CN107408901B - 用于电力转换器的同步控制设备 - Google Patents

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Abstract

同步控制部分3通过将第一开/闭开关S1设置为处于打开状态并将第二开/闭开关S2设置为处于关闭状态来在V/f控制模式下操作电力转换器INV。商用同步电流控制部分4通过将第一开/闭开关S1设置为处于打开状态并将第二开/闭开关S2设置为处于关闭状态一直到马达M的旋转速度达到预定值来在V/f控制模式下操作电力转换器INV，并且在马达M的旋转速度达到所述预定值之后基于由电流传感器2感测到的感测电流将电力转换器的控制改变为电流控制。然后，通过将第一开/闭开关S1设置为处于关闭状态，电力从电力转换器INV和商用电源1两者向马达供给，然后通过将第二开/闭开关S2设置为处于打开状态从商用电源1向马达M供应电力。因此，用于电力转换器的控制装置准确地执行电流控制，并且稳定地将驱动模式从由电力转换器驱动改变为由商用电源驱动。

Description

用于电力转换器的同步控制设备
技术领域
本发明涉及用于以控制方法利用商用电源驱动电动马达(以下称为马达)的控制技术，该控制方法通过使用电力转换器来启动马达、同步电力转换器与商用电源以及将驱动马达的模式从电力转换器驱动切换到商用电源驱动。
背景技术
在用于利用商用电源或主电力电源驱动马达的系统中，启动操作在直接启动(全电压启动)模式下更容易。但是，在这种情况下，启动转矩高达马达额定值或额定转矩的
Figure GDA0001401952490000011
并且启动电流高达马达额定电流的
Figure GDA0001401952490000012
因此，这种模式下的启动操作需要适于所需启动电流的大容量的商用电源。
为了降低商用电源的容量，存在利用包括用于从ac转换成dc的正向转换部分和用于从dc转换成ac的反向转换部分的电力转换器(以下称为逆变器(inverter)INV)来启动马达以及使逆变器INV的输出与商用电源同步的模式。
逆变器INV具有控制输出电压或输出电流的功能。因而，使用逆变器INV的方法可以将启动电流减小到低于直接启动方法中的电流水平的更低的值，从而降低商用电源的所需容量。
在利用逆变器INV启动马达的操作中，系统将逆变器INV的输出频率和输出电压与商用电源的输出频率和输出电压同步，并且将驱动操作从逆变器驱动或由逆变器INV驱动改变为商用电源驱动或由商用电源驱动。该操作参考图1来解释，图1示意性地示出了用于电力转换器的同步控制装置。
在马达启动时，系统通过断开用于商用电源1的打开/关闭或开/闭开关S1并且接通用于逆变器INV的打开/关闭或开/闭开关S2来操作逆变器INV，并且从而从逆变器INV向马达M供给电力。利用从逆变器INV供给的电力，马达M增加其旋转速度。
然后，在马达M的旋转速度达到预定速度之后，系统通过接通用于商用电源1的开/闭开关S1并断开用于逆变器INV的开/闭开关S2来从商用电源1向马达M供应电力。
当商用电源1的输出与逆变器INV的输出在从由逆变器INV驱动转换成由商用电源1驱动的时候不同步时，存在过电流和过电压造成逆变器1的故障和停止并禁止切换的可能性。因此，需要准确地使商用电源1的输出电压与逆变器INV的输出同步。
专利文献1和2示出了如下简要解释的切换方法。切换方法包括在逆变器INV的输出电压中的频率与商用电源1的输出电压中的频率一旦同步之后就进行相位调整的操作，以及在相位调整之后判断逆变器INV的输出电压与商用电源1的输出电压同步时通过重叠逆变器INV的输出电压与商用电源1的输出电压将驱动模式切换到由商用电源1驱动的操作。
图16示出了其中，在频率协调或一致的阶段，逆变器INV的输出电压向量(相位)相对于商用电源1的输出电压向量前进的情况。频率可以针对相位调整通过各种方法改变。在任何情况下，本质上都需要进行相位调整的时段。
但是，在逆变器INV的输出电压和商用电源1的输出电压重叠期间相位同步状态下要执行的切换中，如果存在由于控制中的错误造成的与实际相位的偏差，那么逆变器INV的输出电压相位与商用电源1的输出电压相位之间的相位差趋于超过可允许范围并且造成后面提到的交叉电流(cross current)。因此，可能产生过电流和过电压，并且逆变器INV可能遭受故障和停止。
专利文献1提出了解决这个问题的技术。但是，专利文献1的技术抑制过电流的效果不充分，因为在切换操作时不直接执行逆变器INV的电流控制。
因此，电力转换器同步控制装置中的任务是更准确地执行电流控制，并且提供从由电力转换器驱动到由商用电源驱动的稳定切换性能。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：JP 2006-149136A
专利文献2：JP 2007-228738A
发明内容
根据考虑上面提到的早先技术的问题而设计的本发明的一方面，一种用于电力转换器的电力转换器同步控制装置，该电力转换器用于从商用电源向马达供应电力，该电力转换器同步控制装置包括：第一开/闭开关，连接在商用电源与马达之间；串联电路，与所述第一开/闭开关并联连接，并且包括电力转换器、ac电抗器和第二开/闭开关；同步控制部分，被配置为从马达启动开始控制电力转换器，直到商用电源的输出电压与电力转换器的输出电压彼此同步；以及商用同步电流控制部分，被配置为在商用电源的输出电压与电力转换器的输出电压之间同步之后控制电力转换器；电力转换器同步控制装置被布置为将控制从由同步控制部分对电力转换器的第一控制切换到由商用同步电流控制部分对电力转换器的第二控制；其中同步控制部分被配置为通过将第一开/闭开关设置在打开状态并将第二开/闭开关设置在关闭状态以V/f控制模式操作电力转换器；其中商用同步电流控制部分被配置为紧接在从由同步控制部分对电力转换器的第一控制切换之后通过将第一开/闭开关设置在打开状态并将第二开/闭开关设置在关闭状态以V/f控制模式操作电力转换器，然后将电力转换器的控制改变成基于感测到的电力转换器的输出的电流的电流控制，并且然后通过将第一开/闭开关设置在关闭状态从电力转换器和商用电源二者向马达供给电力，并且然后通过将第二开/闭开关设置在打开状态从商用电源向马达供给电力。
根据本发明的一方面，商用同步电流控制部分包括：三相到两相转换部分，被配置为根据商用电源的相位信息项将三相感测电流转换成d轴感测电流和q轴感测电流，其中三相感测电流是电力转换器的三相输出电流的感测值；切换开关，被配置为在V/f控制模式时输出d轴感测电流和q轴感测电流作为d轴电流命令和q轴电流命令，并且在电流控制时输出先前的d轴电流命令(这是一个采样之前的d轴电流命令的先前值)和先前的q轴电流命令(这是一个采样之前的q轴电流命令的先前值)作为d轴电流命令和q轴电流命令；电流控制部分，被配置为根据d轴感测电流与d轴电流命令之间的偏差以及q轴感测电流与q轴电流命令之间的偏差来输出d轴电压命令和q轴电压命令；以及两相到三相转换部分，被配置为根据商用电源的相位信息项将d轴电压命令和q轴电压命令转换成三相电压命令。
根据本发明的一方面，商用同步电流控制部分包括：三相到两相转换部分，被配置为根据商用电源的相位信息项将三相感测电流转换成d轴感测电流和q轴感测电流，其中三相感测电流是电力转换器的三相输出电流的感测值；切换开关，被配置为在V/f控制模式时输出d轴感测电流和q轴感测电流作为d轴电流命令和q轴电流命令，并且在电流控制时输出先前的d轴电流命令(这是一个采样之前的d轴电流命令的先前值)和先前的q轴电流命令(这是一个采样之前的q轴电流命令的先前值)作为d轴电流命令和q轴电流命令；两相到三相转换部分，被配置为根据商用电源的相位信息项将d轴电流命令和q轴电流命令转换成三相电流命令；以及电流控制部分，被配置为根据三相感测电流与三相电流命令之间的偏差输出三相电压命令。
