CN103329413B - 功率转换装置 - Google Patents

Abstract

在包括开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)，并经功率转换将已由交流电源(6)供给的输入交流电转换成具有规定电压和规定频率的输出交流电后供给所连接的马达(7)的功率转换装置中，设置控制部(5)、电容器(3a)、电流控制部(53)及电压失真补正部(54)。该控制部(5)对开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)的开关进行控制。该电容器(3a)对由于开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)的开关而产生的波动进行平滑。该电流控制部(53)对流向马达(7)的电流进行控制。该电压失真补正部(54)对起因于马达功率失真的谐波分量进行检测，并根据谐波分量的值将补偿值(vd_h、vq_h)叠加在电流控制部(53)的输出上。

Description

功率转换装置

技术领域

本发明涉及一种利用开关将所输入的电转换成规定电的功率转换装置。

背景技术

在用于空调机的电动压缩机等的马达中，有时在该马达的感应电压中包含为基频的5倍的分量或7倍的分量等谐波分量(harmoniccomponent)。在现有技术的控制下，对向马达供电的直交流转换电路进行控制，使得流经马达的相电流成为正弦波。然而，在该控制下，有可能出现在马达电压失真的影响下使马达电流失真而产生转矩波动等问题。

因此，提出了下述技术，即：预先在表格中准备抵消马达的转矩波动的补偿电压分量，将该补偿电压加在电压指令上，由此来减小转矩波动(参照例如专利文献2)。

另一方面，在像所谓的无电容器型直交流转换器(参照例如专利文献1)那样在内部不具有储能元件的直交流转换器中，若产生转矩波动，则在输入直交流转换器的能量中也会包含该谐波分量，因而会产生无法满足所制定的电源谐波限制(power-supplyharmonicregulation)(在此，电源谐波指的是输入电流中所包含的谐波)的问题。因此，提出了一种通过对马达电流的谐波分量另加控制来减小电流失真或转矩波动的技术(参照例如专利文献3)。

专利文献1：日本公开特许公报特开2002-51589号公报

专利文献2：日本公开特许公报特开2008-219966号公报

专利文献3：日本公开特许公报特开2006-262700号公报

发明内容

－发明所要解决的技术问题－

然而，在像专利文献2的示例那样使用预先在表格中准备的补偿电压进行补偿时，存在所应补偿的电压由于马达的运转状态(转速或负载转矩等)产生误差，而无法减小电流失真或转矩波动的情况。

本发明正是鉴于所述问题而完成的，其目的在于：在功率转换装置中，能够根据马达的运转状态(转速或负载转矩等)降低起因于马达电压失真的电源谐波。

－用以解决技术问题的技术方案－

为了解决上述问题，第一方面的发明涉及一种功率转换装置，其包括开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz，经功率转换将已由交流电源6供给的输入交流电转换成具有规定电压和规定频率的输出交流电后，供给所连接的马达7，其特征在于：该功率转换装置包括控制部5、电容器3a、电流控制部53及电压失真补正部54，控制部5对所述开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的开关进行控制，电容器3a对由于所述开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的开关而产生的波动进行平滑，电流控制部53对流向所述马达7的电流进行控制，电压失真补正部54对起因于马达输入功率失真的谐波分量进行检测，并根据所述谐波分量的值将补偿值vd_h、vq_h叠加在所述电流控制部53的输出上。

在该结构下，因为根据起因于马达输入功率失真的谐波分量将补偿值叠加在电流控制部53的输出上，所以能够使马达的输入功率、电源一侧的电流、功率及直流链电压不产生失真。

第二方面的发明是这样的，在第一方面的发明所涉及的功率转换装置中，其特征在于：所述电压失真补正部54从输入所述马达7的输入功率中提取所述谐波分量。

在该结构下，控制部5对输入功率的失真进行实际检测，并根据检测到的失真情况对所述补偿电压vd_h、vq_h进行补正。

第三方面的发明是这样的，在第一方面的发明所涉及的功率转换装置中，其特征在于：所述电压失真补正部54从所述电容器3a的电压中提取所述谐波分量。

在该结构下，从电容器3a的电压中提取谐波分量。为此，很容易就能够掌握谐波分量的大小。

第四方面的发明是这样的，在第一方面的发明所涉及的功率转换装置中，其特征在于：所述电压失真补正部54从输入功率转换装置的输入电流中提取所述谐波分量。

在该结构下，从输入电流中提取谐波分量。

第五方面的发明是这样的，在第二至第四方面中的任一方面的发明所涉及的功率转换装置中，其特征在于：所述电压失真补正部54在所述交流电源6的半周期的整数倍的期间进行傅里叶变换，提取所述谐波分量。

