JP2007181355A

JP2007181355A - インバータ装置

Info

Publication number: JP2007181355A
Application number: JP2005378804A
Authority: JP
Inventors: Osamu Yokoi; 修横井; Masaaki Ichinoseki; 雅章一ノ関; Tomohiro Goto; 後藤　智宏; Yoichi Goshi; 郷司　陽一; Hiromichi Nishimura; 博道西村
Original assignee: Schneider Toshiba Inverter Europe SAS; Toshiba Schneider Inverter Corp
Current assignee: Schneider Toshiba Inverter Europe SAS; Toshiba Schneider Inverter Corp
Priority date: 2005-12-28
Filing date: 2005-12-28
Publication date: 2007-07-12

Abstract

【課題】整流回路の出力を平滑化するコンデンサを小容量とすることができ、且つ直流電圧の脈動の影響を受けない一定振幅の歪のない正弦波電圧を出力することのできるインバータ装置を提供する。
【解決手段】交流電源の出力を整流する整流回路（３）と、該整流回路より直流母線（１０、１１）を経由して送られた直流電圧（Ｖdc）をスイッチングして交流電圧に変換するインバータ主回路（５）と、該インバータ主回路より出力される前記交流電圧が前記直流電圧の変動の影響を受けない一定振幅の正弦波となるように前記直流電圧の値により補正したゲート駆動信号を前記インバータ主回路に出力するインバータ制御回路（６）と、を備え、更に、前記インバータ主回路と前記直流母線との接続部近傍に前記直流電圧を受けるフィルムコンデンサ（４）を接続する。
【選択図】図３

Description

本発明は、交流電圧を整流して得た直流電圧をスイッチングすることにより可変電圧、可変周波数の交流電圧を出力するインバータ装置に係り、特に整流回路の平滑用コンデンサの容量を低減することを可能にしたインバータ装置に関する。

従来より、三相交流電動機を可変速制御するために交流電圧を整流して得た直流電圧をスイッチングして可変電圧、可変周波数の三相交流電圧を出力するインバータ装置が広く利用されている。図８は、そのようなインバータ装置の基本構成を示したものである。インバータ装置１００は、商用電源１０１から供給される電圧を全波整流する整流回路１０２、突入電流防止用のリアクトル１０３、平滑用コンデンサ１０４、直流電圧をスイッチングして三相交流電圧に変換するインバータ主回路１０５、そのインバータ主回路１０５から所望周波数の三相交流電圧が出力されるようにゲート駆動信号を生成するインバータ制御回路１０６により構成される。

インバータ制御回路１０６は、正弦波三角波比較方式によりゲート駆動信号を生成する回路で、基準正弦波生成回路１０８、三角波生成回路１０９、比較回路１１０、ゲート駆動回路１１１により構成される。基準正弦波生成回路１０８は希望する出力周波数の基準正弦波電圧を生成し、三角波生成回路１０９は出力周波数より十分高い周波数の三角波電圧をゼロＶを基準として正負対称に出力する。基準正弦波電圧と三角波電圧は比較回路１１０にて比較され、パルス幅変調された正弦波信号が出力される。出力された信号はゲート駆動回路１１１にてレベル変換され、インバータ主回路１０５内のスイッチング素子を駆動するゲート駆動信号として出力される。図のインバータ制御回路１０６は１相分しか示していないがゲート駆動信号は三相分が生成される。

インバータ主回路１０５内の各スイッチング素子がこのようにパルス幅変調された正弦波信号を基に生成されたゲート駆動信号を受けて直流母線電圧Ｖdcをスイッチングすることにより、出力にはパルス幅変調された三相交流電圧が出力される。パルス幅変調された三相交流電圧はローパスフィルタ（図示せず。）を通すことで正弦波形の三相交流電圧に変換できる。