根据本发明的一方面，商用同步电流控制部分包括：三相到两相转换部分，被配置为根据商用电源的相位信息项将三相感测电流转换成d轴感测电流和q轴感测电流，其中三相感测电流是电力转换器的三相输出电流的感测值；切换开关，被配置为在V/f控制模式时输出d轴感测电流和q轴感测电流作为d轴电流命令和q轴电流命令，并且在电流控制时输出先前的d轴电流命令(这是一个采样之前的d轴电流命令的先前值)和先前的q轴电流命令(这是一个采样之前的q轴电流命令的先前值)作为d轴电流命令和q轴电流命令；电流控制部分，被配置为根据d轴感测电流与d轴电流命令之间的偏差以及q轴感测电流与q轴电流命令之间的偏差输出d轴电压命令和q轴电压命令；输出电压误差补偿部分，被配置为输出作为最终的d轴电压命令的通过从d轴电压命令减去得自ac电抗器的电感、角频率分量和q轴感测电流相乘的乘积所获得的差，以及输出作为最终的q轴电压命令的通过将得自ac电抗器的电感、角频率分量和d轴感测电流相乘的乘积与q轴电压命令相加所获得的和；以及两相到三相转换部分，被配置为根据商用电源的相位信息项将最终的d轴电压命令和最终的q轴电压命令转换成三相电压命令。
根据本发明的一方面，商用同步电流控制部分包括：三相到两相转换部分，被配置为根据商用电源的相位信息项将三相感测电流转换成d轴感测电流和q轴感测电流，其中三相感测电流是电力转换器的三相输出电流的感测值；切换开关，被配置为在V/f控制模式时输出d轴感测电流和q轴感测电流作为d轴电流命令和q轴电流命令，并且在电流控制时输出先前的d轴电流命令(这是一个采样之前的d轴电流命令的先前值)和先前的q轴电流命令(这是一个采样之前的q轴电流命令的先前值)作为d轴电流命令和q轴电流命令；电流控制部分，被配置为根据d轴感测电流与d轴电流命令之间的偏差以及q轴感测电流与q轴电流命令之间的偏差输出d轴电压命令和q轴电压命令；输出电压误差补偿部分，被配置为输出作为最终的d轴电压命令的通过从d轴电压命令减去得自ac电抗器的电感、角频率分量和q轴电流命令相乘的乘积所获得的差，以及输出作为最终的q轴电压命令的通过将得自ac电抗器的电感、角频率分量和d轴电流命令相乘的乘积与q轴电压命令相加所获得的和；以及两相到三相转换部分，被配置为根据商用电源的相位信息项将最终的d轴电压命令和最终的q轴电压命令转换成三相电压命令。
根据本发明的一方面，商用同步电流控制部分包括：三相到两相转换部分，被配置为根据商用电源的相位信息项将三相感测电流转换成d轴感测电流和q轴感测电流，其中三相感测电流是电力转换器的三相输出电流的感测值；切换开关，被配置为在V/f控制模式时输出d轴感测电流和q轴感测电流作为d轴电流命令和q轴电流命令，并且在电流控制时输出先前的d轴电流命令(这是一个采样之前的d轴电流命令的先前值)和先前的q轴电流命令(这是一个采样之前的q轴电流命令的先前值)作为d轴电流命令和q轴电流命令；电流控制部分，被配置为根据d轴感测电流与d轴电流命令之间的偏差以及q轴感测电流与q轴电流命令之间的偏差输出d轴电压命令和q轴电压命令；输出电压误差补偿部分，被配置为通过ac电抗器的电感、角频率分量和在商用同步时负载驱动条件下的电流相乘来计算电压降补偿量，根据d轴电流命令和q轴电流命令计算θcomp＝tan-1(d轴电流命令/q轴电流命令)，通过电压降补偿量与sin(θcomp)相乘来计算d轴电压降补偿分量，通过电压降补偿量与cos(θcomp)相乘来计算q轴电压降补偿分量，输出通过从d轴电压命令减去d轴电压降补偿分量所获得的差作为最终的d轴电压命令，以及输出通过将q轴电压降补偿分量与q轴电压命令相加所获得的和作为最终的q轴电压命令；以及两相到三相转换部分，被配置为根据商用电源的相位信息项将最终的d轴电压命令和最终的q轴电压命令转换成三相电压命令，在商用同步时的负载驱动条件下的电流和角频率分量中的至少一个是固定值。
根据本发明的一方面，输出电压误差补偿部分被配置为，如果q轴感测电流和q轴感测电流命令的绝对值小于或等于预定值，那么将q轴感测电流或q轴电流命令设置为零。
根据本发明的一方面，电力转换器同步控制装置还包括切换开关，被配置为接收d轴电压命令、q轴电压命令、最终的d轴电压命令和最终的q轴电压命令，并在V/f控制模式时将最终的d轴电压命令和最终的q轴电压命令输出到两相到三相转换部分，并在电流控制时将d轴电压命令和q轴电压命令输出到两相到三相转换部分。
根据本发明的一方面，商用同步电流控制部分包括低通滤波器，被配置为移除d轴感测电流和q轴感测电流中的(一个或多个)高频分量并将d轴感测电流和q轴感测电流输送到切换开关。
根据本发明的一方面，商用同步电流控制部分被配置为在从切换到电流控制起的预定时间段之后衰减d轴电流命令和q轴电流命令。
根据本发明的一方面，商用同步电流控制部分被配置为将q轴电流命令衰减到零，然后将d轴电流命令衰减到零。
根据本发明的一方面，商用同步电流控制部分被配置为，当电力转换器的输出电压的相位与商用电源的输出电压的相位之间存在误差或差异时，将商用电源的相位信息项从电力转换器的输出电压的相位逐渐改变到商用电源的输出电压的相位。
根据本发明的一方面，两相到三相转换部分被配置为在V/f控制模式时根据电力转换器的输出电压相位将d轴电压命令和q轴电压命令转换成三相电压命令，并且在电流控制时根据商用电源的相位信息项将d轴电压命令和q轴电压命令转换成三相电压命令，并且三相到两相转换部分被配置为在V/f控制模式时根据电力转换器的输出电压相位将三相感测电流转换成d轴感测电流和q轴感测电流，并且在电流控制时根据商用电源的相位信息项将三相感测电流转换成d轴感测电流和q轴感测电流。
根据本发明，在用于逆变器的同步控制装置中，有可能更准确地执行电流控制，并且更稳定地将操作从由电力转换器的驱动改变成由商用电源的驱动。
附图说明
图1是根据第一实施例的电力转换器同步控制装置的示意图。
图2是示出根据第一实施例的同步控制操作的时间图。
图3是根据第一实施例的商用同步电流控制部分的框图。
图4是根据第二实施例的商用同步电流控制部分的框图。
图5是根据第三实施例的商用同步电流控制部分的框图。
图6是根据第三实施例的衰减处理部分的框图。
图7是示出根据第三实施例的同步控制操作的时间图。
图8是根据第四实施例的衰减处理部分的框图。
图9是根据第五实施例的商用同步电流控制部分的框图。
图10是示出根据第五实施例的变化率限制部分的框图。
图11是表示α-β坐标和d-q坐标的图。
图12是示出与马达的一次侧频率和商用电源相位同步旋转的坐标的图。
图13是根据第六实施例的商用同步电流控制部分的示意图。
图14是示出根据第六实施例的坐标轴选择部分的框图。
图15是示出根据第七实施例的商用同步电流控制部分的示意图。
图16是示出具有沿α轴的商用电源电压向量的逆变器输出电压向量的图。
图17是逆变器输出电压的向量图。
图18是示出根据第八实施例的商用同步电流控制部分的框图。
图19是示出第八实施例中的d轴输出电压误差补偿部分的框图。
图20是示出第八实施例中的q轴输出电压误差补偿部分的框图。
图21是示出第九实施例中的q轴输出电压误差补偿部分的框图。
图22是示出根据第十实施例的商用同步电流控制部分的框图。
图23是示出根据第十一实施例的输出电压误差补偿部分的框图。
图24是示出ac电抗器的d轴和q轴电流和电压降的向量图。
图25是示出根据第十二实施例的商用同步电流控制部分的一部分的框图。
具体实施例
下面参考图
Figure GDA0001401952490000081
中所示的实施例
Figure GDA0001401952490000082
详细解释根据本发明的电力转换器的同步控制装置。