在该结构下，利用傅里叶变换提取谐波分量。为此，能够准确地掌握谐波分量的大小。在该结构下，通过使进行傅里叶变换的周期成为交流电源6的半周期的整数倍，从而能够适当地提取所希望的频率分量。

第六方面的发明是这样的，在第二至第五方面中的任一方面的发明所涉及的功率转换装置中，其特征在于：所述电压失真补正部54根据使所述补偿值vd_h、vq_h产生变化之前和之后的所述谐波分量的增减情况，对所述补偿值vd_h、vq_h进行调整。

在该结构下，利用所谓的爬山法来调整补偿电压vd_h、vq_h。

第七方面的发明是这样的，在第二至第六方面中的任一方面的发明所涉及的功率转换装置中，其特征在于：所述补偿值vd_h、vq_h具有所述马达7之电压的基频的6n倍的频率分量，n为整数。

在该结构下，能够对补偿电压vd_h、vq_h进行设定，以降低较大的谐波分量。在该结构下，很容易就能够调整补偿电压vd_h、vq_h。

第八方面的发明是这样的，在第二至第七方面中的任一方面的发明所涉及的功率转换装置中，其特征在于：所述电压失真补正部54根据所述马达7的转速、转矩及功率中的任一者对所述补偿值vd_h、vq_h的振幅进行调整。

在该结构下，经由调整补偿电压vd_h、vq_h的振幅，来调整功率转换装置的输出电压。

第九方面的发明是这样的，在第二至第七方面中的任一方面的发明所涉及的功率转换装置中，其特征在于：所述电压失真补正部54对所述补偿值vd_h、vq_h的相位和振幅中的至少一者进行调整。

在该结构下，经由调整补偿电压vd_h、vq_h的相位或者振幅，来调整功率转换装置的输出电压。

第十方面的发明是这样的，在第一至第九方面中的任一方面的发明所涉及的功率转换装置中，其特征在于：所述功率转换装置包括对所述输入交流电进行全波整流的交直流转换电路2，所述电容器3a与所述交直流转换电路2的输出侧并联，构成直流链部3，并输出脉动的直流电压v_dc，所述开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz构成直交流转换电路4，并利用开关将所述直流链部3的输出转换成交流电后供给所述马达7，所述控制部5对所述开关进行控制，使得所述马达7的电流i_u、i_v、i_w与所述电源电压v_in的脉动同步地脉动。

在该结构下，在所谓的无电容器型直交流转换电路中，对补偿电压vd_h、vq_h进行调整，使得电源一侧所包含的谐波分量降低。

－发明的效果－

根据第一方面的发明，在功率转换装置中，能够根据马达的运转状态降低起因于马达电压失真的电源谐波。

在第二方面或者第三方面的发明中，很容易就能够掌握谐波分量的大小。

在第四方面的发明中，因为能够直接地对电源谐波限制的对象即输入电流的谐波分量进行检测，所以能够更有效地降低电源谐波。

根据第五方面的发明，因为能够准确地掌握所希望的谐波分量的大小，所以能够更可靠地降低所述电源谐波。

根据第六方面的发明，因为能够设定适当的补偿电压vd_h、vq_h，所以能够更可靠地降低所述电源谐波。

根据第七方面的发明，因为能够对补偿电压vd_h、vq_h进行设定，以降低较大的谐波分量，所以能够更有效地降低所述电源谐波。

根据第八方面的发明，仍能防止马达的输入功率、电源一侧的电流、功率及直流链电压产生失真。

根据第九方面的发明，能够更准确地防止马达的输入功率、电源一侧的电流、功率及直流链电压产生失真。

根据第十方面的发明，在所谓的无电容器型直交流转换电路中，能够降低起因于马达电压失真的电源谐波。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式所涉及的功率转换装置的结构的方框图。

图2是表示控制部的结构示例的方框图。

图3是表示电流指令生成部的结构示例的方框图。

图4是表示谐波分量除去部的结构示例的方框图。

图5是表示电压失真补正部的结构示例的方框图。

图6是说明电压失真补正部所进行的补偿电压动作的流程图。

图7的(A)是表示在没有叠加补偿电压的情况下马达的输入功率、U相的相电压、马达电流的波形图。图7的(B)是表示在已叠加了补偿电压的情况下输入功率、相电压、马达电流的波形图。