ところで、平滑用コンデンサ１０４両端の電圧である直流母線電圧Ｖdcは、平滑用コンデンサ１０４の容量及びリアクトル１０３のインダクタンスが小さい場合には図９の（１）に示すような電源周波数の６倍の周波数の脈動（リプル）を含む波形となる。インバータ主回路１０５はこの脈動を含んだ直流母線電圧Ｖdcをスイッチングして交流電圧に変換するため、出力される交流電圧（ある一相電圧）は図９の（２）に示すような電源周波数の６倍の周波数のひずみ成分を含んだ波形となる。

このようなひずみ成分を含んだ電圧でもって交流電動機１１３を駆動した場合には、負荷によっては共振による振動やトルク脈動が問題となる。このため、一般的には平滑用コンデンサ１０４として大容量の電解コンデンサを取り付け、脈動を抑制した直流電圧をインバータ主回路１０５に与えるようにしている。しかし、コンデンサ容量の増大はコンデンサの寸法と重量の増大を伴う。また、電解コンデンサは周囲温度の高い環境では寿命が問題となるため温度の高いインバータ主回路内のスイッチング素子近傍への配置が困難という問題もあり適切とは言い難い。

本発明はこのような背景からなされたもので、その課題は、整流回路の出力を平滑化するコンデンサを小容量とすることができ、且つ直流電圧の脈動の影響を受けない交流電圧を出力することのできるインバータ装置を提供することにある。

前記課題を解決するための請求項１に記載の発明は、交流電源の出力を整流する整流回路（３）と、該整流回路より直流母線（１０、１１）を経由して送られた直流電圧（Ｖdc）をスイッチングして交流電圧に変換するインバータ主回路（５）と、該インバータ主回路より出力される前記交流電圧が前記直流電圧の変動の影響を受けないように前記直流電圧の値により補正したゲート駆動信号を前記インバータ主回路に出力するインバータ制御回路（６）と、を備え、更に、前記インバータ主回路と前記直流母線との接続部近傍に前記直流電圧を受けるフィルムコンデンサ（４）を接続したことを特徴とする。

このような構成のインバータ装置によれば、整流回路の出力する直流電圧の値によってインバータ主回路に与えられるゲート駆動信号の補正が行なわれるので、インバータ主回路の出力には直流電圧の脈動の影響を受けない交流出力電圧を得ることができる。また、そのような補正が行なえば直流電圧には脈動が含まれていてもよいため整流回路には平滑用コンデンサを必要としなくなる。従って、サージ電圧による電圧変動を抑制できる程度の小さい容量のコンデンサで済ますことができる。本構成ではそのコンデンサとして周波数特性が良好で信頼性の高いフィルムコンデンサをインバータ制御回路の入力端子近傍に接続する構成とした。従って、インバータ装置の信頼性が高まると同時にサージ電圧による電圧変動も効果的に抑制することができる。

また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のインバータ装置において、前記フィルムコンデンサの端子形状を前記インバータ主回路が前記直流電圧を受ける入力端子（ＴＰ、ＴＮ）に直接接続できる形状として、前記フィルムコンデンサを前記入力端子に直接接続したことを特徴とする。

このような構成とすれば、フィルムコンデンサとインバータ主回路内のスイッチング素子との間の配線が短くなるのでサージ電圧を効果的に抑制することができる。

また、請求項３に記載の発明は、請求項１に記載のインバータ装置において、前記フィルムコンデンサの電極（３１ａ、３２ａ）を前記直流母線（１０、１１）を兼ねる形状に形成し、該フィルムコンデンサの電極にて前記整流回路（３）の出力端子（ＴＰ１、ＴＮ１）と前記インバータ主回路の入力端子（ＴＰ、ＴＮ）との間を接続したことを特徴とする。

このような構成とすれば、単独の直流母線を取り付ける必要がなくなる。また、フィルムコンデンサとインバータ主回路内のスイッチング素子との間の配線が短くなるのでサージ電圧を効果的に抑制することができる。

