JP3396681B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は入力交流電源の電力
を直流電力に変換し、多レベルインバータで再び交流電
力に変換する電力変換装置に係り、特に装置の小形化と
運転性能の向上及び保護性の向上を計った電力変換装置
に関する。 【０００２】 【従来の技術】本発明に関する電力変換装置の従来技術
として、多レベルインバータ（例えば特開昭５５−４３
９９６ブリッジ変換回路とその変換方法）がある。この
多レベルインバータ回路は種々の方式があるが、ここで
は平成４年電気学会産業応用部門全国大会 論文Ｎｏ．
９１ 、論文Ｎｏ．９２ 、論文Ｎｏ．９４ などで３
レベルインバータと呼称されるインバータを使用した電
力変換装置を引用して従来技術の問題点について説明す
る。図５は公知の３レベルインバータを使用した電力変
換装置の主回路構成を示す。この図において、１１は直
流電源、１２と１３はコンデンサ、１４は３レベルイン
バータ回路であり、３レベルインバータ回路１４は直流
入力端子Ｐ，Ｏ，Ｎ及び交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗを有
し、各相はＧＴＯやＩＧＢＴなどの半導体スイッチＳ
１ ，Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ で構成されている。この
３レベルインバータ回路１４の詳細な動作については既
に前記引用文献などにより公知であるため、説明を省略
するが、直流電源１１の直流電圧を直列接続されたコン
デンサ１２と１３で分圧して３レベルインバータ回路１
４の直流入力端子Ｐ，Ｏ，Ｎに接続し、直流電源１１の
直流電力を３レベルインバータ回路１４で交流電力に変
換して出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗより任意の周波数の交流電力
を出力する。この時出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗには３レベルの
電圧を半導体スイッチＳ１，Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ の
選択によって得るため、出力する交流電力に含まれる高
調波成分が少なく、また直流電圧がコンデンサ１２と１
３で１／２に分割されており、半導体スイッチＳ１ ，
Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ にはコンデンサ１２又は１３の
充電電圧が印加されるため、半導体スイッチＳ１ ，Ｓ
２ ，Ｓ３，Ｓ４ は直接２個の半導体スイッチを直列
接続して使用する方式よりも電圧利用率が向上するなど
の特徴がある。 【０００３】図５の電力変換装置では、前記するような
特徴が公知であるが、コンデンサ１２と１３の充電電圧
が、３レベルインバータ回路１４の出力電流の瞬時的な
変化によって脈動する問題が存在する。この要因の詳細
については前記平成４年電気学会産業応用部門全国大会
論文Ｎｏ．９１ 「３レベルインバータの中性点電圧の
交流的変動の抑制法」などにも説明されており、３レベ
ルインバータ回路１４のＰＷＭ制御によってコンデンサ
１２，１３の充電電圧Ｅｄ１２ が図６に示す如く脈動
することが述べられている。図６において、ｉｍ は出
力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの１相分の出力電流の電流波形、Ｅ
ｄ１２ はコンデンサ１２またはコンデンサ１３の充電
電圧、Ｅｄ は直流電源１１の直流電圧の１／２に相当
する電圧であり、３レベルインバータ回路１４の半導体
スイッチＳ１ とＳ４ 、Ｓ２ とＳ３ が対称動作を
行なうとコンデンサ１２や１３の充電電圧はＥｄ とな
るが、ＰＷＭ制御を一般的に行なうと充電電圧はＥ
ｄ１２ となる。前記引用文献によれば充電電圧Ｅ
ｄ１２ は充電電圧Ｅｄ に対して２５％程度脈動する
ために、３レベルインバータ回路１４の半導体スイッチ
