JP3983775B2

JP3983775B2 - 電気二重層キャパシタを用いた電力変換装置

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Publication number: JP3983775B2
Application number: JP2005157534A
Authority: JP
Inventors: 淳山田; 繁則木下; 敦清水
Original assignee: 株式会社パワーシステム
Priority date: 2005-05-30
Filing date: 2005-05-30
Publication date: 2007-09-26
Anticipated expiration: 2025-05-30
Also published as: JP2006333683A

Description

本発明は、電気二重層キャパシタを用いた電力変換装置に関し、さらに詳しく言えば、商用電源などの交流電源から受電した交流電力を整流器にて直流電力に変換し、その直流電力をインバータ（逆変換器）で交流負荷を駆動するために必要な交流電力に変換する電気二重層キャパシタを用いた電力変換装置に関するものである。

電気二重層キャパシタ（ＥＤＬＣ：ＥｌｅｃｔｒｉｃＤｏｕｂｌｅＬａｙｅｒＣａｐａｃｉｔｏｒ）は、大電流による高速充放電が可能で、その充放電の効率が高く、しかもサイクル寿命が長いことから、電気自動車や無停電電源装置（ＵＰＳ）などの蓄電装置として活用されている。

その一例として、特許文献１には、蓄電装置と交直変換装置とを備えて構成され、蓄電装置の充放電を行い、その蓄電エネルギーを出し入れする電力変換装置において、蓄電装置として電気二重層キャパシタを利用する電力変換装置が記載されている。

この種の蓄電装置に用いられる電気二重層キャパシタは、耐電圧を高めるため、直列に接続された複数のキャパシタセルを備えるが、その場合、定格が同じキャパシタセルを用いても静電容量，内部抵抗，漏れ電流のばらつきにより、充放電を繰り返すうちに直列に接続した各キャパシタセルの分担電圧に不均衡が生じ、一部のキャパシタセルが過充電により破損することがある。

この点を解決するため、特許文献２は、定電流源を有し、蓄電装置内の回路素子で規定された一定の電圧（定格電圧もしくはそれ以下の所定電圧のいずれか一方）でキャパシタセルを均等化（初期化）する機能を備えた蓄電電源装置を開示している。

また、特許文献３は、直列接続された複数のキャパシタセルの分担電圧を検出し、各キャパシタセルの分担電圧の分布範囲が規定値以下になるように、各キャパシタセルの分担電圧を均等化する電圧コントローラを備えたキャパシタ蓄電装置を開示している。

ところで、電気二重層キャパシタの充電エネルギーＥと電圧Ｖは、Ｅ＝ＣＶ^２／２（Ｃは静電容量）の関係にある。これを電圧Ｖで書き表すと、Ｖ＝√（２Ｅ／Ｃ）となり、電圧Ｖは充電エネルギーＥの平方根に比例して変動する。

そのため、インバータを含む電力変換装置において、電気二重層キャパシタからインバータに電力を供給する場合、その電圧変動により、交流負荷を適正に駆動することができない。そこで、上記特許文献１に記載の電力変換装置では、チョッパと呼ばれる電圧を昇圧もしくは降圧できる装置を用いて電気二重層キャパシタの電圧の落ち込みを補うようにしている。その従来例を図９に示し、これについて説明する。

この電力変換装置１００は、商用電源などの交流電源Ｐから交流電力を受電し、受電した交流電力を整流器１１０にて一旦直流電力に変換したうえで、インバータ（逆変換器）１２０にて再度交流電力に変換して交流負荷Ｍに給電する。この例において、交流電源Ｐおよび交流負荷Ｍが３相で、交流負荷Ｍを電動機としている。

整流器１１０は、好ましくは高調波除去フィルタ１１１を介して交流電源Ｐに接続される。整流器１１０とインバータ１２０との間の直流回路部には、チョッパ１４０を介して電気二重層キャパシタ１３０が接続される。図示しないが、電気二重層キャパシタ１３０には直列に接続された複数のキャパシタセルが含まれる。

また、電圧検出器として、電気二重層キャパシタ１３０の電圧を検出する第１電圧検出器１３１と、インバータ１２０の入力電圧を検出する第２電圧検出器１２１とを備え、これらの電圧検出信号は制御部１５０に入力される。

制御部１５０は、運転指令装置１６０から出力される交流負荷Ｍとしての電動機の運転指令、例えば停止，力行（りきこう），回生，トルクなどの運転指令に基づいて、電圧や周波数を変えるように整流器１１０，インバータ１２０およびチョッパ１４０を制御する。