また、請求項４に記載の発明は、請求項３に記載のインバータ装置において、前記整流回路（３）の出力端子と前記インバータ主回路の入力端子との間に更に別の直流母線（１０ａ、１１ａ）を並列接続したことを特徴とする。

このような構成とすれば、直流母線を兼ねるフィルムコンデンサの電極の電流容量の不足を補うことができる。また、フィルムコンデンサとインバータ主回路内のスイッチング素子との間の配線が短くなるのでサージ電圧を効果的に抑制することができる。

また、請求項５に記載の発明は、請求項１乃至４の何れかに記載のインバータ装置において、前記整流回路は三相交流電源を全波整流する三相全波整流回路とし、前記インバータ制御回路は前記三相全波整流回路が出力する直流電圧を前記三相交流電源の周波数の少なくとも１８倍の周波数でサンプリングし、該サンプリングで検出した直流電圧の値でもって前記補正を行なうことを特徴とする。

三相全波整流回路の出力する直流電圧には三相交流電源の周波数の６倍の周波数の脈動が含まれるが、このように電源周波数の１８倍以上の周波数でサンプリングした直流電圧でもって脈動の影響を無くす補正を行なえば出力には脈動の影響を殆ど受けない交流電圧を得ることができる。

以下、本発明に係るインバータ装置の一実施形態について図面を参照して説明する。図１はそのインバータ装置の回路構成をブロック図を交えて示したものである。本実施形態のインバータ装置１は、整流回路３、コンデンサ４、インバータ主回路５、インバータ制御回路６を備えて構成される。

整流回路３は６個のダイオードを樹脂モールドによりモジュール化した全波整流回路であり、三相商用電源９から供給される三相電圧を整流して直流電圧Ｖdcに変換し直流母線１０、１１に供給する。インバータ主回路５はフリーホィールダイオード８をそれぞれ逆接続した６個のスイッチング素子７で構成される周知のブリッジ回路であり、直流母線１０、１１を介して供給された直流電圧Ｖdcをスイッチングして三相交流電圧に変換して出力する。

インバータ制御回路６は、インバータ主回路５からパルス幅変調された指定周波数の三相交流電圧が出力されるようにその内部の各スイッチング素子７のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するゲート駆動信号を生成する回路である。インバータ制御回路６はそのゲート駆動信号を正弦波三角波比較方式により生成する。そのためにインバータ制御回路６は、基準正弦波生成回路１３、三角波生成回路１４、電圧検出回路１５、割算回路１７、掛算回路１８、比較回路１９、ゲート駆動回路２０を備えて構成される。

基準正弦波生成回路１３はインバータ主回路５に出力させる三相交流電圧の周波数に等しい周波数で振幅一定の基準正弦波電圧を生成して出力する。三角波生成回路１４はその基準正弦波電圧の周波数より十分に高い周波数で振幅一定のキャリア三角波電圧をゼロＶを基準として正負対称に出力する。電圧検出回路１５は直流母線１０、１１間の直流電圧Ｖdcを検出して出力する。

割算回路１７は、電圧検出回路１５が出力する直流電圧Ｖdcを、直流母線１０、１１間の基準直流電圧Ｖdcoで割算して結果を出力する。掛算回路１８は、三角波生成回路１４の出力するキャリア三角波電圧と割算回路１７の演算結果を掛算した値を出力する。比較回路１９は、基準正弦波生成回路１３の出力した基準正弦波電圧を掛算回路１８の出力と比較することによりキャリア三角波電圧の周波数でパルス幅変調された正弦波信号を出力する。

パルス幅変調された正弦波信号はゲート駆動回路２０にてレベル変換されゲート駆動信号としてインバータ主回路５内の各スイッチング素子７を駆動する。図のインバータ制御回路６は１相分しか示していないがゲート駆動信号は三相分が生成される。インバータ主回路５内のスイッチング素子７がそのゲート駆動信号に従ってスイッチング動作を行なうことで、出力からはパルス幅変調された三相交流電圧が出力される。