Ｓ１ ，Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ は前記の充電電圧Ｅ
ｄ１２ に対応した電圧定格とする必要があり電圧利用
率が大幅に低下する。 【０００４】前記引用文献では、充電電圧Ｅｄ１２ の
脈動を低減するための３レベルインバータ回路１４のＰ
ＷＭ制御方法が提案されているが、出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ
で出力電流ｉｍ が過渡的な変動を行なった場合には同
様に充電電圧Ｅｄ１２ が大きく脈動することになる。
即ち３レベルインバータ回路１４を採用する電力変換装
置では、その負荷の電流制御応答を速める目的のものが
多く、前記出力電流ｉ ｍ の過渡的な変動は電力変換装
置の適用面から発生する。このため充電電圧Ｅ ｄ１２
の脈動も必然的に発生する。このように必然的に発生す
る充電電圧Ｅｄ １２ の脈動を軽減するためには、コン
デンサ１２と１３の静電容量を増加する方法がとられて
いる。前記脈動電圧Ｅｄ１２ と静電容量とは反比例す
る関係にあるため、静電容量を増加すると脈動電圧Ｅ
ｄ１２ は小さくなるが、コンデンサ１２や１３の外形
や価格が大幅に増加する。 【０００５】 【発明が解決しようとする課題】ところで、これらの電
力変換装置では、装置の小形軽量化や低価格化、出力電
流ｉｍ の制御応答特性の高速化、装置の信頼性や保護
性の向上が重要な技術課題となっている。しかし従来技
術を使用した多レベル（３レベル）インバータを使用す
る電力変換装置では、次のような点で、これらの課題を
充分に解決することが出来なかった。 （１）コンデンサ１２や１３の充電電圧Ｅｄ１２ の脈
動を軽減するためには、コンデンサ１２や１３の静電容
量を増加させなければならず、この結果として（ａ）電
力変換装置が大形化、高価格化する。 （ｂ）コンデンサ１２や１３の静電容量が増加すると、
３レベルインバータ回路１４の直流短絡事故などが発生
したとき過大な事故電流が流れ、半導体スイッチ
Ｓ１ ，Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ などを充分に保護する
ことができなかった。 （２）コンデンサ１２や１３の充電電圧Ｅｄ１２ の脈
動のため、半導体スイッチＳ１ ，Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ
４ など主回路用品の電圧定格を高くする必要があり、
電圧利用率が低下して電力変換装置の高価格化を生じて
いた。 【０００６】（３）直流電源１１の直流電圧が高く、更
に前記するような充電電圧Ｅｄ１２ の脈動のため、電力
変換装置内部の絶縁も高い電圧レベルとする必要があ
り、絶縁距離などが増大して、電力変換装置が大形化す
る。本発明は、前述の従来技術の欠点を除去するために
なされたもので、充電電圧Ｅｄ１２ の脈動電圧の一部
を直流電源側に吸収することによって、コンデンサの静
電容量を低減しても脈動電圧を軽減でき、装置の小形軽
量化や低価格化、高速応答性の改善や信頼性、保護性の
向上を実現することができる電力変換装置を提供するこ
とを目的とする。 【０００７】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は次のように構成する。請求項１に対する発
明として、３レベルインバータ回路を有する電力変換装
置において、３レベルインバータ回路の直流入力端子側
の直流回路の構成のために接続される直流電源を、前記
直流回路の中点とその正負入力端子間にそれぞれに設け
られた２組のコンデンサと並列に、直流電流を交流入力
側から出力側または出力側から交流入力側の双方向に流
すことができる双方向性電源機能と中点電位に対する直
流電圧の脈動を抑制するように制御する電圧制御機能と
を有する直流電源をそれぞれ少なくとも１個づつ設け
て、３レベルインバータ回路の出力周波数の３倍の周波
数で変動する中点電位に対する正負直流電圧の脈動を軽
減させる。請求項１に対応する発明は、前記直流回路に
設けられたコンデンサの充電電圧の脈動を発生させる電
力の一部を前記双方向性電源機能を有する直流電源に吸