图8是表示矩阵交－交转换器的结构示例的方框图。

图9是表示将三相交流电源用作交流电源时的功率转换装置的结构示例的方框图。

具体实施方式

下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。此外，以下实施方式是本质上优选的示例，并没有意图对本发明、其应用对象或其用途的范围加以限制。

(整体结构)

图1是表示本发明的实施方式所涉及的功率转换装置1的结构的方框图。如图1所示，功率转换装置1包括：交直流转换电路2、直流链部3、直交流转换电路4及控制部5，将由单相交流电源6供给的交流电转换成规定频率的电后供给马达7。

此外，本实施方式的马达7是三相交流马达，用以驱动设置在空调机的制冷剂回路中的压缩机。进一步具体而言，马达7是4极6槽集中绕组马达。在该马达7中，作为感应电压的谐波分量倾向于多包含基波的五次、七次分量。基于该马达电压失真的谐波分量也出现在电源电流及直流链电压(后述)中。

＜交直流转换电路2＞

交直流转换电路2经电抗器L与交流电源6相连，将交流电源6输出的交流电经全波整流成直流电。在该示例中，交直流转换电路2是由多个(在本实施方式中为四个)二极管D1～D4桥式连结而成的二极管电桥电路。这些二极管D1～D4将交流电源6的交流电压经全波整流而转换成直流电压。

＜直流链部3＞

直流链部3包括电容器3a。电容器3a与交直流转换电路2的输出一侧并联，在该电容器3a的两端产生的直流电压(直流链电压v_dc)与直交流转换电路4的输入节点连接。电容器3a由例如薄膜电容器构成。该电容器3a具有：在直交流转换电路4的开关元件(后述)进行开关动作时能够仅对与开关频率相对应着产生的波纹电压(电压波动)进行平滑的静电电容。也就是说，电容器3a是不具有能对已由交直流转换电路2整流过的电压(起因于电源电压的电压波动)进行平滑的静电电容的小电容电容器。为此，直流链部3输出的直流链电压v_dc具有其最大值在其最小值的2倍以上的较大的脉动。

＜直交流转换电路4＞

直交流转换电路4的输入节点与直流链部3的电容器3a并联，该直交流转换电路4利用开关将直流链部3的输出转换成三相交流电后，供给所连接的马达7。本实施方式的直交流转换电路4由多个开关元件桥式连结而成。由于该直交流转换电路4将三相交流电向马达7输出，因而具有六个开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz。具体而言，直交流转换电路4包括三个开关桥臂(switchingleg)，每个开关桥臂由两个开关元件彼此串联而成，在各个开关桥臂中上臂开关元件Su、Sv、Sw与下臂开关元件Sx、Sy、Sz之间的中点分别与马达7的各相中相对应的一相的线圈(省略图示)连接。续流二极管Du、Dv、Dw、Dx、Dy、Dz分别反并联在各个开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz中相对应的一个开关元件上。直交流转换电路4利用这些开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的开关动作，经开关切换将已由直流链部3输入的直流链电压v_dc转换成三相交流电压后，供向马达7。此外，对该开关动作的控制是由控制部5完成的。

＜控制部5＞

控制部5对直交流转换电路4中的开关(开关动作)进行控制，使得流向马达7的电流(马达电流i_u、i_v、i_w)与电源电压v_in的脉动同步地脉动。也就是说，功率转换装置1是所谓的无电容器型直交流转换器之一例。图2是表示控制部5的结构示例的方框图。在该示例中，控制部5包括：速度控制部50、电流指令生成部51、谐波分量除去部52、dq轴电流控制部53(在图中简单记作电流控制部)、电压失真补正部54及PWM运算部55。

－速度控制部50－

速度控制部50求出马达7的机械角的旋转角频率ωm与机械角的指令值ωm*之差，并对该差进行比例积分运算(PI运算)将转矩指令值T*向电流指令生成部51输出。

－电流指令生成部51－

图3是表示电流指令生成部51的结构示例的方框图。如图3所示，该电流指令生成部51包括：基波分量运算部51a、绝对值运算部51b(在图3中简单记作abs)、输入电流控制部51c、dq电流指令值生成部51d、乘法器51e、51f以及加法器51g，向该电流指令生成部51输入转矩指令值T*、电源电压v_in的相位角θ_in的正弦值sinθ_in及输入电流i_in的绝对值|i_in|。