[实施例1]
图1示意性地示出了根据第一实施例的电力转换器的同步控制装置。商用电源或主电力电源1是三相ac电源。由商用电源1驱动用的开/闭开关或打开/关闭开关S1连接在商用电源1和马达M之间。串联电路与用于商用电源的开/闭开关S1并联连接。这个串联电路是输入变压器T2、逆变器INV、ac电抗器L以及用于逆变器INV的开/闭开关或打开/关闭开关S2的串联组合。电流传感器2在逆变器INV的输出侧提供，用于感测逆变器INV的三相感测电流Iu、Iv和Iw。开/闭开关S1和S2被接通或断开，以便在商用电源驱动或由商用电源1驱动与逆变器驱动或由逆变器INV驱动之间切换马达的驱动。
交流电抗器L被布置成在由逆变器INV驱动与由商用电源1驱动之间切换时抑制由商用电源1的输出电压与逆变器INV的输出电压之间的电压差和相位差造成的电流。
连接商用同步变压器T1，以感测商用电源1的输出电压。通过使用由商用同步变压器T1感测的商用电源1的信息(商用电源1的输出电压的振幅、相位、频率等)，同步控制部分3和商用同步电流控制部分4对逆变器INV执行同步控制。开关S3用来根据从同步控制部分3输出的同步完成标志执行切换。直到设置了同步完成标志(在从马达启动到商用电源1的输出电压与电力转换器的输出电压之间同步的时段期间)，开关S3处于断开状态，因此同步控制部分3控制逆变器INV。在设置了同步完成标志之后(从商用电源1的输出电压与电力转换器的输出电压同步起)，开关S3处于接通状态，商用同步电流控制部分4控制逆变器INV。
在下文中，在本描述中，由商用电源1的输出电压与逆变器INV的输出电压之间的电压差和相位差生成的电流被定义为交叉电流。图2示出了商用同步电流控制的流程。同步或同步完成标志在图2中所示的“同步完成”的定时被设置。
图3以框图示出商用同步电流控制部分4。如图3中所示，商用同步电流控制部分4包括第一缓冲器Z-1、商用电源相位计算部分5、三相到两相转换部分7、第二缓冲器Z-1、切换开关S4、电流控制部分6以及两相到三相转换部分8。第一缓冲器Z-1输出三相感测电流Iu、Iv、Iw的在一个采样之前的先前值。即，三相感测电流Iu、Iv、Iw的先前值是在一个采样之前获得的值。商用电源相位计算部分5计算商用电源1的输出电压的相位θs或相位信息项θs。根据商用电源1的相位信息项θs，三相到两相转换部分7将一个采样之前获得的先前的三相感测电流Iu、Iv、Iw转换成d轴感测电流Id和q轴感测电流Iq。第二缓冲器Z-1输出一个采样之前获得的d轴电流命令Id*和q轴电流命令Iq*的先前值。根据电流控制切换标志，在V/f控制时切换开关S4输出d轴感测电流Id和q轴感测电流Iq，作为d轴电流命令Id*和q轴电流命令Iq*，并且在电流控制时输出d轴和q轴电流命令Id*和Iq*的先前值(第二缓冲器Z-1的输出)，作为d轴电流命令Id*和q轴电流命令Iq*。电流控制部分6根据d轴感测电流Id与d轴电流命令Id*之间的偏差以及q轴感测电流Iq与q轴电流命令Id*之间的偏差输出d轴电压命令Vd*和q轴电压命令Vq*。根据商用电源1的相位信息项目θs，两相到三相变换部分8将d轴电压命令Vd*和q轴电压命令Vq*转换成三相电压命令Vu*、Vv*和Vw*。逆变器INV由两相到三相转换部分8输出的三相电压命令Vu*、Vv*和Vw*控制。在图2的示例中，在“同步完成”的定时(同步的完成)之后逆变器输出电压的一个周期的定时处，电流切换标志被接通或设置为接通。接通电流控制切换标志的定时不限于图2的示例中所示的定时。
作为命令值，电流控制部分6使用刚好在从V/f控制(使逆变器INV的输出电压/输出频率之比恒定的控制)切换到电流控制(图2中所示的ACR控制)之前d轴感测电流Id和q轴感测电流Iq的值。因此，直到电流控制切换标志接通时，通过继续通过d轴感测电流Id和q轴感测电流Iq的更新来确定电流控制的命令。在电流控制切换标志接通之后，d轴电流命令Id*和q轴电流命令Iq*的先前值(即，刚好在电流切换标志接通之前d轴感测电流Id和q轴感测电流Iq的值)持续地保持不变。
在同步完成时逆变器INV的三相电压命令Vu*、Vv*和Vw*等于通过调整商用电源1的电压振幅和相位所获得的值，因此由以下表达式(1)给出。
[数学表达式1]
Figure GDA0001401952490000111
在这个数学表达式中，V是有效电压值，θ是逆变器INV的输出电压的相位，并且V被设置为等于商用电源1的输出电压的有效值。在这种情况下，流过马达M的三相感测电流Iu、Iv和Iw被定义为以下数学表达式(2)。
[数学表达式2]
Figure GDA0001401952490000112
在这个表达式中，I是感测电流的有效值。
在这种情况下，通过使用由数学表达式(3)给出的坐标变换公式，三相到两相转换部分7执行从三相感测电流Iu、Iv和Iw到d轴感测电流Id和q轴感测电流Iq的坐标变换。使用商用电源1的相位θs作为坐标变换所需的相位信息。
[数学表达式3]
Figure GDA0001401952490000113
在这个表达式中，θs是商用电源1的相位信息项。
d轴感测电流Id和q轴感测电流Iq由以下表达式(4)给出。
[数学表达式4]
Figure GDA0001401952490000114
Figure GDA0001401952490000121
在从由逆变器INV驱动切换到由商用电源1驱动时，逆变器INV的输出电压与商用电源1的输出电压之间的同步完成。因此，商用电源1的输出电压的相位与逆变器INV的输出电压的相位之间的差异是微不足道的，因此两者彼此相等的假设对控制几乎没有影响。
因而，假定θ＝θs。在这种情况下，d轴感测电流Id和q轴感测电流Iq由以下表达式(5)给出。
[数学表达式5]
Figure GDA0001401952490000122
Iq＝0 (5)
电流控制部分6通过对d轴电流命令Id*与d轴感测电流Id之间的差以及q轴电流命令Iq*与q轴感测电流Iq之间的差执行比例加积分控制(PI控制)来产生d轴电压命令Vd*和q轴电压命令Vq*。当对于电流控制部分6的输入为如表达式(5)中所表达的Id＝√3I和Iq＝0时，由电流控制部分6输出的d轴电压命令Vd*和q轴电压命令Vq*由以下表达式(6)给出。
[数学表达式6]
Figure GDA0001401952490000123
Figure GDA0001401952490000124
然后，两相到三相转换部分8基于商用电源1的相位θs通过使用由以下表达式(7)给出的坐标变换公式将d轴电压命令Vd*和q轴电压命令Vq*转换成三相电压命令Vu*，Vv*和Vw*。
[数学表达式7]
Figure GDA0001401952490000125
在这种情况下，三相电压命令Vu*、Vv*和Vw*由以下表达式(8)给出。
[数学表达式8]
Figure GDA0001401952490000126
Figure GDA0001401952490000131
Figure GDA0001401952490000132
控制逆变器INV，使得逆变器INV的输出电压分别等于三相电压命令Vu*、Vv*和Vw*。在这个示例中，逆变器INV通过使用三相电压命令Vu*、Vv*和Vw*与(一个或多个)三角波信号之间的(一个或多个)比较信号对逆变器中的(一个或多个)开关设备进行开/闭控制来产生输出电压。
在这种情况下，逆变器INV的输出电压与商用电源1的输出电压在电压振幅和相位上几乎彼此同步，使得几乎不产生交叉电流。
如上面所解释的，根据第一实施例的、用于电力转换器的同步控制装置使得能够从由逆变器INV驱动稳定地切换到由商用电源1驱动。此外，通过电流控制感测逆变器INV的输出电流并且保持在电流命令处的电流，与专利文献1相比，根据第一实施例的同步控制装置可以提高控制的准确度并增强抑制交叉电流的效果。