ここでは特に図示しないが、インバータ１２０は、電流が流れる方向にしたがって上流側および下流側となる一対のスイッチング素子の直列回路を３相分有するスイッチング回路を含み、電動機を動かす電力を制御するために、電動機の回転数やトルクに応じて、その電圧や電流を可変する。この例でのインバータ１２０はＶＶＶＦインバータである（ＶＶＶＦ：ＶａｒｉａｂｌｅＶｏｌｔａｇｅＶａｒｉａｂｌｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙ（可変電圧・可変周波数））。

また、整流器１１０は、交流，直流の順・逆変換機能、すなわち交流から直流への変換，直流から交流への変換のいずれも行うことができるＰＷＭ型の整流器であり、その回路構成はインバータ１２０と同じである。

チョッパ１４０には、図１０の回路図に示すように、ダイオード１４２が逆並列に接続された充電制御用スイッチング素子１４１，ダイオード１４４が逆並列に接続された放電制御用スイッチング素子１４３，電流平滑用インダクタ１４５，出力電圧平滑用キャパシタ１４６および入力電圧平滑用キャパシタ１４７が含まれている。なお、スイッチング素子１４１，１４３には、ＩＧＢＴなどの自己消弧型スイッチング素子が用いられる。

充電制御用スイッチング素子１４１と電流平滑用インダクタ１４５は、上記直流回路部の一方のラインに対して直列に接続され、放電制御用スイッチング素子１４３は、充電制御用スイッチング素子１４１と電流平滑用インダクタ１４５の接続点と上記直流回路部の他方のラインとの間に接続される。

チョッパ１４０は電流双方型で、電気二重層キャパシタ１３０の放電時には、その放電電圧に電流平滑用インダクタ１４５に誘起された電圧が重畳されるため昇圧型チョッパとして動作し、電気二重層キャパシタ１３０の充電時には、上記直流回路部からの充電電圧から電流平滑用インダクタ１４５に誘起された電圧がダイオード１４４を経由して電気二重層キャパシタ１３０に印加されるため降圧型チョッパとして動作する。

この従来例によれば、整流器１１０とインバータ１２０との間の直流回路部にチョッパ１４０を介して電気二重層キャパシタ１３０を接続し、交流負荷Ｍが必要とする交流電力の全部または一部を電気二重層キャパシタ１３０に吸収・放出することにより、交流電源Ｐからの電力を平均化して交流電源Ｐ側の機器を小型化することができる。

力行運転時、制御部１５０は、第２電圧検出器１２１でインバータ入力電圧を検出し、電気二重層キャパシタ１３０の放電電力が指令された放電電力となるように、整流器１１０の直流電力を制御する。すなわち、電気二重層キャパシタ１３０の放電電力を減らすには、チョッパ１４０の出力電力を下げ、整流器１１０の出力電力を高める。電気二重層キャパシタ１３０の放電電力を増やすには、整流器１１０の出力電力を下げ、チョッパ１４０の出力電力を高める。

制動運転時に、電気二重層キャパシタ１３０の充電電力を減らすには、チョッパ１４０の入力電力を下げ、整流器１１０の交流電源Ｐへの回生電力を高める。また、電気二重層キャパシタ１３０の充電電力を増やすには、チョッパ１４０の入力電力を高め、整流器１１０の交流電源Ｐへの回生電力を下げる。

次に、図１１（ａ）（ｂ）により、この従来例に係る電力変換装置１００の電力の流れについて説明する。図１１（ａ）に示すように、力行運転時に交流負荷（電動機）Ｍに必要とされる電力Ｐｍは、交流電源Ｐおよび電気二重層キャパシタ１３０から供給される。すなわち、交流電源Ｐから供給される電力をＰｓ，電気二重層キャパシタ１３０から供給される電力をＰｃとすると、Ｐｍ＝Ｐｓ＋Ｐｃで表され、負荷電力Ｐｍが変動しても、変動する電力が電気二重層キャパシタ１３０から供給されるため、交流電源Ｐから給電される電力Ｐｓは平均電力となる。

これに対して、制動運転時には、図１１（ｂ）に示すように、交流負荷（電動機）Ｍからの回生電力は、電気二重層キャパシタ１３０を充電する。この場合、回生電力が変動したとしても、変動する回生電力は電気二重層キャパシタ１３０で吸収されるため、整流器１１０から交流電源Ｐへの回生電力は平均電力となる。