在该电流指令生成部51中，基波分量运算部51a在交流电源6的半周期的整数倍的期间进行傅里叶变换，从输入电流i_in的绝对值中提取出电源电压的基波分量。这样一来，通过使进行傅里叶变换的周期成为交流电源6的半周期的整数倍，从而能够适当地提取所希望的频率分量。在该示例中，具体而言基波分量运算部51a求出sinθ_in与输入电流i_in之积的平均值的2倍以作为第一值i_{in_1st}。

绝对值运算部51b求出sinθ_in的绝对值。乘法器51e用sinθ_in的绝对值乘以第一值i_{in_1st}求出输入电流的绝对值的指令值|i_in*|。

输入电流控制部51c生成指令值，使得输入电流i_in的绝对值的指令值|i_in*|与输入电流i_in的绝对值|i_in|之间的偏差减小。

乘法器51f使sinθ_in的绝对值与转矩指令值T*相乘。该相乘的结果是以电源频率的两倍的频率脉动。该相乘所得的结果被输入加法器51g。加法器51g使乘法器51f的输出与输入电流控制部51c所输出的指令值相加。相加所得的结果作为电流指令值idq*被输入dq电流指令值生成部51d。

dq电流指令值生成部51d由电流指令值idq*与后述的电流相位指令值β*求出d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*后，向谐波分量除去部52输出。具体而言，dq电流指令值生成部51d对电流指令值idq*乘以规定值β*的负的正弦值－sinβ*以生成d轴电流指令值id*，并对电流指令值idq*乘以规定值β*的余弦值cosβ*以生成q轴电流指令值iq*。在此，β*是流经马达7的电流的相位β的指令值。

－谐波分量除去部52－

谐波分量除去部52从所输入的信号中使基于马达电流失真的谐波分量减少。如图2所示，谐波分量除去部52设置在两个地方。在图2等中为了将两者区分开，在符号上附加了细分编号－1、－2。图4是表示谐波分量除去部52的结构示例的方框图。在图4中，举例示出与电流指令生成部51相连的谐波分量除去部52－1。电流指令值id*、iq*被输入谐波分量除去部52－1。此外，谐波分量除去部52－2与谐波分量除去部52－1的不同之处在于：向谐波分量除去部52－2输入的信号为电流指令值id’*、iq’*与实际电流值id、iq的差。

在谐波分量除去部52－1中，在交流电源6的半周期的整数倍的期间进行傅里叶变换，从电流指令值id*、iq*中提取马达7的电压的六次分量。具体而言，谐波分量除去部52－1分别求出d轴电流指令值id*和sin6θ之积的平均值的2倍的值与d轴电流指令值id*和cos6θ之积的平均值的2倍的值，使前者所得到的值和sin6θ之积与后者所得到的值和cos6θ之积相加，将相加所得的结果作为d轴电流指令值id*的六次分量id__6th*。在此，θ是马达7的电压的基波分量的相位。谐波分量除去部52－1将从d轴电流指令值id*中减去六次分量id__6th*后所得到的值输出。也就是说，若设id*×sin6θ的平均值的2倍的值为id_sin6θ，设id*×cos6θ的平均值的2倍的值为id_cos6θ，则id__6th*能用下式表示。

id__6th*＝id_sin6θ×sin6θ＋id_cos6θ×cos6θ

谐波分量除去部52－1使q轴电流指令值iq*和sin6θ之积与q轴电流指令值iq*和cos6θ之积相加，求出相加所得到的结果的平均值的2倍的值后，再求出该值和sin6θ的积与该值和cos6θ的积之和以作为q轴电流指令值iq*的六次分量iq__6th*。谐波分量除去部52－1将从q轴电流指令值iq*中减去六次分量iq__6th*后所得到的值输出。

此外，基于马达电流失真的谐波分量具有马达7之电压的基波频率(基频θ)的6n倍(n为整数)的频率分量。

－dq轴电流控制部53－

dq轴电流控制部53是本发明的电流控制部之一例。dq轴电流控制部53生成电压指令值vd*、vq*，使得马达电流i_u、i_v、i_w的指令值id’*、iq’*与实际电流值id、iq之间的偏差减小。dq轴电流控制部53具有比后述的补偿电压vd_h、vq_h的频率分量小的带宽。这是为了相对于基于马达电压失真的马达电流的谐波分量，使电流控制的响应变迟缓之故。