因此，在从由电力转换器驱动切换到由商用电源驱动的切换操作中，电力转换器可以稳定地操作，而不会由于过电流或过电压而造成故障和停止。因而，提高了马达驱动系统的可靠性。
[实施例2]
在第二实施例中，低通滤波器LPF被添加到第一实施例的商用同步电流控制部分4。
图4以框图示出了第二实施例的商用同步电流控制部分4。
在第二实施例中，如图4中所示，低通滤波器LPF连接在三相到两相转换部分7与切换开关S4之间。d轴感测电流Id和q轴感测电流Iq可以包括由于用作电流传感器的HCT的残余磁通量和电流传感器2的电路误差引起的偏移分量，以及由感测增益的移位生成的输出频率的一次和二次谐波分量。此外，叠加在电流传感器2中的噪声也叠加在d轴感测电流Id和q轴传感器电流Iq上。
如果这些干扰被叠加，那么d轴感测电流Id和q轴感测电流Iq偏离要用作d轴电流命令Id*和q轴电流命令Iq*的正确值。因而，在电流控制的情况下，逆变器INV可能变得不能用来产生超过负载转矩的转矩，并且马达M可能停止。
低通滤波器LPF具有防止输入的d轴感测电流Id和q轴感测电流Iq的高频分量的功能。因此，低通滤波器LPF移除高频分量形式的上面提到的干扰。
如上面所提到的，第二实施例提供与第一实施例相同的操作和效果。此外，第二实施例使得，即使涉及由于电流传感器2的残余磁通量和电路误差引起的偏移分量以及由感测增益的移位造成的输出频率的一次和二次谐波分量，也有可能移除干扰。
[实施例3]
图5以框图示出了根据第三实施例的商用同步电流控制部分4。在第三实施例中，如图5中所示，在切换开关S4与电流控制部分6之间提供衰减处理部分9。在逆变器INV的输出电压与商用电源1的输出电压重叠之后，图1中所示的用于逆变器操作的开/闭开关S2打开。在这种情况下，如果商用电源侧的电流几乎等于零并且逆变器侧的电流几乎等于这个开/闭开关S2切断时的马达电流，那么商用电源侧的电流由于驱动电力的供给从逆变器侧切换到商用电源侧而瞬时增加，并且切换操作可能变得不稳定。因此，衰减处理部分9在开/闭开关S2切断时逐渐衰减逆变器侧的电流。
图6详细示出了衰减处理部分9。减法器21从切换开关S4的输出中减去随后提到的减法器25的先前的输出(该输出是一个采样之前的定时处的输出)。开关22被布置成根据指示d轴电流命令Id*或q轴电流命令Iq*的极性的电流极性判断标志来检查d轴电流命令Id*或q轴电流命令的Iq*的极性，并且根据该极性将开关22的接触转向正侧或负侧。当d轴电流命令Id*或q轴电流命令Iq*为正时，衰减速率限制器23a以用于从正值衰减到零的速率衰减d轴电流命令Id*或q轴电流命令Iq*。当d轴电流命令Id*或q轴电流命令Iq*为负时，衰减速率限制器23b以用于从负值衰减到零的速率衰减d轴电流命令Id*或q轴电流命令Iq*。
开关24以与开关22相同的方式操作。减法器25从减法器25的输出中减去开关24的输出。缓冲器26输出在一个采样之前获得的减法器25的输出的先前值。
上面提到的电流命令极性判断标志是依赖于图6中所示的缓冲前(before-cushion)电流命令的极性设置的。当缓冲前电流命令为正时，电流命令极性判断标志为正，因而开关22和24被设置为正侧。当缓冲前电流命令为负时，电流命令极性判断标志为负，因而开关22和24被设置在负侧。
提供如图6中所示构造的衰减处理部分9，并且为d轴电流命令Id*和q轴电流命令Iq*中的每一个提供。
图7示出了第三实施例中的商用同步控制的流程。在这个示例中，速率的衰减在从切换到电流控制的时刻到“INV电流减小开始”的时刻(该时刻是从切换到电流控制的时刻起预定时间段到期的时刻)期间不执行，如图7中所示。而且，用于商用电源1的开/闭开关S1在从切换到电流控制的时刻到“INV电流减小开始”的时刻期间接通。
根据第三实施例的电力转换器同步控制装置可以提供与第一和第二实施例相同的操作和效果。此外，由于逆变器侧的电流在用于逆变器INV的开/闭开关S2切断时几乎等于零，因此有可能防止在从由逆变器INV驱动切换到由商用电源1驱动时不稳定的行为。
[实施例4]
在第三实施例中，d轴电流命令Id*和q轴电流命令Iq*被同时衰减。在第四实施例中，相比之下，q轴电流衰减到零，然后d轴电流衰减到零。
d轴电流Id是控制磁通量的电流。如果没有磁通量，马达M就不能产生转矩也不能旋转。因此，根据第四实施例的衰减方法可以使切换操作更加稳定。
图8详细地示出了第四实施例的衰减处理部分9。电流命令零判断部分41在q轴侧上衰减处理部分9的输出侧提供。电流命令零判断部分41被配置为确定q轴电流命令Iq*是否降低到零，并产生q轴电流命令零标志。此外，电流命令零判断部分41接收减法器25的输出并直接输送减法器25的输出，作为缓冲后的q轴电流命令。上面提到的电流命令极性判断标志是依赖于图8中缓冲前的q轴电流命令的极性来设置的，如第三实施例中那样。
在d轴侧，开关42和43分别在衰减处理部分9的输入侧和输出侧提供。输入和输出侧的开关42和43中的每一个被布置成当q轴电流命令零标志从q轴电流零判断部分41输入时接通。当q轴电流命令Iq*变为等于零(即，Iq*＝0)时，图8中的下部中所示的电流命令零判断部分41设置电流命令零标志，因此在图8的上部中示出的开关42和43转向接通侧(朝向衰减处理部分9的一侧)。
而且，有可能利用首先衰减d轴电流然后衰减q轴电流的构造来执行衰减处理。
如上面所解释的，第四实施例可以提供与第一至第三实施例相同的操作和效果。而且，与第三实施例相比，第四实施例可以提供更稳定的从由逆变器INV驱动到由商用电源1驱动的切换操作。
[实施例5]
图9以框图示出了根据第五实施例的商用同步电流控制部分4。
逆变器INV的输出电压的相位在切换到电流控制之后由商用电源1的输出电压的相位驱动。但是，在V/f控制时，逆变器INV的输出电压的相位由通过逆变器INV的输出频率的计算所确定的相位θ驱动。
因此，在从同步完成到电流控制开始的时段(图2和图7中所示从“同步完成”到“控制切换”的时间段)期间，在商用电源1的输出电压相位与逆变器INV的输出电压相位之间产生间隙或偏差。由于相位中的这种间隙，电流控制的控制准确度可能会减小，并在图2和图7中所示的重叠时段期间造成过电流。
因此，第五实施例的商用同步电流控制部分4还包括用于计算逆变器INV的输出频率的输出频率计算部分10、用于计算逆变器INV的输出电压相位θ的相位计算处理部分11，以及用于在切换时保持商用电源1的输出电压相位θ1与逆变器INV的输出电压相位θ之间的间隙或偏差并且通过对变化速率施加限制来逐步将间隙减小到零的变化速率限制部分12。
图10更详细地示出了变化速率限制部分12。变化速率限制部分12包括减法部分51、开关52、开关53和56、衰减速率限制器、绝对值计算部分55、缓冲器Z-1以及减法部分57。减法部分51被配置为计算商用电源1的输出电压的相位θ1与由图9的相位计算部分11计算的逆变器INV的输出电压的相位θ之间的差(θ-θ1)。开关52被布置成在同步完成标志为OFF的时段期间输出商用电源1的输出电压相位θ1与逆变器INV的输出电压相位θ之间的差，并且在同步完成标志为ON的时段期间输出一个采样之前所获得的开关56的输出的先前值。当相位误差极性判定标志为正时，开关53和56中的每一个被布置成转向正侧，而当相位误差极性判定标志为负时转向负侧。衰减速率限制器包括用于从正侧衰减到零的正侧衰减速率限制器54a和用于从负侧衰减到零的负侧衰减速率限制器54b。绝对值计算部分55计算负侧衰减速率限制器54b的输出的绝对值。缓冲器Z-1被配置为输出一个采样之前获得的开关56的输出的先前值。减法部分57被配置为从商用电源1的相位信息项θs中减去开关56的输出。