特開２００２−２１８６５３号公報特開平６−３４３２２５号公報特開２００２−２８１６８５号公報

上記従来例によれば、電気二重層キャパシタの電圧低下分をチョッパの昇圧動作により補うようにしているため、電気二重層キャパシタの電圧がある程度低下したとしても、交流負荷を適正に駆動するうえで必要とされる電力をインバータに給電することができる。

しかしながら、チョッパの回路構成は基本的にインバータとほぼ同じで、それに加えて電流平滑用のインダクタが必須であるため、チョッパの製作にはインバータ相当額もしくはそれ以上のコストがかかる。

すなわち、電気二重層キャパシタは、リチウムイオン電池や鉛バッテリなどの化学二次電池に比べて、大電流による高速充放電が可能で、その充放電の効率が高く、しかもサイクル寿命が長く、また、環境的にも優しいデバイスであるが、他方において、電圧が余り変化しない化学二次電池の場合には不要であるチョッパを必要とすることから、電気二重層キャパシタを用いた電力変換装置は高価にならざるを得ないという問題があった。

また、電動機のように力行運転，制動運転を繰り返す交流負荷の場合、力行運転で負荷に給電された電力がすべて回生されるわけではないので、その差分の電力が消費される。この消費電力の平均値に相当する電力（平均電力）を整流器から給電する必要がある。

したがって、本発明の課題は、商用電源などの交流電源から交流電力を受電し、受電した交流電力を整流器にて一旦直流電力に変換したうえで、インバータにて再度交流電力に変換して交流負荷に給電する電力変換装置において、交流負荷の出力性能を低下させることなく、電気二重層キャパシタに蓄電された電力を定電圧で使用するために用いられていたチョッパを不要とすることにある。

上記課題を解決するため、本発明は、交流，直流の順・逆変換機能を有し、交流電源から受電された交流電力を直流電力に変換するＰＷＭ型の整流器と、上記整流器から供給される上記直流電力を交流電力に変換して所定の交流負荷に与えるインバータとを含む電力変換装置において、上記整流器と上記インバータとの間の直流回路部に直接的に接続され、上記整流器もしくは上記インバータを介して蓄電される複数の直列に接続された電気二重層キャパシタセルを含む電気二重層キャパシタと、上記交流負荷の運転指令に基づいて上記整流器および上記インバータを制御して上記電気二重層キャパシタの充放電を制御する制御部と、上記電気二重層キャパシタセルの各々に並列に接続され、上記電気二重層キャパシタセルが所定の満充電電圧となった時点で充電電流をバイパスする複数の並列モニタを含む電圧初期化手段とを備え、上記制御部は、上記電気二重層キャパシタに対して、上記交流負荷を適正に駆動するうえで上記インバータが必要とする電圧よりも高い所定の許容最低電圧値を設定し、上記インバータへの放電によって上記電気二重層キャパシタの電圧が上記許容最低電圧値までに低下した場合には、上記整流器にて上記交流電力から変換される直流電力の出力電圧を高めて直接上記インバータに給電して上記電気二重層キャパシタからの放電を停止するとともに、上記電圧初期化手段から上記電気二重層キャパシタの満充電状態を示す満充電信号を受信した場合には、上記整流器を制御し上記インバータからの回生電力を上記整流器を介して上記交流電源に回生して上記電気二重層キャパシタに対する充電を停止することを特徴としている。

本発明によれば、整流器とインバータとの間の直流回路部に電気二重層キャパシタを直接的に接続し、その電気二重層キャパシタに対して、交流負荷を適正に駆動するうえでインバータが必要とする電圧よりも高い所定の許容最低電圧値を設定し、交流負荷の運転指令に基づいて制御部により整流器およびインバータを制御して、電気二重層キャパシタに蓄電された電力を許容最低電圧値を上回る電圧範囲内でインバータに放電させるようにしたことにより、交流負荷の出力性能を低下させることなく、電気二重層キャパシタに蓄電された電力を定電圧で使用するために用いられていたチョッパを不要とすることができる。したがって、電気二重層キャパシタを用いた電力変換装置を安価に提供することができる。

また、インバータへの放電により電気二重層キャパシタの電圧が許容最低電圧値にまで低下した場合には、整流器にて交流電力から変換される直流電力の出力電圧を高めて直接インバータに給電して電気二重層キャパシタからの放電を停止するようにしたことにより、電気二重層キャパシタの電圧が許容最低電圧値にまで低下したとしても、交流負荷の出力性能を低下させることなく、交流負荷を適正に駆動することができる。