－电压失真补正部54－

在控制部5中，用补偿值(后述的补偿电压vd_h、vq_h)对输入直交流转换电路4的电压指令值vd*、vq*进行调整，使得包含在电源一侧的、基于马达电压失真的谐波分量(后述)降低。电压失真补正部54生成该补偿电压vd_h、vq_h。

图5是表示电压失真补正部54的结构示例的方框图。如图5所示，电压失真补正部54包括相位调整部54a、增益调整部54b及乘法器54c。电压失真补正部54提取出包含在直流链电压v_dc中的感应电压之基波分量的6倍的频率(即，所述基频的6倍的频率)的信号(基于马达电压失真的谐波分量)。具体而言，电压失真补正部54对直流链电压v_dc进行傅里叶变换而得到所述基频的6倍的频率分量。向电压失真补正部54输入该是空载感应电压。

在由增益调整部54b调整了的增益后，使该信号与cos6θ相乘(下面，将相乘所得到的结果称作电压振幅Vh)。

相位调整部54a检测出包含在直流链电压v_dc中的马达电压的基波分量的6倍频率分量的相位δ，对该相位进行调整(后述)后输出。相位调整部54a的输出与6θ相加。由此，便得到6θ＋δ。

在电压失真补正部54中，求出－sin(6θ＋δ)与电压振幅Vh的积以生成对d轴电压指令值vd*进行补正的d轴补偿电压vd_h。电压失真补正部54求出－cos(6θ＋δ)与电压振幅Vh的积以生成对q轴电压指令值vq*进行补正的q轴补偿电压vq_h。在该示例中，各自的补偿电压vd_h、vq_h具有马达7之电压的基波频率(基频相位θ)的6n倍(n为整数)的频率分量。d轴补偿电压vd_h、q轴补偿电压vq_h分别与dq轴电流控制部53输出的d轴电压指令值vd*、q轴电压指令值vq*相加后，作为新的d轴电压指令值vd’*、q轴电压指令值vq’*向PWM运算部55输出。也就是说，向PWM运算部55输出的电压指令值vd’*、vq’*根据所述谐波分量得到补偿。在本实施方式中，改变补偿电压vd_h、vq_h，使得包含在电源一侧中的、基于马达电压失真的谐波分量降低。进一步具体而言，如下文所述，所述相位δ的值得到调整。

－PWM运算部55－

向PWM运算部55输入d轴电压指令值vd’*、q轴电压指令值vq’*、直流链电压v_dc以及马达7的转子(省略图示)的旋转角(电角θe)。PWM运算部55根据这些值生成对各个开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的开关动作进行控制的门信号G。

＜功率转换装置1的工作情况＞

＜概要＞

在本实施方式中，由于在直流链部3设置了小电容的电容器3a，因而直流链电压v_dc产生更大的脉动。利用直流链电压v_dc的脉动，使得交直流转换电路2的二极管D1～D4的电流导电宽度(conductionwidth)增大，其结果是功率因数得到改善。控制部5对直交流转换电路4中的开关进行控制，使得马达电流i_u、i_v、i_w与电源电压v_in的脉动同步地脉动。

＜控制部5的工作情况＞

在本实施方式中，控制部5的谐波分量除去部52使向dq轴电流控制部53输入的基于马达电流失真的谐波分量减少。具体而言，谐波分量除去部52－1在交流电源6的半周期的整数倍的期间进行傅里叶变换，从电流指令值id*、iq*中提取出马达7的电压的六次分量。并且，谐波分量除去部52－1从电流指令值id*、iq*中减去所提取出的六次分量id__6th*、iq__6th*以生成新的电流指令值id’*、iq’*。由此，减去基于马达电流失真的谐波分量后所得到的信号就被输入dq轴电流控制部53。

在本实施方式中，电压失真补正部54求出补偿电压vd_h、vq_h后，用该补偿电压vd_h、vq_h对电压指令值vd*、vq*进行补偿。为此，直交流转换电路4的输出电压就根据基于马达电压失真的谐波分量得到补偿。在本实施方式中，边检测基于马达电压失真的谐波分量，边对所述补偿的量进行调整。图6是说明控制部5所进行的补偿电压动作的流程图。控制部5根据使补偿电压vd_h、vq_h产生变化之前和之后的、基于马达电压失真的谐波分量的增减情况，对补偿电压vd_h、vq_h进行调整。具体而言，在控制部5中，利用所谓的爬山法对上述相位δ进行调整。

