２１０°〜２７０°）に最も近い位相角２４０°の電圧ベクトルを出力するように電圧指令を生成し、Ｕ相の上アーム及びＷ相の上アームのスイッチング素子１１１，１１５をオフ、Ｖ相の上アームのスイッチング素子１１３をオンとし、Ｕ相の下アームのスイッチング素子１１２をオン、Ｖ相の下アーム及びＷ相の下アームのスイッチング素子１１４，１１６をオフとするスイッチングパターンを作成する。
また、充電制御の場合、インバータ１１の出力電圧ベクトルが、電流ベクトルの位相角に対して１２０°進んだ位相角に最も近い電圧ベクトルとなるように、スイッチングパターンを作成している。例えば、図５（ｂ）のようにＵ相電流Ｉ_ｕが−、Ｖ相電流Ｉ_ｖ，Ｗ相電流Ｉ_ｗが＋である充電時には、電流ベクトルの位相角（１５０°〜２１０°）に対して１２０°進んだ位相角（２７０°〜３３０°）に最も近い位相角３００°の電圧ベクトルを出力するように電圧指令を生成し、Ｖ相の上アームのスイッチング素子１１３のみをオンし、他のスイッチング素子１１１，１１２，１１４，１１５，１１６をすべてオフとするスイッチングパターンを作成する。
これにより、複雑な演算を用いることなく、電流の極性の組み合わせだけで、簡単に、エネルギーの放電制御、充電制御を実現することができる。

次に、請求項６に相当する本発明の第５実施形態を説明する。
上述したスイッチング素子の制御は、交流電動機２１の各電気端子に流れる電流の情報取得手段として電流検出器を用い、この電流検出器によって交流電動機２１の各相の電流を検出することにより容易に実現可能である。電流情報取得手段の他の例としては、請求項８に記載するように、変換器移行期間の開始時点における交流電機システムの状態（各相の電流の振幅及び位相、並びに交流電動機２１の回転速度等）に基づき、交流電動機２１の数学的モデルを用いて、変換器移行期間に入った後の電流の挙動を推定演算することによって実現可能である。これは特に、交流電動機２１の相電流を検出せずに推定して交流電動機２１を駆動する交流電機システムにおいて有用である。

次に、請求項７に相当する本発明の第６実施形態を説明する。
この実施形態は、図１２に示したように、例えば、電気自動車に搭載されたバッテリー４１等の直流電源を有する交流電機システムに関するものである。
図１２において、交流電動機２１への通電中にインバータ１１が運転を停止すると、交流電動機２１からインバータ１１に電磁エネルギーが流入するが、バッテリー４１によって直流電圧部の電圧がクランプされているため、直流電圧の跳ね上がりは実質的に生じない。しかし、その代わりに、バッテリー４１に過電流が流入する恐れがある。

バッテリー４１は、過電流の流入によって著しく劣化することがあるため、このような状況を生じさせないことが望ましい。
そこで、この実施形態では、次のような制御を行うことによってバッテリー４１への過電流の流入を防止するものである。
すなわち、まず、コンデンサ５０の放電制御と充電制御とを繰り返し行う。この放電制御及び充電制御は、図５に示したように、コンデンサ５０と交流電動機２１との間でインバータ１１を介して電流を還流させることにより行い、インバータ１１と交流電動機２１との間で授受される有効電力がゼロ近傍となるように制御する。これにより、実質的に図１２のバッテリー４１に流入する有効電力はゼロとなり、この状態で直流スイッチ４２をオフする。直流スイッチ４２は、電流が過大な状態では通流中にオフできないことがあるが、電流（電力に比例）がゼロ近傍であれば、直流スイッチ４２を確実にオフすることができる。このようにすれば、バッテリー４１に過電流が流入するのを回避しながら、システムを安全に停止させることが可能となる。

次に、請求項８に相当する本発明の第７実施形態を説明する。
この実施形態では、前述したコンデンサ５０に対する放電制御と充電制御とを繰り返し行い、インバータ１１と交流電動機２１との間で授受される有効電力がゼロ近傍になった後に、交流電動機２１の電気端子を短絡させる制御に移行するものである。

この実施形態の動作を、図８のフローチャートに従って説明する。
インバータ１１に対する運転指令に従った変換器動作期間Ｔ０から、変換器停止期間に向けた変換器移行期間に入ったら、第一制御期間Ｔ１において、まず、インバータ１１と交流電動機２１との間で授受される有効電力がゼロであるかどうかの判断を行う（ステップＳ１１）。これは、前述したようにトルクやｑ軸電流Ｉ_ｑによって判断することができる（図８では、ｑ軸電流Ｉ_ｑを用いている）。
有効電力がゼロでない場合（ステップＳ１１Ｎｏ）、コンデンサ５０に対する充電制御または放電制御を行うことにより、有効電力をゼロの状態に制御する。具体的には、請求項４の実施形態に示したように、コンデンサ５０の直流電圧が所定の上限設定値を超えた場合に放電モードに設定し（ステップＳ１２Ｙｅｓ，Ｓ１３）、直流電圧が所定の下限設定値を下回った場合に充電モードに設定する（ステップＳ１２Ｎｏ，Ｓ１４Ｙｅｓ，Ｓ１５）。