また、電圧初期化手段から電気二重層キャパシタの満充電状態を示す満充電信号を受信した場合には、整流器を制御しインバータからの回生電力を整流器を介して交流電源に回生して電気二重層キャパシタに対する充電を停止するようにしたことにより、過充電による電気二重層キャパシタの劣化を確実に防止することができる。

次に、図１ないし図８により、本発明の実施形態について説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。図１は本発明による電力変換装置の基本的な回路構成を示す模式図，図２は上記電力変換装置に含まれる整流器およびインバータの回路図である。なお、この実施形態の説明において、先の図９で説明した従来例と同一もしくは同一と見なされてよい構成要素には、それと同じ参照符号を用いる。

この電力変換装置１００Ａにおいても、商用電源などの交流電源Ｐから交流電力を受電し、受電した交流電力を整流器１１０にて一旦直流電力に変換したうえで、インバータ１２０にて再度交流電力に変換して交流負荷Ｍに給電する。この例においても、交流電源Ｐおよび交流負荷Ｍが３相で、交流負荷Ｍを電動機としている。

インバータ１２０は、図２に示すように、電流が流れる方向にしたがって上流側および下流側となる一対のスイッチング素子の直列回路を３相分有するスイッチング回路を含み、電動機を動かす電力を制御するために、電動機の回転数やトルクに応じて、その電圧や電流を可変する。この例でのインバータ１２０はＶＶＶＦインバータである。

整流器１１０は、好ましくは高調波除去フィルタ１１１を介して交流電源Ｐに接続される。整流器１１０は、交流，直流の順・逆変換機能、すなわち交流から直流への変換，直流から交流への変換のいずれも行うことができるＰＷＭ型の整流器であり、図２に示すように、その回路構成はインバータ１２０と同じく、電流が流れる方向にしたがって上流側および下流側となる一対のスイッチング素子の直列回路を３相分有するスイッチング回路を含む。

図２に示すように、整流器１１０の出力側とインバータ１２０の入力側に電圧平滑用キャパシタ１１２，１２２を接続することにより、交流電源Ｐに発生する尖頭電力がキャパシタへの充電によって平滑化されるため、変換された直流電圧Ｖｄｃは、
Ｖｄｃ＝√２Ｖａｃ
となる（Ｖａｃは交流電圧の実効値）。

本発明においては、整流器１１０とインバータ１２０との間の直流回路部には、電気二重層キャパシタ１３０がチョッパを介することなく直接的に接続される。図示しないが、電気二重層キャパシタ１３０には直列に接続された複数のキャパシタセルが含まれる。なお、個々のキャパシタセルについては、最小構成単位としてのＥＤＬＣ素子の複数個が直列，並列もしくは直並列に含まれてよい。

電気二重層キャパシタ１３０の電圧はインバータ１２０の入力段に設けられるインバータ電圧検出器１２１によって検出される。このインバータ電圧検出器１２１の電圧検出信号は制御部１５０に入力される。

制御部１５０は、運転指令装置１６０から出力される交流負荷Ｍとしての電動機の運転指令、例えば停止，力行，回生，トルクなどの運転指令およびインバータ電圧検出器１２１からの電圧検出信号に基づいて、整流器１１０およびインバータ１２０を制御する。

制御部１５０は、電気二重層キャパシタ１３０の充放電を制御するうえで、電気二重層キャパシタ１３０に対して許容最低電圧値Ｖ_Ｃｍｉｎと許容最大電圧値Ｖ_Ｃｍａｘとを設定する。許容最低電圧値Ｖ_Ｃｍｉｎとは、交流負荷の出力性能を低下させることなく交流負荷を適正に駆動するうえでインバータ１２０が必要とする電圧よりも高い電圧値である。また、許容最大電圧値Ｖ_Ｃｍａｘとは、電気二重層キャパシタが許容し得る最大電圧を超えない範囲で任意に設定される電圧値である。許容最低電圧値Ｖ_Ｃｍｉｎと許容最大電圧値Ｖ_Ｃｍａｘは、例えば運転指令装置１６０から入力されてよい。

力行運転時、制御部１５０は、インバータ電圧検出器１２１にて検出される電気二重層キャパシタ１３０の電圧が許容最低電圧値以上である場合、電気二重層キャパシタ１３０からインバータ１２０に電力が放電されるように整流器１１０とインバータ１２０とを制御する。

すなわち、力行運転時、電気二重層キャパシタ１３０の電圧は放電とともに低下するが、そのキャパシタ電圧が許容最低電圧値Ｖ_Ｃｍｉｎ以上である場合、整流器１１０の出力を制御することにより、電気二重層キャパシタ１３０からインバータ１２０に同インバータ１２０が必要としている電力を給電することができる。