収させて脈動を軽減するように作用する。 【０００８】 【発明の実施の形態】本発明の請求項１に対応する実施
例を図１に示す。なお、図５と同一機能を有する回路要
素に同一符号を付して示す。この図１で、１５と１６は
分割された直流電源、１７はインピーダインス素子、１
８は接地極である。この図において、直流電源１５と１
６はコンデンサ１２と１３にそれぞれ接続され、直列接
続された直流電源１５と１６の３端子Ｐ，Ｏ，Ｎは３レ
ベルインバータ回路１４の直流入力端子に接続し、直流
電源１５と１６の直流電力を３レベルインバータ回路１
４によって交流電力に変換し出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗより負
荷に電力供給する。出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗにより負荷に供
給する出力電流ｉｍ が過渡的に変動したり、３レベル
インバータ回路１４のＰＷＭ制御方法が要因となってコ
ンデンサ１２や１３の充電電圧Ｅｄ１２ の脈動が発生
しようとしても、直流電源１５と１６を電力の供給と吸
収が可能な双方向性電源とすることによって、コンデン
サ１２又はコンデンサ１３の充電電圧Ｅｄ１２ を脈動
させる電流分の一部を直流電源１５又は直流電源１６で
補償することにより、前記充電電圧の脈動を軽減するこ
とができる。 【０００９】前記する双方向性電源機能を有する直流電
源１４又は１５の一例を図２に示す。図２において、１
９は入力交流電源、２０は双方向整流回路、ＴＨ１ と
ＴＨ ２ はサイリスタである。図２の双方向整流回路２
０はサイリスタＴＨ１ とＴＨ２ で構成される逆並列
接続の３相全波整流回路で構成されているため、可逆の
電力変換機能を有し、入力交流電源１９の交流電力を直
流電力に変換して出力することも出来、また直流電力を
入力交流電源１９に回生することも出来る。従って図２
に示すような双方向性電源機能を有する直流電源を図１
の直流電源１５及び１６にそれぞれ設けることによっ
て、コンデンサ１２又は１３の充電電圧Ｅｄ１２ の脈
動が発生する場合に直流電源１５及び１６の電圧制御機
能によって前記充電電圧Ｅｄ１２ の脈動が抑制され、
コンデンサ１２や１３の静電容量を比較的に小容量とす
ることができる。また、直流電源１５と１６、コンデン
サ１２と１３をそれぞれ直列接続した中点を、図１の如
く接続し、この中点の端子Ｏをインピーダンス素子１７
を介して接地極１８に接続する。図１の如く端子Ｏをイ
ンピーダンス接地することにより端子Ｐ又は端子Ｎの対
地電位が、インピーダンス接地しない場合に比較して半
分になる。このため電力変換装置全体の対地電位が低く
なり、絶縁距離も小さくなり電力変換装置も小形化でき
る。また電力変換装置の対地電位が低くなると運転操作
や定期点検などにおける人身安全面からも、保護性が大
幅に向上する。 【００１０】図３は本発明の他の実施例として適用可能
な双方向性電源の回路構成例を示す。図３において、２
１はＰＷＭ制御コンバータでＤ１ はダイオード、Ｔ
１ は自己消弧素子を示す。ＰＷＭ制御コンバータ２１
は公知の如く高速で電力制御方向の切換が容易に可能で
あるため、図１の直流電源１５及び１６を図３の構成と
すると、前記図２の構成を採用するよりより効果的であ
る。図４は前述と同様に双方向性電源の回路構成例を示
す。図４において、１９は入力交流電源、２２は入力変
圧器、２３は循環電流形コンバータ、ＴＨ１ とＴＨ
２ はサイリスタ、Ｘ１ とＸ２ は直流リアクトルで
ある。循環電流形コンバータ２３も変圧器２２の２次側
２巻線にそれぞれサイリスタＴＨ１ とＴＨ２ で構成さ
れる３相全波整流回路を設け、直流リアクトルＸ１ と
Ｘ２ を介して循環電流を流す方式であるために、図３
のＰＷＭ制御コンバータ２１と同様に高速で電流制御す
ることができ、図３の構成と同様の効果が得られる。 【００１１】多レベルインバータとして３レベルインバ
ータ回路１４を引用したが直流電圧がコンデンサによっ
て４分割されたような多レベルインバータでも、その直
流電源の中点をインピーダンス素子で接地しても良く、