首先，在步骤S01中，电压失真补正部54提取基于马达电压失真的谐波分量。在步骤S02中，控制部5将在步骤S01中提取出的基于马达电压失真的谐波分量、与之前提取出的基于马达电压失真的谐波分量进行比较，来判断基于马达电压失真的谐波分量的增减情况。在基于马达电压失真的谐波分量增加的情况下进入步骤S03，在没有增加的情况下进入步骤S04。控制部5在步骤S03中对相位调整部54a进行控制使相位δ延迟，而在步骤S04中使相位δ提前。然后，控制部5进入步骤S05，使相位δ延迟。在步骤S05中相位的变化量大于步骤S03及步骤S04中的变化量。

在步骤S06中，电压失真补正部54再次提取出基于马达电压失真的谐波分量。在步骤S07中，控制部5将在步骤S06中提取出的谐波分量、与相位δ调整前提取出的基于马达电压失真的谐波分量进行比较，来判断基于马达电压失真的谐波分量的增减情况。在基于马达电压失真的谐波分量增加的情况下进入步骤S08，在没有增加的情况下进入步骤S09。控制部5在步骤S08中对相位调整部54a进行控制使相位δ提前，而在步骤S09中使相位δ延迟。然后，控制部5进入步骤S10，使相位δ提前。通过如上所述的那样使相位δ产生变动，从而能够寻求使基于马达电压失真的谐波分量减少的相位δ。

＜本实施方式的效果＞

图7的(A)和图7的(B)是说明由电压失真补正部54进行补正的效果的波形图。图7的(A)是表示在没有叠加补偿电压vd_h、vq_h的情况下马达的输入功率p、U相的马达感应电压vu、U相的相电流iu(马达电流)的波形图。图7的(B)是表示在已叠加了补偿电压vd_h、vq_h的情况下输入功率p、马达感应电压vu、马达电流iu的波形图。在图7的(A)中，因为相对于包含失真的电压而言使失真较少的电流流过，所以马达输入功率产生失真，包含在该马达功率中的谐波分量就向直流链电压、电源一侧的电流及功率流出。另一方面，在图7的(B)中，因为相对于电压的失真而言，使具有反相失真的电流流过，所以马达输入功率中不含有谐波分量。如上所述，通过适当叠加补偿电压vd_h、vq_h，使得在马达电流iu中包含相对于马达电压失真反相的谐波分量，因而能够减少马达输入功率、乃至电源一侧的电流、功率及直流链电压的失真。

而且，在本实施方式中，因为是根据马达7的运转状态(转速或负载转矩等)寻求相位δ的，所以能够有效地降低向电源流出的、基于马达电压失真的谐波分量。也就是说，根据本实施方式，在所谓的无电容器型直交流转换器中，能够根据马达的运转状态降低起因于马达电压失真的电源谐波。

在本实施方式中，使基于马达电流失真的谐波分量减少后所得到的信号被输入dq轴电流控制部53。因此，能够避免因谐波干扰导致控制不稳定的情况出现。

在直交流转换电路4中，当切换开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的开关状态时，一般来说要设置在同一开关桥臂中上臂和下臂的开关元件都成为截止状态的期间(所谓的死区时间)以谋求防止上下臂短路。然而，由于设置该死区时间，直交流转换器的输出电压即马达的输入电压中就会包含马达7的基频的6n倍(n为整数)的电压失真。若马达的输入电压中包含失真分量，则马达输入功率中有时也会产生失真，其结果是包含在该马达功率中的谐波分量就会向直流链电压、电源一侧的电流及功率流出。为此，设置死区时间有可能成为增加电源谐波的原因之一。然而，如本实施方式所述的那样，通过控制补偿电压vd_h、vq_h使得包含在直流链电压中的马达基波频率的6n倍的分量减少，从而能够降低起因于死区时间的电源谐波。

(其它实施方式)