これに対して、回生運転時には、インバータ電圧検出器１２１にて検出される電気二重層キャパシタ１３０の電圧が許容最大電圧値Ｖ_Ｃｍａｘ以下の場合、インバータ１２０からの回生電力を電気二重層キャパシタ１３０に充電するように整流器１１０を制御する。

本発明による電力変換装置と上記従来例の電力変換装置とにおいて、整流器１１０およびインバータ１２０の回路構成は基本的に変わらないが、電力系回路に含まれる半導体の耐圧は大きく異なる。

すなわち、上記従来例の電力変換装置では、例えばＡＣ２００Ｖ系商用電源を用いた場合、Ｖｄｃ＝√２Ｖａｃの関係から、直流電圧Ｖｄｃはおおよそ３００Ｖになり、直流電圧の２倍程度の耐圧素子を用いるべしという経験則により、使用する半導体は６００Ｖ耐圧素子となる。同様に、ＡＣ４００Ｖ系商用電源の場合には、１２００Ｖ耐圧素子を使用することになる。

これに対して、本発明の電力変換装置では、例えばＡＣ２００Ｖ系商用電源を用いた場合、チョッパを不要にするため、インバータ１２０が本来必要とする直流電圧Ｖｄｃであるおおよそ３００Ｖ以上に電気二重層キャパシタ１３０の電圧を維持する必要があり、そのキャパシタ電圧はおおよそ３００〜６００Ｖの範囲で変動することになる。

そうすると、例えばＡＣ２００Ｖ系商用電源を用いた場合でも、その２倍程度の耐圧素子を用いるべしという経験則により、整流器１１０およびインバータ１２０に使用する半導体は１２００Ｖ耐圧素子となる。

つまり、上記従来例の電力変換装置では、定電圧Ｖｄｃ（＝√２Ｖａｃ）で電気二重層キャパシタ１３０からインバータ１２０に電力を給電していたが、本発明では、可変電圧Ｖｄｃ〜２Ｖｄｃ（＝√２Ｖａｃ〜２√２Ｖａｃ）の範囲で電気二重層キャパシタ１３０からインバータ１２０に電力を給電する。よって、整流器１１０およびインバータ１２０に使用する半導体に必要とされる耐圧は、経験則により４Ｖｄｃ（＝４√２Ｖａｃ）耐圧となる。

なお、一つの例として、ＡＣ２００Ｖ電源の電圧範囲は公称電圧ＡＣ２００〜２３０Ｖで、これに変動許容値−１５〜＋１０％を適用すると、ＡＣ１７０〜２５３Ｖとなる。この電圧範囲であれば、整流器１１０とインバータ１２０の間の直流回路部の電圧をＤＣ３００〜６００Ｖとして、キャパシタの充放電，整流器１１０の順・逆変換運転，電動機（２００Ｖ用）の力行・回生運転を行うことができる。

次に、図３，図４に示す負荷電力パターンを参照して本発明の電力変換装置１００Ａの動作について説明する。この負荷電力パターンには、インバータ電力，整流器電力，キャパシタ電力およびキャパシタ電圧の推移が示されている。

まず、図３の負荷電力パターンを参照して、時刻Ｔ_１で電動機の力行運転が始まり、時刻Ｔ_１〜Ｔ_２まで電動機はトルク一定で加速して、時刻Ｔ_２〜Ｔ_３まで電動機は定速で力行運転する。力行電力は時刻Ｔ_１〜Ｔ_２まで時間とともに増加し、時刻Ｔ_２でインバータ電力は最大力行電力値Ｐ_ｐｍａｘとなる。

以上が基本的な力行運転パターンであるが、未使用状態の電気二重層キャパシタ１３０の電圧は「０」であるため、まず、時刻Ｔ_０で整流器１１０の出力をオンとして初期充電を開始する。これにより、電気二重層キャパシタ１３０の電圧値が上昇し、時刻Ｔ_０１でキャパシタ電圧Ｖ_Ｃ０１が許容最大電圧値Ｖ_Ｃｍａｘに達するので、整流器１１０の出力をオフとして初期充電を停止する。