または２個の直流電源あるいは個々のコンデンサごとの
直流電源の構成としても良く、本発明ではその構成を限
定するものではない。その他本発明の要旨を変更しない
範囲において、種々設計変更を行なって実施出来るもの
である。 【００１２】 【発明の効果】以上説明のように、本発明によれば、次
の効果が得られる電力変換装置を提供することができ
る。 （１）コンデンサの静電容量を増加させなくても、その
充電電圧の脈動を軽減することができる。この結果、次
の効果が得られる。 （ａ）電力変換装置の大形化、高価格化を防止すること
ができる。 （ｂ）３レベルインバータ回路の直流短絡事故などが発
生しても過大な事故電流が流れない。このため半導体ス
イッチの事故保護が容易になる。 （２）コンデンサの充電電圧の脈動が低減できるから、
半導体スイッチなど主回路用品の電圧定格を必要以上に
高くする必要がなくなるために、電圧利用率が向上し
て、電力変換装置の高価格化を防止することができる。
を直流電力に変換し、多レベルインバータで再び交流電
力に変換する電力変換装置に係り、特に装置の小形化と
運転性能の向上及び保護性の向上を計った電力変換装置
に関する。 【０００２】 【従来の技術】本発明に関する電力変換装置の従来技術
として、多レベルインバータ（例えば特開昭５５−４３
９９６ブリッジ変換回路とその変換方法）がある。この
多レベルインバータ回路は種々の方式があるが、ここで
は平成４年電気学会産業応用部門全国大会 論文Ｎｏ．
９１ 、論文Ｎｏ．９２ 、論文Ｎｏ．９４ などで３
レベルインバータと呼称されるインバータを使用した電
力変換装置を引用して従来技術の問題点について説明す
る。図５は公知の３レベルインバータを使用した電力変
換装置の主回路構成を示す。この図において、１１は直
流電源、１２と１３はコンデンサ、１４は３レベルイン
バータ回路であり、３レベルインバータ回路１４は直流
入力端子Ｐ，Ｏ，Ｎ及び交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗを有
し、各相はＧＴＯやＩＧＢＴなどの半導体スイッチＳ
１ ，Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ で構成されている。この
３レベルインバータ回路１４の詳細な動作については既
に前記引用文献などにより公知であるため、説明を省略
するが、直流電源１１の直流電圧を直列接続されたコン
デンサ１２と１３で分圧して３レベルインバータ回路１
４の直流入力端子Ｐ，Ｏ，Ｎに接続し、直流電源１１の
直流電力を３レベルインバータ回路１４で交流電力に変
換して出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗより任意の周波数の交流電力
を出力する。この時出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗには３レベルの
電圧を半導体スイッチＳ１，Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ の
選択によって得るため、出力する交流電力に含まれる高
調波成分が少なく、また直流電圧がコンデンサ１２と１
３で１／２に分割されており、半導体スイッチＳ１ ，
Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ にはコンデンサ１２又は１３の
充電電圧が印加されるため、半導体スイッチＳ１ ，Ｓ
２ ，Ｓ３，Ｓ４ は直接２個の半導体スイッチを直列
接続して使用する方式よりも電圧利用率が向上するなど
の特徴がある。 【０００３】図５の電力変換装置では、前記するような
特徴が公知であるが、コンデンサ１２と１３の充電電圧
が、３レベルインバータ回路１４の出力電流の瞬時的な
変化によって脈動する問題が存在する。この要因の詳細
については前記平成４年電気学会産業応用部門全国大会
論文Ｎｏ．９１ 「３レベルインバータの中性点電圧の
交流的変動の抑制法」などにも説明されており、３レベ
ルインバータ回路１４のＰＷＭ制御によってコンデンサ
１２，１３の充電電圧Ｅｄ１２ が図６に示す如く脈動