次に、放電モードか充電モードかに応じてスイッチングパターンを生成する（ステップＳ１６）。具体的には、例えば図７に基づき、各相電流の極性の組み合わせに基づいてスイッチングパターンを決定する。その後、このスイッチングパターンに従って各スイッチング素子に対するゲート信号を出力する（ステップＳ１７）。この制御を繰り返し行うことにより、インバータ１１と交流電動機２１との間で授受される有効電力を実質的にゼロ近傍に制御することができる。

更にこの実施形態では、有効電力をゼロに制御した後に（ステップＳ１１Ｙｅｓ）、第二制御期間Ｔ２に移行する。
第二制御期間Ｔ２では、交流電動機２１の各電気端子を短絡するようにインバータ１１のスイッチングパターンを制御し、交流電動機２１から直流電圧部にエネルギーが流入しないようにする。その後、各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）電流のゼロクロスが検出された相からスイッチング素子を順次、オフさせる（ステップＳ２１〜Ｓ２６）。
上記の動作を全相のスイッチング素子がオフするまで繰り返し実行し（ステップＳ２７〜Ｓ２９）、全相のスイッチング素子がオフしたらインバータ１１の運転を停止して終了する（ステップＳ３０）。
これにより、インバータ１１と交流電動機２１との間で授受される有効電力を予めゼロ近傍にした状態で交流電動機２１の各電気端子を短絡するため、短絡後に流れる電流を抑制できると共に、交流電動機２１からインバータ１１へのエネルギーの流入を防止または抑制することができる。

次に、請求項９，１０に相当する本発明の第８実施形態を説明する。
本発明に係る技術は、特に、交流電機がＰＭモータの場合に大きな効果を発揮する。すなわち、ＰＭモータは永久磁石の磁束に起因する誘導起電力（磁石起電力）を有し、その振幅は一般的に回転速度に比例する。従って、高速回転領域では比較的高い起電力がＰＭモータの端子間に発生するため、インバータ等の電力変換器によってＰＭモータを駆動している最中に電力変換器の運転を停止すると、ＰＭモータから電力変換器に流入する電磁エネルギーが大きくなり易い傾向がある。
なお、誘導電動機や巻線型同期電動機においては、高速回転時に電流を調整することによって起電力を低下させることができるため、この点でＰＭモータとは相違する。

ここで、図９は、交流電動機（ＰＭモータ）の回転速度に対する誘導起電力及び直流電圧部の直流電圧の関係を示す特性図である。
ＰＭモータを駆動対象とする交流電機システムにおいて、誘導起電力の線間ピーク値が、ＰＭモータを駆動するインバータ１１の直流電圧よりも高くなる場合は、本発明の作用効果は大きくなる。
なお、周知のように、ＰＭモータは永久磁石型同期発電機と構造が同一であるから、本実施形態はこれらの両者を含む永久磁石型同期電動機に適用可能である。

前述したように、ＰＭモータの誘導起電力は回転速度に比例する。このため、ＰＭモータに許容される最高の回転速度において誘導起電力がインバータ１１の直流電圧よりも高くなるように設計されたシステムでは、インバータ１１が停止する直前のＰＭモータの電磁エネルギーの多寡によらず、直流電圧が例えばバッテリー４１によってほぼ一定値に維持される場合、インバータ１１の運転停止後もＰＭモータから電流が流れ続ける。このため、上記の電流によって直流電圧部のバッテリー４１が過熱したり、破損したりする恐れがある。
また、直流電圧部にバッテリー４１が接続されていない場合でも、そもそもモータ停止時の端子電圧が高いため、直流電圧部に流入する電流が大きくなり易く、この電流を抑制する必要性は高い。
従って、本発明を適用することにより、特に直流電圧部にバッテリー４１が接続されている交流電機システムにおいては、バッテリー４１への電流の継続的な流入を防ぐことができる。また、このような交流電機システム以外でも、直流電圧部への過電流の流入を抑制することができる。