負荷電力（インバータ電力）の平均電力値をＰ_ａｖｅとして、時刻Ｔ_１で力行運転が始まると、整流器１１０から負荷電力の平均電力値Ｐ_ａｖｅが給電されるが、加速により負荷電力値Ｐ_ｐが負荷電力の平均電力値Ｐ_ａｖｅを上回る時刻Ｔ_１２で電気二重層キャパシタ１３０は放電を開始し、負荷電力値Ｐ_ｐと平均電力値Ｐ_ａｖｅとの差電力（Ｐ_ｐ−Ｐ_ａｖｅ）をインバータ１２０に給電する。時刻Ｔ_２〜Ｔ_３までの定速力行運転時には、電気二重層キャパシタ１３０からＰ_ｐｍａｘ−Ｐ_ａｖｅの差電力が給電される。

電気二重層キャパシタ１３０の電圧は放電とともに低下するが、図３の例では、電気二重層キャパシタ１３０の蓄電容量が十分大きいため、力行運転が終了する時刻Ｔ_３のキャパシタ電圧Ｖ_０３は許容最低電圧値Ｖ_Ｃｍｉｎを上回っている。

時刻Ｔ_３〜Ｔ_４までは惰行運転であり、この期間、電気二重層キャパシタ１３０には、整流器１１０から出力される電力（負荷電力の平均電力値Ｐ_ａｖｅ）が充電される。惰行運転後の時刻Ｔ_４〜Ｔ_５まで回生（制動）運転が行われ、電気二重層キャパシタ１３０には、インバータ１２０からの回生電力が充電される。このときの最大回生電力をＰ_Ｂｍａｘとすると、電気二重層キャパシタ１３０には、最大時、（Ｐ_Ｂｍａｘ＋Ｐ_ａｖｅ）なる電力が充電される。

時刻Ｔ_５〜Ｔ_６までは運転停止期間であり、この期間は上記時刻Ｔ_３〜Ｔ_４までの惰行運転と同じく、電気二重層キャパシタ１３０には整流器１１０から出力される電力（負荷電力の平均電力値Ｐ_ａｖｅ）が充電される。時刻Ｔ_６から再び加速されるが、図３の例では、時刻Ｔ_６の時点でのキャパシタ電圧Ｖ_Ｃ６は最大許容電圧値Ｖ_Ｃｍａｘを超えないため、時刻Ｔ_５〜Ｔ_６までの運転停止期間中、電気二重層キャパシタ１３０は整流器１１０から出力される電力によって充電され続ける。時刻Ｔ_６〜Ｔ_１０までは、上記時刻Ｔ_１〜Ｔ_６の繰り返しパターンとなっている。

次に、図４の負荷電力パターンについて説明する。図４の例は、図３の例よりも電気二重層キャパシタ１３０の蓄電容量が小さいか、もしくは負荷電力が大きい場合についてのものである。時刻Ｔ_０〜Ｔ_０１までの初期充電は図３の例と同じであるため、その説明は省略する。

時刻Ｔ_１で力行運転が始まると、整流器１１０から負荷電力の平均電力値Ｐ_ａｖｅが給電されるが、加速により負荷電力値Ｐ_ｐが負荷電力の平均電力値Ｐ_ａｖｅを上回る時刻Ｔ_１２で電気二重層キャパシタ１３０は放電を開始し、負荷電力値Ｐ_ｐと平均電力値Ｐ_ａｖｅとの差電力（Ｐ_ｐ−Ｐ_ａｖｅ）をインバータ１２０に給電する。

時刻Ｔ_２〜Ｔ_３までの定速力行運転時には、電気二重層キャパシタ１３０から（Ｐ_ｐｍａｘ−Ｐ_ａｖｅ）の差電力が給電されるが、図４の例では、時刻Ｔ_３に至る前の時刻Ｔ_２３時点で、キャパシタ電圧Ｖ_Ｃ２３が許容最低電圧値Ｖ_Ｃｍｉｎにまで低下するため、電気二重層キャパシタ１３０の放電を停止し、時刻Ｔ_２３〜Ｔ_３までの間、整流器１１０の出力電力を高めてインバータ電力に足らない力行電力を補い、好ましくは電気二重層キャパシタ１３０をも充電する。

力行運転後は、図３の例と同じく、時刻Ｔ_３〜Ｔ_４までの惰行運転を経て時刻Ｔ_４〜Ｔ_５の期間、回生（制動）運転が行われ、電気二重層キャパシタ１３０はインバータ１２０からの回生電力にて充電されるが、図４の例では、その充電量が大きく、時刻Ｔ_５に至る前の時刻Ｔ_４５時点でキャパシタ電圧Ｖ_Ｃ４５が許容最大電圧値Ｖ_Ｃｍａｘに達するため、時刻Ｔ_４５時点で電気二重層キャパシタ１３０への充電を停止し、インバータ１２０からの回生電力を整流器１１０を介して交流電源Ｐに回生する。