することが述べられている。図６において、ｉｍ は出
力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの１相分の出力電流の電流波形、Ｅ
ｄ１２ はコンデンサ１２またはコンデンサ１３の充電
電圧、Ｅｄ は直流電源１１の直流電圧の１／２に相当
する電圧であり、３レベルインバータ回路１４の半導体
スイッチＳ１ とＳ４ 、Ｓ２ とＳ３ が対称動作を
行なうとコンデンサ１２や１３の充電電圧はＥｄ とな
るが、ＰＷＭ制御を一般的に行なうと充電電圧はＥ
ｄ１２ となる。前記引用文献によれば充電電圧Ｅ
ｄ１２ は充電電圧Ｅｄ に対して２５％程度脈動する
ために、３レベルインバータ回路１４の半導体スイッチ
Ｓ１ ，Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ は前記の充電電圧Ｅ
ｄ１２ に対応した電圧定格とする必要があり電圧利用
率が大幅に低下する。 【０００４】前記引用文献では、充電電圧Ｅｄ１２ の
脈動を低減するための３レベルインバータ回路１４のＰ
ＷＭ制御方法が提案されているが、出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ
で出力電流ｉｍ が過渡的な変動を行なった場合には同
様に充電電圧Ｅｄ１２ が大きく脈動することになる。
即ち３レベルインバータ回路１４を採用する電力変換装
置では、その負荷の電流制御応答を速める目的のものが
多く、前記出力電流ｉ ｍ の過渡的な変動は電力変換装
置の適用面から発生する。このため充電電圧Ｅ ｄ１２
の脈動も必然的に発生する。このように必然的に発生す
る充電電圧Ｅｄ １２ の脈動を軽減するためには、コン
デンサ１２と１３の静電容量を増加する方法がとられて
いる。前記脈動電圧Ｅｄ１２ と静電容量とは反比例す
る関係にあるため、静電容量を増加すると脈動電圧Ｅ
ｄ１２ は小さくなるが、コンデンサ１２や１３の外形
や価格が大幅に増加する。 【０００５】 【発明が解決しようとする課題】ところで、これらの電
力変換装置では、装置の小形軽量化や低価格化、出力電
流ｉｍ の制御応答特性の高速化、装置の信頼性や保護
性の向上が重要な技術課題となっている。しかし従来技
術を使用した多レベル（３レベル）インバータを使用す
る電力変換装置では、次のような点で、これらの課題を
充分に解決することが出来なかった。 （１）コンデンサ１２や１３の充電電圧Ｅｄ１２ の脈
動を軽減するためには、コンデンサ１２や１３の静電容
量を増加させなければならず、この結果として（ａ）電
力変換装置が大形化、高価格化する。 （ｂ）コンデンサ１２や１３の静電容量が増加すると、
３レベルインバータ回路１４の直流短絡事故などが発生
したとき過大な事故電流が流れ、半導体スイッチ
Ｓ１ ，Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ４ などを充分に保護する
ことができなかった。 （２）コンデンサ１２や１３の充電電圧Ｅｄ１２ の脈
動のため、半導体スイッチＳ１ ，Ｓ２ ，Ｓ３ ，Ｓ
４ など主回路用品の電圧定格を高くする必要があり、
電圧利用率が低下して電力変換装置の高価格化を生じて
いた。 【０００６】（３）直流電源１１の直流電圧が高く、更
に前記するような充電電圧Ｅｄ１２ の脈動のため、電力
変換装置内部の絶縁も高い電圧レベルとする必要があ
り、絶縁距離などが増大して、電力変換装置が大形化す
る。本発明は、前述の従来技術の欠点を除去するために
なされたもので、充電電圧Ｅｄ１２ の脈動電圧の一部
を直流電源側に吸収することによって、コンデンサの静
電容量を低減しても脈動電圧を軽減でき、装置の小形軽
量化や低価格化、高速応答性の改善や信頼性、保護性の
向上を実現することができる電力変換装置を提供するこ
とを目的とする。 【０００７】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は次のように構成する。請求項１に対する発
明として、３レベルインバータ回路を有する電力変換装
置において、３レベルインバータ回路の直流入力端子側