从同步完成标志在“同步完成”的定时处接通的时间开始，商用电源1的相位θ1与相位计算处理部分11的相位θ之差由衰减速率限制器54a、54b从刚好之前的值开始衰减。判断相位差(θ-θ1)的极性，并且当相位差为正时将相位误差极性判定标志设置为正侧，并且当相位差为负时将相位误差极性判定标志设置为负侧。当相位误差极性判定标志设置为正侧时，衰减速率限制器54a将相位差从正值衰减到零，并且当相位误差极性判定标志设置为负侧时，衰减速率限制器54b将相位差从负值衰减到零。绝对值计算部分55计算衰减速率限制器54b的输出的绝对值。在正侧和负侧当中的任一侧，当相位差减小到零时，衰减速率限制器54a或54b输出零。通过从商用电源1的相位θ1减去这个处理的输出(开关56的输出)所获得的结果被输出，作为在图9中示出的三相到两相转换部分7和两相到三相转换部分8中使用的相位信息项θs。
以这种方式，当在逆变器INV的输出电压相位θ与商用电源1的输出电压相位θ1的之间生成误差时，系统从逆变器INV的输出电压相位θ到商用电源1的输出电压相位θ1逐步地改变在三相到两相转换部分7和两相到三相转换部分8中使用的商用电源1的相位信息项θs。
在图2和7中所示的同步的完成“同步完成”之前的时段期间，不执行速率的衰减。
如上面所解释的，第五实施例可以提供与第一至第四实施例相同的操作和效果。而且，变化速率限制部分12可以防止在由逆变器INV驱动和由商用电源1驱动的重叠驱动时电流中的突变。因而，第五实施例可以防止故障和停止并提供稳定的操作。
[实施例6]
在第一实施例和第五实施例中，在从逆变器INV的输出频率相位的坐标系过渡到商用电源1的输出电压相位的坐标系统时只有相位被考虑。在第六实施例中，相比而言，考虑电压的相位和振幅来执行从一个坐标系到另一个坐标系的过渡。图11示出了三相ac的电压向量与α-β坐标系和d-q坐标系之间的关系。
α-β坐标系是从三相转换到两相之后的坐标系，并且被称为固定坐标系。d-q坐标系是利用某个相位旋转α-β坐标系的坐标系。一般而言，这个坐标系是与马达M的一次侧频率同步旋转的坐标系，并且被称为旋转坐标系。
图12是示出被定义为与马达M的一次侧频率同步旋转的坐标系的dm-qm坐标系并且示出被定义为与商用电源1的电压相位同步旋转的坐标系的ds-qs坐标系的视图。
马达的一次侧频率的相位被指示为θm，并且表示商用电源1的相位的相位信息项被指示为θs。电压向量V1如图12中所示被定义。在这种情况下，电压向量V1分布在dm-qm坐标系与ds-qs坐标系之间。在这种情况下，dm-qm坐标系的d轴电压被指示为Vdm并且q轴电压被指示为Vqm。ds-qs坐标系的d轴电压被指示为Vds并且q轴电压被指示为Vqs。
在将用于坐标变换的相位从逆变器INV的输出频率的相位改变到商用电源1的输出电压相位的操作中(在图2和图7中的“控制切换”的定时处)，有可能通过将d轴电压从Vdm变成Vds并且将q轴电压从Vqm变成Vqs来实现在保持马达M的一次电压(施加到马达M的电压)的向量的量值的同时变成商用电源1的输出电压相位。
通过这个操作，系统可以使在切换操作时施加到马达M的电压更稳定。
图13以框图示出了根据第六实施例的商用同步电流控制部分4。在第六实施例中，提供了坐标轴选择部分13和14，取代三相到两相转换部分7和两相到三相转换部分8。上面提到的操作在坐标轴选择部分13和14中执行。图14以框图详细地示出了坐标轴选择部分13和14。如图14中所示，坐标轴选择部分14包括两相到三相转换部分31和32，并且坐标轴选择部分13包括三相到两相转换部分34和35。两相到三相转换部分32和三相到两相转换部分35使用商用电源1的相位信息项θs用于相应的坐标变换。两相到三相转换部分31和三相到两相转换部分34使用逆变器INV的输出电压的相位θ用于相应的坐标变换。电流控制切换标志在图2或图7中所示的“控制切换”的定时处被设置。
直到切换到电流控制(ACR控制)为止，图14的切换开关33和36被设置在OFF侧，并且因此通过使用逆变器INV的输出频率命令的输出电压相位θ在两相到三相转换部分31和三相到两相转换部分34中执行坐标变换。在切换到电流控制(ACR控制)之后，图14的切换开关33和36被设置在ON侧，并且因此通过使用商用电源1的相位信息项θs在两相到三相转换部分32和三相到两相转换部分35中执行坐标变换。
以这种方式，第六实施例可以提供与第一至第五实施例相同的操作和效果。而且，有可能将马达M的一次电压的向量的量值保持不变，并且在向量的量值保持不变的同时对商用电源1的输出电压相位执行改变。
[实施例7]
图15示出了根据第七实施例的商用同步电流控制部分4。可以以三相电流的形式执行电流控制，而不执行坐标变换。在这种情况下，如图5中所示，d轴电流命令Id*和q轴电流命令Iq*由两相到三相转换部分8转换成三相电流命令Iu*、Iv*和Iw*。然后，电流控制部分6根据三相电流命令Iu*、Iv*、Iw*与三相感测电流Iu、Iv、Iw之间的偏差来计算三相电压命令Vu*、Vv*、Vw*。
第七实施例可以提供与第一至第六实施例相同的操作和效果。而且，有可能在电流控制期间省略坐标变换的计算并简化电流控制系统的结构。
[实施例8]
逆变器INV的输出电压由于连接在逆变器INV的输出侧的ac电抗器L造成的电压降而减小。ac电抗器L的这种电压降造成逆变器INV的输出电压与商用电源电压之间的电位差和相位差，并最终造成交叉电流。第八实施例被布置成补偿由ac电抗器L造成的电压降，以防止交叉电流。
图17是逆变器INV的输出电压的向量图。图17的左侧示出了驱动负载状态并且图17的右侧示出了再生负载状态。以感应电动马达(马达)为例。
在图17中，使用以下符号：I1：一次电流，Id：d轴感测电流，Iq：q轴感测电流，ω1：逆变器INV的角频率分量(＝2π×逆变器INV的输出频率)，L1：ac电抗器L的电感，Ls：马达漏电抗，R1：马达的一次电阻，V1：马达端子输出电压，E2：马达感应电压，Vac1：ac电抗器的电压降。
在图17中，V1+Vac1是逆变器INV的输出电压，并且V1是马达的端子电压。如从图17看到的，在逆变器输出电压V1+Vac1与马达端子电压V1之间存在差异。商用电源1通过电磁接触器与马达M连接。因而，将商用电源1的电压与逆变器INV的输出电压V1+Vac1的量值和相位彼此匹配的措施不足以减小差异，也不足以防止交叉电流。有可能通过补偿ac电抗器L的电压降Vac1来抑制交叉电流。
在图17的驱动负载状态和再生负载状态中的每一个状态下，ac电抗器L的电压降Vac1在d轴与q轴之间分配。在这种情况下，ac电抗器L的电压降Vac1的d轴电压分量等于ω1×L1×(-Iq)，并且ac电抗器L的电压降Vac1的q轴电压分量等于ω1×L1×Id。d轴电压降分量ω1×L1×(-Iq)叠加在作为电流控制的输出的d轴电压命令Vd*上，并且q轴电压降分量ω1×L1×Id叠加在q轴电压命令Vq*上。
图18以框图示出了根据第八实施例的商用同步电流控制部分4。除了第七实施例的商用同步电流控制部分4的部件，第八实施例的商用同步电流控制部分4还包括频率计算部分15和输出电压误差补偿部分16。
输出电压误差补偿部分16执行补偿由于ac电抗器L引起的电压降的操作。在输出电压误差补偿部分16中使用的频率分量是通过对从变化速率限制部分12输出的相位信息项θs进行微分而获得的。此外，通过在频率计算部分15中将相位信息项θs乘以2π，获得角频率分量ω1。
输出电压误差补偿部分16为d轴和q轴中的每一个提供。图19详细示出了用于d轴的输出电压误差补偿部分16，并且图20详细示出了用于q轴的输出电压误差补偿部分16。