時刻Ｔ_５〜Ｔ_６までの運転停止期間を置いて、時刻Ｔ_６から再び加速を含む力行運転が開始されるが、この場合、加速中の時刻Ｔ_６７２時点で、キャパシタ電圧Ｖ_Ｃ６７２が許容最低電圧値Ｖ_Ｃｍｉｎにまで低下するため、加速運転が終了する時刻Ｔ_７までの間、電気二重層キャパシタ１３０の放電を停止するとともに、整流器１１０の出力電力を高めてインバータ電力に足らない力行電力を補うようにしている。

次に、図５ないし図８により、本発明の電力変換装置１００Ａが備える電気二重層キャパシタの電圧初期化手段について説明する。

図５に示すように、電気二重層キャパシタ１３０には、例えば１０個のキャパシタセルＣ（Ｃ１〜Ｃ１０）が直列に接続されているとして、電圧初期化手段２００は、そのキャパシタセルＣの各々に割り当てられる並列モニタと呼ばれる電圧配分調整回路２２０と、各電圧配分調整回路２２０を制御する制御部２１０とを備え、各キャパシタセルＣの電圧を満充電電圧Ｖｆｕｌ側に揃える。なお、図５中に記載のＣＭＳとは、ＣａｐａｃｉｔｏｒＭａｎａｇｅｍｅｎｔＳｙｓｔｅｍの略語である。

図６に電圧配分調整回路（並列モニタ）２２０の原理的な回路構成を示す。この回路は、キャパシタセルＣの端子間電圧と基準電圧Ｖｒとを比較するコンパレータ２３０と、キャパシタセルＣに並列的に接続され、コンパレータ２３０にてオンオフ制御される充電電流バイパス用のスイッチングトランジスタ２４０とから構成される。

基準電圧ＶｒをキャパシタセルＣの満充電電圧（例えば定格電圧）Ｖｆｕｌに設定しておくことにより、キャパシタセルＣの電圧が満充電電圧Ｖｆｕｌとなった時点でスイッチングトランジスタ２４０がオンとなり、充電電流がバイパスされるため、キャパシタセルＣの電圧が満充電電圧Ｖｆｕｌとなるように初期化することができる。

図７に電圧配分調整回路２２０の実用的な回路構成を示す。この場合には、満充電電圧Ｖｆｕｌとは別に初期化電圧Ｖｉｎｉが設定され、コンパレータとして第１ないし第３の３のコンパレータ２３１〜２３３が用いられる。初期化電圧Ｖｉｎｉは任意に設定されてよいが、例えば満充電電圧Ｖｆｕｌの８０％程度の電圧に設定される。

第１コンパレータ２３１には、初期化電圧Ｖｉｎｉが基準電圧として設定され、その出力段にはスイッチＳＷを介して充電電流バイパス用のスイッチングトランジスタ２４０が接続される。スイッチＳＷの切り換えは制御部２１０により制御される。

第２コンパレータ２３２には、満充電電圧Ｖｆｕｌが基準電圧として設定される。第３コンパレータ２３３は、逆方向充電Ｖｎｅｇを検出するコンパレータで、例えばキャパシタセルＣの端子間電圧が０〜−０．７Ｖの場合に動作する。

第１コンパレータ２３１は、制御部２１０から出力される初期化信号ＩｎｉｔによりスイッチＳＷがオンである場合に限って、キャパシタセルＣの端子間電圧を監視し、その端子間電圧が初期化電圧Ｖｉｎｉに達した時点で、スイッチングトランジスタ２４０をオンして充電電流をバイパスさせる。

第２コンパレータ２３２は次の場合に動作する。例えば、満充電付近で突然に大きな回生電流が流れ込んだとする。このような場合、初期化電圧Ｖｉｎｉを超える時点でスイッチングトランジスタ２４０がオンになり過剰な電流をバイパスしても、その電流容量との関係でバイパスしきれないため、電圧が上昇して満充電電圧Ｖｆｕｌにまで達する。第２コンパレータ２３２は、この事態を検出して制御部２１０に満充電信号を出力し、充電を停止させる。

第３コンパレータ２３３は次の場合に動作する。仮にキャパシタセルＣの中に不良ではないが、他のセルよりも漏れ電流の大きなセルがあるとする。初期化しないで何回も充放電を繰り返すと、次第にそのセルの電圧が他のセルよりも低下し、ついには深い放電深度の際にゼロを割り込むことがある。