ＰＭモータを用いた交流電機システムにおいては、上述した直流電圧部の電圧上昇という問題が存在するため、安全上の見地から、ＰＭモータの誘導起電力を低めに、極端な場合には直流電圧部の電圧よりも低く設計しなくてはならない場合が多い。このことは、モータに同じ仕事量をさせる場合に必要な電流が大きくなることを意味しており、電流値が大きくなることはモータ駆動用インバータやケーブルの容量増大につながり、不経済であるとともに、インバータの寸法や質量の増大を招く。
これらの問題は、交流電機システムを各種産業分野や電気自動車などに適用する際の大きな障害となる。従って、本発明によれば、直流電圧部の電圧が過度に上昇するのを解決して上記障害を取り除くことができ、交流電機システムの経済性と小型軽量化を大きく推進することが可能となる。

上述した各実施形態の上位概念に相当する技術思想は、以下のとおりである。
すなわち、変換器移行期間において、インバータ１１等の電力変換器の制御によって交流電動機２１等の交流電機から電力変換器への電磁エネルギーの流入を防止または抑制し、かつ、交流電機を駆動する力学的動力源のエネルギーを消費させて電磁エネルギーが安全なレベルまで減衰するのを待たずに、換言すれば、交流電機が安全な速度レベルまで減速するのを待たずに、電力変換器を安全に停止させることである。

例えば、本発明の交流電機システムを、車輪を有する輸送機器などに適用する場合には、上述のように電力変換器の半導体スイッチング素子を制御してコンデンサを充放電制御すれば、コンデンサへのエネルギー流入を抑制でき、更に、電力変換器のスイッチング素子を制御して交流電機の電気端子を短絡させれば、交流電機から電力変換器へのエネルギーの流入を抑制することができる。しかし、この状態を継続すると、原理的に輸送機器の運動エネルギーが交流電機内で巻線の抵抗損失やコアの鉄損あるいは摩擦力によって消費され、変換器を停止しても問題ない速度レベルまで車両が減速するまで、変換器の運転停止を待たなくてはならない。つまり、極めて長い時間にわたってコンデンサの充放電状態、または、交流電機の短絡状態を継続しなくてはならず、コンデンサ、交流電機、及び、電力変換器が過熱によって破損する可能性が極めて高くなる。この問題を回避するように交流電機システムを設計すると、システムが過剰スペックになって全体的な質量、寸法、コストが上昇してしまう。
よって、本発明によれば、前述した変換器移行期間において、電力変換器の半導体スイッチング素子を制御するタイミングを適切に制御することにより、長時間にわたってコンデンサを充放電させ、あるいは、交流電機の巻線を短絡させずに、言い換えれば交流電機が安全なレベルまで減速するのを待たずに、システムを安全に停止させることができる。

なお、電力変換器は、一般的に、過電流を検出すると全スイッチング素子を一度に遮断するように動作する。このような動作を「過電流トリップ」と呼ぶ。しかし、本発明は、過電流検出時に直ちに遮断動作に移行しない点で「過電流トリップ」とは相容れない。
従って、本発明を適用する場合には、過電流トリップ機能を停止させる必要がある。一つの方法としては、交流電機の回転速度及び電流が所定値よりも小さい場合には交流電機から発生する電磁エネルギーも相対的に小さいため、過電流トリップ機能を有効にしておき、回転速度及び電流が所定値を上回った場合に本発明を適用することが考えられる。

本発明は、例えばインバータにより車両駆動用交流電動機を駆動する電気自動車用またはハイブリッド自動車用の電動機駆動システムを始めとして、電力変換器と交流電機との間で電力を授受する各種の交流電機システムに利用することができる。

１０ 電力変換器
１１ インバータ
２０ 交流電機
２１ 交流電動機
３０ リアクタンス成分
４０ 電源
４１ バッテリー
４２ 直流スイッチ
５０ コンデンサ
１１１〜１１６ 半導体スイッチング素子

Claims (10)