如图19中所示，用于d轴的输出电压误差补偿部分16包括执行角频率分量ω1、ac电抗器的电感L1和q轴感测电流Iq的相乘的乘法器61a，以及从d轴电压命令Vd*中减去乘法器61a的输出ω1×L1×Iq并将相减的结果作为最终的d轴电压命令Vd1*输出的减法器62a。
如图20中所示，用于q轴的输出电压误差补偿部分16包括执行角频率分量ω1、ac电抗器的电感L1和d轴感测电流Id的相乘的乘法器61b，以及将乘法器61b的输出ω1×L1×Id加到q轴电压命令Vq*并将相加的结果作为最终的q轴电压命令Vq*输出的加法器62b。
以这种方式，根据电压降Vac1的d轴分量＝ω1×L1×(-Iq)和电压降Vac1的q轴分量＝ω1×L1×Id来执行用于输出电压补偿的操作。
在第八实施例中，控制系统或装置感测逆变器INV的输出电流并执行电流控制，以将电流保持在命令值。因此，与示出用于同步切换技术的专利文献3相比，控制准确度高，因此控制系统可以有效地防止在切换操作期间的交叉电流。
因此，从由逆变器INV驱动到由商用电源1驱动的切换是平滑和稳定的，而没有由于过电流和过电压引起的电力转换器的故障和停止，使得马达驱动系统的可靠性得以改进。
而且，与第一至第七实施例相比，该系统考虑了ac电抗器L的电压降Vac，因此进一步改善了防止过电流的效果以及提高了马达驱动系统的可靠性。
[实施例9]
在第九实施例中，在输出电压误差补偿部分16中提供有死区。由于在无负载条件下q轴电流变得等于零，因此通过噪声在感测电流上的叠加极性可能被反转。在极性反转的情况下，校正可能偏离需要补偿的分量。因此，提供死区以抑制在无负载或轻负载时(即，当(一个或多个)感测电流Iu、Iv、Iw低于预定值时)对由q轴电流产生的分量的补偿。
图21示出了设有死区或死区部分63的输出电压误差补偿部分16。如图21中所示，死区63被布置成接收q轴电流命令Iq并将输出输送到乘法器61a。当Iq的绝对值低于或等于预定值时，死区63的输出等于零，而当Iq的绝对值大于该预定值时，死区63的输出等于Iq。在其它方面，第九实施例在结构上与第八实施例完全相同。
如上面所解释的，第九实施例可以提供与第八实施例相同的操作和效果。而且，即使当(一个或多个)感测电流Iu、Iv、Iw低于预定值时噪声被叠加在(一个或多个)感测电流Iu、Iv、Iw上时，也有可能防止由于极性的反转造成的要被补偿的噪声的不期望的移位。
[实施例10]
第八实施例的输出电压误差补偿部分16使用电压命令Vd*和Vq*、角频率分量ω1以及感测电流Id和Iq。但是，通过使用电流命令Id*和Iq*的信息代替感测电流Id和Iq来补偿ac电抗器L的电压降Vac1是可选的。
图22以框图示出了第十实施例的商用同步电流控制部分4。有可能认为通过电流控制使感测电流Id和Iq等于电流命令Id*和Iq*。而且，正好在从V/f控制切换到电流控制之前的感测电流Id和Iq的值被用于电流命令Id*和Iq*。因此，有可能认为电流命令Id*和Iq*等同于感测电流。
如上面所解释的，第十实施例可以提供与第八和第九实施例相同的操作和效果。而且，通过使用电流命令Id*和Iq*，有可能移除可能被包括在感测电流Id和Iq中的干扰。
[实施例11]
图23以框图示出了根据第十一实施例的输出电压误差补偿部分16。在第十一实施例中，对于ac电抗器L的电压降的补偿由固定值执行。
如图23中所示，第十一实施例的输出电压误差补偿部分16包括乘法器64、θcomp计算部分65、乘法器66a、66b、减法器67a以及加法器67b。
乘法器64通过将ac电抗器L的电感L1、角频率分量ω1和在商用同步时负载驱动条件下的电流I相乘来计算电压降补偿量Vcomp。θcomp计算部分65通过使用d轴电流命令Id*和q轴电流命令Iq*来计算θcomp。
乘法器66a通过将电压降补偿量Vcomp与sin(θcomp)相乘来计算d轴电压降补偿分量Vd_comp。乘法器66b通过电压降补偿量Vcomp与cos(θcomp)相乘来计算q轴电压降补偿分量Vq_comp。
减法器67a从d轴电压命令Vd*中减去d轴电压降补偿分量Vd_comp并输出相减的结果，作为最终的d轴电压命令Vd1*。加法器67b将q轴电压降补偿分量Vq_comp加到q轴电压命令Vq*并输出相加的结果，作为最终的q轴电压命令Vq1*。
如果ac电抗器L的电感L1以及与商用电源1同步时负载操作的条件(即，电流I＝√(Id2+Iq2))和角频率分量ω1)是已知的，那么有可能通过使用如第八实施例的图17中所示的以下表达式(9)来计算电压降补偿量。通过使用这种方法，有可能在不使用图18的电流传感器2和频率计算部分15的情况下补偿ac电抗器L的电压降Vac1。电压降补偿量表示为Vcomp。
[数学表达式9]
Vcomp＝ω1×L1×I (9)
d轴电流命令Id*和q轴电流命令Iq*用于投影到d轴和q轴。图24是仅示出d轴和q轴电流命令Id*和Iq*以及ac电抗器L的电压降Vac1的向量图。驱动操作与再生操作之间的思考方式没有实质差异。因而，仅示出了驱动负载操作的情况。
根据以下数学表达式(10)确定用于投影到d轴和q轴上的比例。
[数学表达式10]
Figure GDA0001401952490000251
到d轴和q轴电压补偿分量的转换可以通过使用由表达式(10)确定的θcomp、计算以下数学表达式(11)和(12)来执行，如从图24显然的。如在表达式(11)和(12)中表达的，d轴电压补偿分量是Vd_comp，并且q轴电压补偿分量是Vq_comp。
[数学表达式11]
Vd_comp＝Vcomp×sin(θcomp) (11)
[数学表达式12]
Vq_comp＝Vcomp×cos(θcomp) (12)
这样获得的补偿分量分别叠加在由电流控制输出的d轴和q轴电压命令Vd*和Vq*上。
在第十一实施例中，d轴电压降补偿分量Vd_comp和q轴电压降补偿分量Vq_comp是通过将角频率分量ω1以及d轴和q轴电流命令Id*和Iq*看作固定值、根据上面提到的数学表达式确定的。可替代地，采用通过确定这些参数中的一个作为固定值并且从图18中所示的(一个或多个)感测值中确定其它(一个或多个)参数来确定补偿分量的方法是可选的。
如上面所解释的，第十一实施例可以提供与第八至第十实施例相同的操作和效果。而且，有可能补偿ac电抗器L的电压降Vac1而无需电流传感器2和频率计算部分18。
[实施例12]
在第十二实施例中，输出电压补偿在同步完成之前的V/f控制期间执行。当应用第十二实施例时，图18和图22中所示的电流控制部分6、输出电压误差补偿部分16和两相到三相转换部分8如图25中所示那样连接。
即，如图25中所示，在第十二实施例中，在输出电压误差补偿部分16与两相到三相转换部分8之间提供有切换开关S5。切换开关S5接收d轴和q轴电压命令Vd*和Vq*以及最终的d轴和q轴电压命令Vd1*和Vq1*。
切换开关S5在电流控制切换标志为零的时段期间(即，在V/f控制期间)连接到OFF侧。在这种状态下，切换开关S5向两相到三相转换部分8输出最终的d轴电压命令Vd1*和最终的q轴电压命令Vq1*。在电流控制切换标志等于一的时段期间(即，在ACR控制期间)，切换开关S5连接到ON侧并且向两相到三相转换部分8输出d轴电压命令Vd*和q轴电压命令Vq*。
如果在同步完成之前已经执行了输出电压误差补偿，那么在切换到电流控制之后不需要输出电压误差补偿。
在电流控制(ACR控制)期间，逆变器INV输出包括ac电抗器L的电压降Vac1的电压。在这种情况下，感测电流的信息项包括ac电抗器的电压降Vac1的分量，因此不需要电压误差补偿。
根据第十二实施例，有可能在电流控制期间省略复杂的计算，简化结构，并减少电流控制期间的计算负荷。
虽然上面已经参考本发明的某些实施例描述了本发明，但本发明不限于上面描述的实施例。在本发明的技术概念的范围内，上述实施例的修改和变更是可能的。这些修改和变更属于专利权利要求的范围。