の直流回路の構成のために接続される直流電源を、前記
直流回路の中点とその正負入力端子間にそれぞれに設け
られた２組のコンデンサと並列に、直流電流を交流入力
側から出力側または出力側から交流入力側の双方向に流
すことができる双方向性電源機能と中点電位に対する直
流電圧の脈動を抑制するように制御する電圧制御機能と
を有する直流電源をそれぞれ少なくとも１個づつ設け
て、３レベルインバータ回路の出力周波数の３倍の周波
数で変動する中点電位に対する正負直流電圧の脈動を軽
減させる。請求項１に対応する発明は、前記直流回路に
設けられたコンデンサの充電電圧の脈動を発生させる電
力の一部を前記双方向性電源機能を有する直流電源に吸
収させて脈動を軽減するように作用する。 【０００８】 【発明の実施の形態】本発明の請求項１に対応する実施
例を図１に示す。なお、図５と同一機能を有する回路要
素に同一符号を付して示す。この図１で、１５と１６は
分割された直流電源、１７はインピーダインス素子、１
８は接地極である。この図において、直流電源１５と１
６はコンデンサ１２と１３にそれぞれ接続され、直列接
続された直流電源１５と１６の３端子Ｐ，Ｏ，Ｎは３レ
ベルインバータ回路１４の直流入力端子に接続し、直流
電源１５と１６の直流電力を３レベルインバータ回路１
４によって交流電力に変換し出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗより負
荷に電力供給する。出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗにより負荷に供
給する出力電流ｉｍ が過渡的に変動したり、３レベル
インバータ回路１４のＰＷＭ制御方法が要因となってコ
ンデンサ１２や１３の充電電圧Ｅｄ１２ の脈動が発生
しようとしても、直流電源１５と１６を電力の供給と吸
収が可能な双方向性電源とすることによって、コンデン
サ１２又はコンデンサ１３の充電電圧Ｅｄ１２ を脈動
させる電流分の一部を直流電源１５又は直流電源１６で
補償することにより、前記充電電圧の脈動を軽減するこ
とができる。 【０００９】前記する双方向性電源機能を有する直流電
源１４又は１５の一例を図２に示す。図２において、１
９は入力交流電源、２０は双方向整流回路、ＴＨ１ と
ＴＨ ２ はサイリスタである。図２の双方向整流回路２
０はサイリスタＴＨ１ とＴＨ２ で構成される逆並列
接続の３相全波整流回路で構成されているため、可逆の
電力変換機能を有し、入力交流電源１９の交流電力を直
流電力に変換して出力することも出来、また直流電力を
入力交流電源１９に回生することも出来る。従って図２
に示すような双方向性電源機能を有する直流電源を図１
の直流電源１５及び１６にそれぞれ設けることによっ
て、コンデンサ１２又は１３の充電電圧Ｅｄ１２ の脈
動が発生する場合に直流電源１５及び１６の電圧制御機
能によって前記充電電圧Ｅｄ１２ の脈動が抑制され、
コンデンサ１２や１３の静電容量を比較的に小容量とす
ることができる。また、直流電源１５と１６、コンデン
サ１２と１３をそれぞれ直列接続した中点を、図１の如
く接続し、この中点の端子Ｏをインピーダンス素子１７
を介して接地極１８に接続する。図１の如く端子Ｏをイ
ンピーダンス接地することにより端子Ｐ又は端子Ｎの対
地電位が、インピーダンス接地しない場合に比較して半
分になる。このため電力変換装置全体の対地電位が低く
なり、絶縁距離も小さくなり電力変換装置も小形化でき
る。また電力変換装置の対地電位が低くなると運転操作
や定期点検などにおける人身安全面からも、保護性が大
幅に向上する。 【００１０】図３は本発明の他の実施例として適用可能
な双方向性電源の回路構成例を示す。図３において、２
１はＰＷＭ制御コンバータでＤ１ はダイオード、Ｔ
１ は自己消弧素子を示す。ＰＷＭ制御コンバータ２１
は公知の如く高速で電力制御方向の切換が容易に可能で
あるため、図１の直流電源１５及び１６を図３の構成と
すると、前記図２の構成を採用するよりより効果的であ
る。図４は前述と同様に双方向性電源の回路構成例を示
す。図４において、１９は入力交流電源、２２は入力変