1. 交流電機と、
   前記交流電機の複数の電気端子に接続され、前記交流電機との間で電力を授受する電力変換器と、
   前記電力変換器を構成する半導体スイッチング素子を制御する制御装置と、
   前記電力変換器の直流入力端子に接続されたコンデンサと、
   を有する交流電機システムにおいて、
   前記制御装置は、前記半導体スイッチング素子の制御により前記コンデンサに蓄積されたエネルギーを放電する放電制御手段と、前記コンデンサにエネルギーを充電する充電制御手段とを備え、
   前記電力変換器と前記交流電機との間で電力を授受している変換器動作期間から電力の授受を行わない変換器停止期間へ移行するための変換器移行期間において、前記放電制御手段による放電制御と前記充電制御手段による充電制御とを繰り返し行うと共に、
   前記放電制御手段は、前記コンデンサの両端電圧が設定上限値を上回った場合に前記放電制御を行い、前記充電制御手段は、前記コンデンサの両端電圧が設定下限値を下回った場合に前記充電制御を行うことを特徴とする交流電機システム。
2. 交流電機と、
   前記交流電機の複数の電気端子に接続され、前記交流電機との間で電力を授受する電力変換器と、
   前記電力変換器を構成する半導体スイッチング素子を制御する制御装置と、
   前記電力変換器の直流入力端子に接続されたコンデンサと、
   を有する交流電機システムの制御方法において、
   前記電力変換器と前記交流電機との間で電力を授受している変換器動作期間から電力の授受を行わない変換器停止期間へ移行するための変換器移行期間に、
   前記半導体スイッチング素子の制御により、前記コンデンサに蓄積されたエネルギーを放電する放電制御と前記コンデンサにエネルギーを充電する充電制御とを繰り返し行うと共に、
   前記コンデンサの両端電圧が設定上限値を上回った場合に前記放電制御を行い、前記コンデンサの両端電圧が設定下限値を下回った場合に前記充電制御を行うことを特徴とする交流電機システムの制御方法。
3. 請求項２に記載した交流電機システムの制御方法において、
   前記電力変換器がフルブリッジ型のインバータであり、
   前記放電制御及び前記充電制御を、前記インバータを構成する半導体スイッチング素子と、当該スイッチング素子に逆並列に接続された還流ダイオードとにより、前記コンデンサと前記交流電機との間で電流を還流させて行うことを特徴とする交流電機システムの制御方法。
4. 請求項３に記載した交流電機システムの制御方法において、
   前記放電制御は、前記電力変換器の出力電圧ベクトルの位相角が、前記電気端子に流れる電流の電流ベクトルの位相角に対し６０°進んだ位相角に最も近くなるように前記半導体スイッチング素子を制御し、
   前記充電制御は、前記電力変換器の出力電圧ベクトルの位相角が、前記電気端子に流れる電流の電流ベクトルの位相角に対し１２０°進んだ位相角に最も近くなるように前記半導体スイッチング素子を制御することを特徴とする交流電機システムの制御方法。
5. 請求項３に記載した交流電機システムの制御方法において、
   前記放電制御及び前記充電制御を、前記交流電機の各電気端子に流れる電流の極性に基づいて前記半導体スイッチング素子を制御することにより行うことを特徴とする交流電機システムの制御方法。
6. 請求項４または請求項５に記載した交流電機システムの制御方法において、
   前記半導体スイッチング素子の制御を、前記変換器移行期間の開始時点におけるシステムの状態からその後のシステムの挙動を推定して実現することを特徴とする交流電機システムの制御方法。
7. 請求項２〜６の何れか１項に記載した交流電機システムの制御方法において、
   前記電力変換器の直流電圧部には、直流スイッチを介して直流電源が接続され、
   前記変換器移行期間では、
   前記放電制御または前記充電制御により、前記電力変換器と前記交流電機との間で授受される有効電力をゼロ近傍に減少させたのちに前記直流スイッチをオフすることを特徴とする交流電機システムの制御方法。
8. 交流電機と、
   前記交流電機の複数の電気端子に接続され、前記交流電機との間で電力を授受する電力変換器と、
   前記電力変換器を構成する半導体スイッチング素子を制御する制御装置と、
   前記電力変換器の直流入力端子に接続されたコンデンサと、
   を有する交流電機システムの制御方法において、
   前記電力変換器と前記交流電機との間で電力を授受している変換器動作期間から電力の授受を行わない変換器停止期間へ移行するための変換器移行期間が、第一制御期間及び第二制御期間からなり、
   前記第一制御期間では、前記半導体スイッチング素子の制御により、前記コンデンサに蓄積されたエネルギーを放電する放電制御と前記コンデンサにエネルギーを充電する充電制御とを繰り返し行い、
   前記電力変換器と前記交流電機との間で授受される有効電力がゼロ近傍となった時点で前記第二制御期間に移行し、
   前記第二制御期間では、前記半導体スイッチング素子の制御により、前記交流電機の各電気端子を短絡状態にする短絡制御を行い、
   前記交流電機の各電気端子を流れる電流がゼロ近傍となった時点で当該電気端子を開放し、または、前記電力変換器の内部の整流素子を介して当該電気端子を導通可能な状態にする制御を、全ての前記電気端子について行うことを特徴とする交流電機システムの制御方法。
9. 請求項２〜８の何れか1項に記載した交流電機システムの制御方法において、
   前記交流電機が永久磁石型同期電動機であることを特徴とする交流電機システムの制御方法。
10. 請求項９に記載した交流電機システムの制御方法において、
    前記電力変換器がフルブリッジ型のインバータであり、
    前記永久磁石型同期電動機の誘導起電力の線間ピーク値が、前記インバータの直流電圧部の電圧よりも高くなる期間が存在することを特徴とする交流電機システムの制御方法。

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