Claims (13)

1.一种用于电力转换器的电力转换器同步控制装置，所述电力转换器从商用电源向马达供应电力，所述电力转换器同步控制装置包括：
第一开/闭开关，连接在所述商用电源与所述马达之间；
串联电路，与所述第一开/闭开关并联连接，并且包括所述电力转换器、ac电抗器和第二开/闭开关；
同步控制部分，被配置为从所述马达启动开始控制所述电力转换器，直到所述商用电源的输出电压与所述电力转换器的输出电压之间同步；以及
商用同步电流控制部分，被配置为在所述商用电源的所述输出电压与所述电力转换器的所述输出电压之间同步之后控制所述电力转换器；
所述电力转换器同步控制装置被布置为将控制从由所述同步控制部分对所述电力转换器的第一控制切换到由所述商用同步电流控制部分对所述电力转换器的第二控制；
其中所述同步控制部分被配置为通过将所述第一开/闭开关设置在打开状态并且将所述第二开/闭开关设置在关闭状态，以V/f控制模式操作所述电力转换器；
其中所述商用同步电流控制部分被配置为
紧接在从由所述同步控制部分对所述电力转换器的所述第一控制切换之后通过将所述第一开/闭开关设置在所述打开状态并将所述第二开/闭开关设置在所述关闭状态，以所述V/f控制模式操作所述电力转换器，然后基于感测到的所述电力转换器的输出的电流将所述电力转换器的控制改变成电流控制，以及
然后通过将所述第一开/闭开关设置在所述关闭状态从所述电力转换器和所述商用电源二者向所述马达供给电力，并且然后通过将所述第二开/闭开关设置在所述打开状态从所述商用电源向所述马达供给电力。
2.如权利要求1所述的电力转换器同步控制装置，其中所述商用同步电流控制部分包括：
三相到两相转换部分，被配置为根据所述商用电源的相位信息项将三相感测电流转换成d轴感测电流和q轴感测电流，其中所述三相感测电流是所述电力转换器的三相输出电流的感测值；
切换开关，被配置为在所述V/f控制模式时输出所述d轴感测电流和q轴感测电流作为d轴电流命令和q轴电流命令，并且在所述电流控制时输出先前的d轴电流命令和先前的q轴电流命令作为所述d轴电流命令和q轴电流命令，其中所述先前的d轴电流命令是一个采样之前的所述d轴电流命令的先前值，所述先前的q轴电流命令是一个采样之前的所述q轴电流命令的先前值；
电流控制部分，被配置为根据所述d轴感测电流与所述d轴电流命令之间的偏差以及所述q轴感测电流与所述q轴电流命令之间的偏差来输出d轴电压命令和q轴电压命令；以及
两相到三相转换部分，被配置为根据所述商用电源的所述相位信息项将所述d轴电压命令和所述q轴电压命令转换成三相电压命令。
3.如权利要求1所述的电力转换器同步控制装置，其中所述商用同步电流控制部分包括：
三相到两相转换部分，被配置为根据所述商用电源的相位信息项将三相感测电流转换成d轴感测电流和q轴感测电流，其中所述三相感测电流是所述电力转换器的三相输出电流的感测值；
切换开关，被配置为在所述V/f控制模式时输出所述d轴感测电流和q轴感测电流作为d轴电流命令和q轴电流命令，并且在所述电流控制时输出先前的d轴电流命令和先前的q轴电流命令作为所述d轴电流命令和q轴电流命令，其中所述先前的d轴电流命令是一个采样之前的所述d轴电流命令的先前值，所述先前的q轴电流命令是一个采样之前的所述q轴电流命令的先前值；
两相到三相转换部分，被配置为根据所述商用电源的所述相位信息项将所述d轴电流命令和所述q轴电流命令转换成三相电流命令；以及
电流控制部分，被配置为根据所述三相感测电流与所述三相电流命令之间的偏差输出三相电压命令。
4.如权利要求1所述的电力转换器同步控制装置，其中所述商用同步电流控制部分包括：
三相到两相转换部分，被配置为根据所述商用电源的相位信息项将三相感测电流转换成d轴感测电流和q轴感测电流，其中所述三相感测电流是所述电力转换器的三相输出电流的感测值；
切换开关，被配置为在V/f控制模式时输出所述d轴感测电流和q轴感测电流作为d轴电流命令和q轴电流命令，并且在电流控制时输出先前的d轴电流命令和先前的q轴电流命令作为所述d轴电流命令和q轴电流命令，其中所述先前的d轴电流命令是一个采样之前的所述d轴电流命令的先前值，所述先前的q轴电流命令是一个采样之前的所述q轴电流命令的先前值；
电流控制部分，被配置为根据所述d轴感测电流与所述d轴电流命令之间的偏差以及所述q轴感测电流与所述q轴电流命令之间的偏差输出d轴电压命令和q轴电压命令；
输出电压误差补偿部分，被配置为输出通过从所述d轴电压命令减去得自所述ac电抗器的电感、角频率分量和所述q轴感测电流相乘的乘积所获得的差作为最终的d轴电压命令，以及输出将得自所述ac电抗器的所述电感、所述角频率分量和所述d轴感测电流相乘的乘积与所述q轴电压命令相加所获得的和作为最终的q轴电压命令；以及
两相到三相转换部分，被配置为根据所述商用电源的所述相位信息项将所述最终的d轴电压命令和所述最终的q轴电压命令转换成三相电压命令。
5.如权利要求1所述的电力转换器同步控制装置，其中所述商用同步电流控制部分包括：
三相到两相转换部分，被配置为根据所述商用电源的相位信息项将三相感测电流转换成d轴感测电流和q轴感测电流，其中所述三相感测电流是所述电力转换器的三相输出电流的感测值；
切换开关，被配置为在所述V/f控制模式时输出所述d轴感测电流和q轴感测电流作为d轴电流命令和q轴电流命令，并且在所述电流控制时输出先前的d轴电流命令和先前的q轴电流命令作为所述d轴电流命令和q轴电流命令，其中所述先前的d轴电流命令是一个采样之前的所述d轴电流命令的先前值，所述先前的q轴电流命令是一个采样之前的所述q轴电流命令的先前值；
电流控制部分，被配置为根据所述d轴感测电流与所述d轴电流命令之间的偏差以及所述q轴感测电流与所述q轴电流命令之间的偏差输出d轴电压命令和q轴电压命令；
输出电压误差补偿部分，被配置为输出通过从所述d轴电压命令减去得自所述ac电抗器的电感、角频率分量和所述q轴电流命令相乘的乘积所获得的差作为最终的d轴电压命令，以及输出通过将得自所述ac电抗器的所述电感、所述角频率分量和所述d轴电流命令相乘的乘积与所述q轴电压命令相加所获得的和作为最终的q轴电压命令；以及
两相到三相转换部分，被配置为根据所述商用电源的所述相位信息项将所述最终的d轴电压命令和所述最终的q轴电压命令转换成三相电压命令。
6.如权利要求1所述的电力转换器同步控制装置，其中所述商用同步电流控制部分包括：
三相到两相转换部分，被配置为根据所述商用电源的相位信息项将三相感测电流转换成d轴感测电流和q轴感测电流，其中所述三相感测电流是所述电力转换器的三相输出电流的感测值；
切换开关，被配置为在所述V/f控制模式时输出所述d轴感测电流和q轴感测电流作为d轴电流命令和q轴电流命令，并且在电流控制时输出先前的d轴电流命令和先前的q轴电流命令作为所述d轴电流命令和q轴电流命令，其中所述先前的d轴电流命令是一个采样之前的所述d轴电流命令的先前值，所述先前的q轴电流命令是一个采样之前的所述q轴电流命令的先前值；
电流控制部分，被配置为根据所述d轴感测电流与所述d轴电流命令之间的偏差以及所述q轴感测电流与所述q轴电流命令之间的偏差输出d轴电压命令和q轴电压命令；
输出电压误差补偿部分，被配置为通过所述ac电抗器的电感、角频率分量和在商用同步时负载驱动条件下的电流相乘来计算电压降补偿量，根据d轴电流命令和q轴电流命令计算θcomp＝tan-1(所述d轴电流命令/所述q轴电流命令)，通过所述电压降补偿量与sin(θcomp)相乘来计算d轴电压降补偿分量，通过所述电压降补偿量与cos(θcomp)相乘来计算q轴电压降补偿分量，输出通过从所述d轴电压命令减去所述d轴电压降补偿分量所获得的差作为最终的d轴电压命令，以及输出通过将所述q轴电压降补偿分量与所述q轴电压命令相加所获得的和作为最终的q轴电压命令；以及