圧器、２３は循環電流形コンバータ、ＴＨ１ とＴＨ
２ はサイリスタ、Ｘ１ とＸ２ は直流リアクトルで
ある。循環電流形コンバータ２３も変圧器２２の２次側
２巻線にそれぞれサイリスタＴＨ１ とＴＨ２ で構成さ
れる３相全波整流回路を設け、直流リアクトルＸ１ と
Ｘ２ を介して循環電流を流す方式であるために、図３
のＰＷＭ制御コンバータ２１と同様に高速で電流制御す
ることができ、図３の構成と同様の効果が得られる。 【００１１】多レベルインバータとして３レベルインバ
ータ回路１４を引用したが直流電圧がコンデンサによっ
て４分割されたような多レベルインバータでも、その直
流電源の中点をインピーダンス素子で接地しても良く、
または２個の直流電源あるいは個々のコンデンサごとの
直流電源の構成としても良く、本発明ではその構成を限
定するものではない。その他本発明の要旨を変更しない
範囲において、種々設計変更を行なって実施出来るもの
である。 【００１２】 【発明の効果】以上説明のように、本発明によれば、次
の効果が得られる電力変換装置を提供することができ
る。 （１）コンデンサの静電容量を増加させなくても、その
充電電圧の脈動を軽減することができる。この結果、次
の効果が得られる。 （ａ）電力変換装置の大形化、高価格化を防止すること
ができる。 （ｂ）３レベルインバータ回路の直流短絡事故などが発
生しても過大な事故電流が流れない。このため半導体ス
イッチの事故保護が容易になる。 （２）コンデンサの充電電圧の脈動が低減できるから、
半導体スイッチなど主回路用品の電圧定格を必要以上に
高くする必要がなくなるために、電圧利用率が向上し
て、電力変換装置の高価格化を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電力変換装置の請求項１に対応する実
施例の構成図。 【図２】上記実施例の直流電源１５，１６に用いられる
双方向性電源として、サイリスタによる可逆コンバータ
を適用する場合の一例を示す主回路構成図。 【図３】上記実施例の直流電源１５，１６に用いられる
双方向性電源として、ＰＷＭ制御コンバータを適用する
場合の一例を示す主回路構成図。 【図４】上記実施例の直流電源１５，１６に用いられる
双方向性電源として、サイリスタによる可逆コンバータ
を適用する場合の一例を示す主回路構成図。 【図５】従来の３レベルインバータを用いた電力変換装
置を示す主回路構成図。 【図６】従来の電力変換装置のコンデンサ充電電圧の脈
動例を示す波形図。 【符号の説明】 １１・・直流電源、 １２，１３・・コ
ンデンサ、１４・・３レベルインバータ回路、 １５，
１６・・双方向性電源で成る直流電源、１７・・インピ
ーダンス素子、 １８ ・・接地極、１９・・
入力交流電源、 ２０ ・・双方向整流
回路、２１・・ＰＷＭ制御コンバータ、 ２２
・・入力変圧器、２３・・循環電流形コンバータ、
２４ ・・差電圧検出保護回路、Ｓ１ ，Ｓ２ ，
Ｓ３ ，Ｓ４ ・・半導体スイッチ、Ｐ，Ｏ，Ｎ・・直
流入力端子、 Ｕ，Ｖ，Ｗ・・交流出力端子、ｉ
ｍ ・・出力電流、 Ｅｄ ・・直
流電圧、Ｅｄ１２ ・・充電電圧、 ＴＨ
１ ，ＴＨ２ ・・サイリスタ、Ｄ１ ・・ダイオー
ド、 Ｔ１ ・・自己消弧素子、Ｘ
１ ，Ｘ２ ・・直流リアクトル。
施例の構成図。 【図２】上記実施例の直流電源１５，１６に用いられる
双方向性電源として、サイリスタによる可逆コンバータ
を適用する場合の一例を示す主回路構成図。 【図３】上記実施例の直流電源１５，１６に用いられる
双方向性電源として、ＰＷＭ制御コンバータを適用する
場合の一例を示す主回路構成図。 【図４】上記実施例の直流電源１５，１６に用いられる
双方向性電源として、サイリスタによる可逆コンバータ
を適用する場合の一例を示す主回路構成図。 【図５】従来の３レベルインバータを用いた電力変換装
置を示す主回路構成図。 【図６】従来の電力変換装置のコンデンサ充電電圧の脈
動例を示す波形図。 【符号の説明】 １１・・直流電源、 １２，１３・・コ
ンデンサ、１４・・３レベルインバータ回路、 １５，
１６・・双方向性電源で成る直流電源、１７・・インピ