本発明において、すべてのキャパシタセルＣの電圧は常に等しい必要はないが、逆極性に深く充電されると、セルの寿命に悪影響をおよぼすおそれがあり、また、セルの電圧のばらつきが極端になるつつある目安ともなるため、第３コンパレータ２３３にて逆方向充電Ｖｎｅｇを検出して、その検出信号を制御部２１０に与えて、なるべく早く初期化することを促す。このように、満充電電圧Ｖｆｕｌ，逆方向充電Ｖｎｅｇの２つの監視レベルで挟むことにより、すべてのキャパシタセルＣの健全な動作を保証することができる。

図８のグラフに示すように、初期化は充放電サイクルを繰り返す間に微少時間ずつ行うことが好ましく、これによれば、すべてのキャパシタセルＣの分担電圧をきれいに揃えることができる。

初期化をいつ開始するかについては、図７に示す電圧配分調整回路２２０から満充電信号を受信した際の電気二重層キャパシタの電圧値を電気二重層キャパシタの総電圧として設定された総電圧値と比較し、あらかじめ設定された差異を検出した場合に初期化を行うことが好ましい。

また、別の方法として、初期化された電気二重層キャパシタの満充電電圧値を記憶部に記憶しておき、図７に示す電圧配分調整回路２２０から満充電信号を受信した際の電気二重層キャパシタの電圧値を上記記憶された満充電電圧値と比較し、あらかじめ設定された差異を検出した場合には、各キャパシタセルＣの電圧がばらついてきたことを意味するため、初期化を行うことが好ましい。

本発明の電力変換装置は、電気自動車などの電動機駆動用に限られるものではなく、例えば無停電電源装置（ＵＰＳ）などの交流負荷を有する電源装置に広く利用することができる。

本発明による電力変換装置の基本的な回路構成を示す模式図。上記電力変換装置に含まれる整流器およびインバータの回路図。本発明の動作説明用の負荷電力パターンを示すタイミングチャート。本発明の動作説明用の負荷電力パターンを示すタイミングチャート。本発明が備える初期化手段の回路構成を示すブロック図。上記初期化手段に含まれる電圧分担調整回路の原理的な回路構成図。上記電圧分担調整回路の実用的な回路構成図。初期化を行う好ましいタイミングを示すタイミングチャート。従来の電力変換装置の回路構成を示す模式図。上記従来の電力変換装置で用いられているチョッパの回路構成図。（ａ）上記従来の電力変換装置の力行運転時の電力の流れを示す説明図，（ｂ）回生運転時の電力の流れを示す説明図。

符号の説明

１１０整流器
１２０インバータ
１３０電気二重層キャパシタ
１５０制御部
１６０運転指令装置
Ｐ交流電源
Ｍ交流負荷（電動機）

Claims

交流，直流の順・逆変換機能を有し、交流電源から受電された交流電力を直流電力に変換するＰＷＭ型の整流器と、上記整流器から供給される上記直流電力を交流電力に変換して所定の交流負荷に与えるインバータとを含む電力変換装置において、
上記整流器と上記インバータとの間の直流回路部に直接的に接続され、上記整流器もしくは上記インバータを介して蓄電される複数の直列に接続された電気二重層キャパシタセルを含む電気二重層キャパシタと、
上記交流負荷の運転指令に基づいて上記整流器および上記インバータを制御して上記電気二重層キャパシタの充放電を制御する制御部と、
上記電気二重層キャパシタセルの各々に並列に接続され、上記電気二重層キャパシタセルが所定の満充電電圧となった時点で充電電流をバイパスする複数の並列モニタを含む電圧初期化手段とを備え、
上記制御部は、上記電気二重層キャパシタに対して、上記交流負荷を適正に駆動するうえで上記インバータが必要とする電圧よりも高い所定の許容最低電圧値を設定し、上記インバータへの放電によって上記電気二重層キャパシタの電圧が上記許容最低電圧値までに低下した場合には、上記整流器にて上記交流電力から変換される直流電力の出力電圧を高めて直接上記インバータに給電して上記電気二重層キャパシタからの放電を停止するとともに、上記電圧初期化手段から上記電気二重層キャパシタの満充電状態を示す満充電信号を受信した場合には、上記整流器を制御し上記インバータからの回生電力を上記整流器を介して上記交流電源に回生して上記電気二重層キャパシタに対する充電を停止することを特徴とする電気二重層キャパシタを用いた電力変換装置。