此外，也可以通过对向直交流转换电路4输入的输入电流、向直交流转换电路4输入的输入功率、向马达输入的输入功率进行傅里叶变换来提取基于马达电压失真的谐波分量。

可以通过使振幅(电压振幅Vh)产生变化来调整补偿电压vd_h、vq_h，也可以使相位δ和电压振幅Vh都产生变化来调整补偿电压vd_h、vq_h，以取代对相位δ的调整。

还能去掉两个谐波分量除去部52－1、52－2中的任一个。

也可以在谐波分量除去部52－1、52－2中，根据马达7的转速、转矩及功率中的任一者来改变基于马达电流失真的谐波分量的除去量。

本发明还能应用于所谓的矩阵交－交转换器(matrixconverter)。图8是表示矩阵交－交转换器的结构示例的方框图。在该示例中，利用与三相交流电源6相连的九个开关元件S1、S2、……、S9对三相交流电进行转换后将三相交流电供向马达7。

还能用三相交流电源作为交流电源6。图9是表示在用三相交流电源6作为交流电源时功率转换装置1的结构示例的方框图。如图9所示，交直流转换电路2是由六个二极管D1～D6桥式连结而成的二极管电桥电路。这些二极管D1～D6对三相交流电源6的交流电压进行全波整流而转换成直流电压。在该交直流转换电路2的结构下，直流链部3的电压脉动的频率为电源频率的6倍。

电压失真补正部54可以构成为从向马达7输入的输入功率中提取谐波分量，也可以构成为从电容器3a的电压中提取谐波分量。

－产业实用性－

本发明对于利用开关将所输入的电转换成规定电的功率转换装置很有用。

－符号说明－

1功率转换装置

2交直流转换电路

3直流链部

3a电容器

4直交流转换电路

5控制部

6交流电源

7马达

54电压失真补正部

Claims (10)

1.一种功率转换装置，其包括开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)，经功率转换将已由交流电源(6)供给的输入交流电转换成具有规定电压和规定频率的输出交流电后，供给所连接的马达(7)，其特征在于：

该功率转换装置包括：

控制部(5)，其对所述开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)的开关进行控制，

电容器(3a)，其对由于所述开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)的开关而产生的波动进行平滑，

电流控制部(53)，其输出对流向所述马达(7)的电流进行控制的指令值(vd*、vq*)，以及

电压失真补正部(54)，其对起因于马达输入功率失真的谐波分量进行检测，并根据所述谐波分量的值将补偿值(vd_h、vq_h)叠加在所述电流控制部(53)的输出上，该补偿值(vd_h、vq_h)使马达电流失真，以使得所述谐波分量减少。

2.根据权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于：

所述电压失真补正部(54)从输入所述马达(7)的输入功率中提取所述谐波分量。

3.根据权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于：

所述电压失真补正部(54)从所述电容器(3a)的电压中提取所述谐波分量。

4.根据权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于：

所述电压失真补正部(54)从输入功率转换装置的输入电流中提取所述谐波分量。

5.根据权利要求2至4中任一项所述的功率转换装置，其特征在于：

所述电压失真补正部(54)在所述交流电源(6)的半周期的整数倍的期间进行傅里叶变换，提取所述谐波分量。

6.根据权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于：

所述电压失真补正部(54)根据使所述补偿值(vd_h、vq_h)产生变化之前和之后的所述谐波分量的增减情况，对所述补偿值(vd_h、vq_h)进行调整。

7.根据权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于：

所述补偿值(vd_h、vq_h)具有所述马达(7)之电压的基频的6n倍的频率分量，n为整数。

8.根据权利要求2至4中任一项所述的功率转换装置，其特征在于：

所述电压失真补正部(54)根据所述马达(7)的转速、转矩及功率中的任一者对所述补偿值(vd_h、vq_h)的振幅进行调整。

9.根据权利要求2至4中任一项所述的功率转换装置，其特征在于：

所述电压失真补正部(54)对所述补偿值(vd_h、vq_h)的相位和振幅中的至少一者进行调整。

10.根据权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于：

所述功率转换装置包括对所述输入交流电进行全波整流的交直流转换电路(2)，

所述电容器(3a)与所述交直流转换电路(2)的输出侧并联，构成直流链部(3)，并输出脉动的直流电压(v_dc)，

所述开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)构成直交流转换电路(4)，并利用开关将所述直流链部(3)的输出转换成交流电后供给所述马达(7)，

所述控制部(5)对所述开关进行控制，使得所述马达(7)的电流(i_u、i_v、i_w)与所述电源电压(v_in)的脉动同步地脉动。