ーダンス素子、 １８ ・・接地極、１９・・
入力交流電源、 ２０ ・・双方向整流
回路、２１・・ＰＷＭ制御コンバータ、 ２２
・・入力変圧器、２３・・循環電流形コンバータ、
２４ ・・差電圧検出保護回路、Ｓ１ ，Ｓ２ ，
Ｓ３ ，Ｓ４ ・・半導体スイッチ、Ｐ，Ｏ，Ｎ・・直
流入力端子、 Ｕ，Ｖ，Ｗ・・交流出力端子、ｉ
ｍ ・・出力電流、 Ｅｄ ・・直
流電圧、Ｅｄ１２ ・・充電電圧、 ＴＨ
１ ，ＴＨ２ ・・サイリスタ、Ｄ１ ・・ダイオー
ド、 Ｔ１ ・・自己消弧素子、Ｘ
１ ，Ｘ２ ・・直流リアクトル。
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】３レベルインバータ回路を有する電力変換
装置において、３レベルインバータ回路の直流入力端子
側の直流回路の構成のために接続される直流電源を、前
記直流回路の中点とその正負入力端子間にそれぞれに設
けられた２組のコンデンサと並列に、直流電流を交流入
力側から出力側または出力側から交流入力側の双方向に
流すことができる双方向性電源機能と中点電位に対する
直流電圧の脈動を抑制するように制御する電圧制御機能
とを有する直流電源をそれぞれ少なくとも１個づつ設け
て、３レベルインバータ回路の出力周波数の３倍の周波
数で変動する中点電位に対する正負直流電圧の脈動を軽
減したことを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002104688A JP3396681B2 (ja) | 2002-04-08 | 2002-04-08 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002104688A JP3396681B2 (ja) | 2002-04-08 | 2002-04-08 | 電力変換装置 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34182692A Division JP3529399B2 (ja) | 1992-12-22 | 1992-12-22 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002345260A JP2002345260A (ja) | 2002-11-29 |
| JP3396681B2 true JP3396681B2 (ja) | 2003-04-14 |
Family
ID=19193765
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002104688A Expired - Lifetime JP3396681B2 (ja) | 2002-04-08 | 2002-04-08 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3396681B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5319233B2 (ja) * | 2008-10-17 | 2013-10-16 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
| JP6433392B2 (ja) * | 2015-08-27 | 2018-12-05 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JP2017158349A (ja) * | 2016-03-03 | 2017-09-07 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
-
2002
- 2002-04-08 JP JP2002104688A patent/JP3396681B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002345260A (ja) | 2002-11-29 |
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