两相到三相转换部分，被配置为根据所述商用电源的所述相位信息项将所述最终的d轴电压命令和所述最终的q轴电压命令转换成三相电压命令，
在商用同步时的所述负载驱动条件下的所述电流和所述角频率分量中的至少一个是固定值。
7.如权利要求
Figure FDA0002278182000000051
中的一项所述的电力转换器同步控制装置，其中所述输出电压误差补偿部分被配置为，如果q轴电流的绝对值小于或等于预定值，那么将所述q轴电流设置为零，其中所述q轴电流是所述q轴感测电流和所述q轴电流命令中的一个。
8.如权利要求
Figure FDA0002278182000000061
中的一项所述的电力转换器同步控制装置，其中所述控制装置还包括切换开关，所述切换开关被配置为接收所述d轴电压命令、所述q轴电压命令、所述最终的d轴电压命令和所述最终的q轴电压命令，并在所述V/f控制模式时将所述最终的d轴电压命令和所述最终的q轴电压命令输出到所述两相到三相转换部分，并在所述电流控制时将所述d轴电压命令和所述q轴电压命令输出到所述两相到三相转换部分。
9.如权利要求
Figure FDA0002278182000000062
中的一项所述的电力转换器同步控制装置，其中所述商用同步电流控制部分包括低通滤波器，所述低通滤波器被配置为移除所述d轴感测电流和所述q轴感测电流中的高频分量并将所述d轴感测电流和所述q轴感测电流输送到所述切换开关。
10.如权利要求
Figure FDA0002278182000000063
中的一项所述的电力转换器同步控制装置，其中所述商用同步电流控制部分被配置为在从切换到所述电流控制开始的预定时间段之后衰减所述d轴电流命令和所述q轴电流命令。
11.如权利要求10所述的电力转换器同步控制装置，其中所述商用同步电流控制部分被配置为将所述q轴电流命令衰减到零，并且然后将所述d轴电流命令衰减到零。
12.如权利要求
Figure FDA0002278182000000064
中的一项所述的电力转换器同步控制装置，其中所述商用同步电流控制部分被配置为，当所述电力转换器的所述输出电压的所述相位与所述商用电源的所述输出电压的所述相位之间存在误差时，将所述商用电源的所述相位信息项从所述电力转换器的所述输出电压的所述相位逐渐改变到所述商用电源的所述输出电压的所述相位。
13.如权利要求
Figure FDA0002278182000000071
中的一项所述的电力转换器同步控制装置，其中所述两相到三相转换部分被配置为在所述V/f控制模式时根据所述电力转换器的所述输出电压相位将所述d轴电压命令和所述q轴电压命令转换成所述三相电压命令，以及
在所述电流控制时根据所述商用电源的所述相位信息项将所述d轴电压命令和所述q轴电压命令转换成所述三相电压命令，以及
所述三相到两相转换部分被配置为在所述V/f控制模式时根据所述电力转换器的所述输出电压相位将所述三相感测电流转换成所述d轴感测电流和所述q轴感测电流，以及
在所述电流控制时根据所述商用电源的所述相位信息项将所述三相感测电流转换成所述d轴感测电流和所述q轴感测电流。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2019176649A (ja) 2018-03-29 2019-10-10 オムロン株式会社 モータ制御装置
JPWO2020170642A1 (ja) * 2019-02-20 2021-12-16 日本電産株式会社 位置推定装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH089682A (ja) * 1994-06-21 1996-01-12 Toshiba Corp 誘導機制御装置
JP3678781B2 (ja) * 1994-12-21 2005-08-03 東芝プラントシステム株式会社 交流電動機の制御装置
CN201199677Y (zh) * 2008-01-18 2009-02-25 郑欣棣 电机电源控制装置
CN102790562A (zh) * 2012-08-10 2012-11-21 上海新时达电气股份有限公司 一种将电机在变频电源与工频电源间平滑切换的方法

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3133311C2 (de) * 1981-08-22 1985-03-07 Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt Verfahren zur Synchronisation eines Stromrichter-Synchronmotors mit einem speisenden Netz
US5212438A (en) * 1987-09-24 1993-05-18 Kabushiki Kaisha Toshiba Induction motor control system
RU2132110C1 (ru) * 1998-03-25 1999-06-20 Мищенко Владислав Алексеевич Способ оптимального векторного управления асинхронным электродвигателем и электропривод для осуществления этого способа (варианты)
RU2141719C1 (ru) * 1998-03-25 1999-11-20 Мищенко Владислав Алексеевич Способ векторного управления синхронным электродвигателем с постоянными магнитами на роторе и электропривод для осуществления этого способа
JP4604679B2 (ja) * 2004-11-24 2011-01-05 富士電機システムズ株式会社 駆動電源切替えの同期制御装置
JP4702094B2 (ja) * 2006-02-24 2011-06-15 株式会社明電舎 インバータの同期制御装置
EP2214303B1 (en) * 2009-01-28 2011-11-30 ABB Oy Synchronizing an inverter with an alternating voltage source
US9257931B2 (en) * 2011-01-18 2016-02-09 Daikin Industries, Ltd. Power conversion apparatus

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH089682A (ja) * 1994-06-21 1996-01-12 Toshiba Corp 誘導機制御装置
JP3678781B2 (ja) * 1994-12-21 2005-08-03 東芝プラントシステム株式会社 交流電動機の制御装置
CN201199677Y (zh) * 2008-01-18 2009-02-25 郑欣棣 电机电源控制装置
CN102790562A (zh) * 2012-08-10 2012-11-21 上海新时达电气股份有限公司 一种将电机在变频电源与工频电源间平滑切换的方法

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