ここで、電圧検出回路１５で検出した直流母線１０、１１間の直流電圧Ｖdcの値を演算に使用する割算回路１５、掛算回路１８を設けている意味を説明する。最初に「背景技術」で説明した図８の回路構成と同様に三角波生成回路１４の出力するキャリア三角波電圧が直接に比較回路１９に入力されて基準正弦波生成回路１３の出力する基準正弦波電圧と比較される場合を考える。

基準正弦波電圧の振幅をＡ、周波数をｆ、キャリア三角波電圧の振幅をＢ（但し、Ｂ≧Ａとする。）とすると、この場合にインバータ主回路５より出力されるパルス幅変調された三相交流電圧の基本波（周波数ｆ成分）の相電圧Ｖoutは、次のように表わされる。
相電圧Ｖout＝（２／３）^1/2・Ｖdc・Ａ・sin（２πｆｔ）／Ｂ（１）式
即ち、相電圧Ｖoutは、直流母線１０、１１間の直流電圧Ｖdcと基準正弦波電圧の振幅Ａに比例し、キャリア三角波電圧の振幅Ｂに反比例する。

この場合、振幅Ａ、振幅Ｂは所望の出力電圧に対しては共に一定であるので相電圧Ｖoutは直流母線１０、１１間の直流電圧Ｖdcに比例する。従って、直流電圧Ｖdcに図９の（１）に示すような脈動が含まれていると、相電圧Ｖoutの波形は図９の（２）に示したようなひずみ成分を含んだ波形となる。

これに対して図１に示した本実施形態の回路構成の場合には、比較回路１９に入力されるキャリア三角波電圧の振幅はＢ・Ｖdc／Ｖdcoとなる。この場合の相電圧Ｖoutは、（１）式におけるＢの代わりにＢ・Ｖdc／Ｖdcoを代入して次のように表わされる。
相電圧Ｖout＝（２／３）^1/2・Ｖdco・Ａ・sin（２πｆｔ）／Ｂ（２）式

Ｖdco、Ａ、Ｂは共に一定値であるので相電圧Ｖoutは、直流母線１０、１１間の直流電圧Ｖdcの値に無関係な振幅一定の正弦波となる。即ち、図１に示すように直流母線１０、１１間の直流電圧Ｖdcを検出してキャリア三角波電圧に補正を加えると、直流電圧Ｖdcが変動したり脈動が含まれたりした場合でも相電圧Ｖoutとしてその影響を受けない一定振幅の正弦波を得ることができる。

図２は、前記補正の仕方を変えたインバータ装置の実施形態である。このインバータ装置１ａが図１に示したインバータ装置１と異なる点はインバータ制御回路６ａの構成にある。本実施形態のインバータ制御回路６ａでは、三角波生成回路１４の出力するキャリア三角波電圧は直接に比較回路１９に入力し、反対に基準正弦波生成回路１３の出力する基準正弦波電圧は、割算回路２０の出力であるＶdc／Ｖdcoの値で割算して比較回路１９に入力している。

この場合における出力の相電圧Ｖoutは、（１）式におけるＡ・sin（２πｆｔ）の代わりにＡ・sin（２πｆｔ）／（Ｖdc／Ｖdco）を代入して次のように表わされる（但し、Ｂ≧Ａ／（Ｖdc／Ｖdco）となるようにＡ、Ｂの値を決めておく。）。
相電圧Ｖout＝（２／３）^1/2・Ｖdco・Ａ・sin（２πｆｔ）／Ｂ（３）式
この（３）式は前記（２）式と同一である。即ち、この場合も相電圧Ｖoutは、直流母線１０、１１間の直流電圧Ｖdcの値に無関係な振幅一定の正弦波となる。従って、直流電圧Ｖdcが変動したり脈動が含まれたりした場合でも相電圧Ｖoutとしてその影響を受けない一定振幅の正弦波を得ることができる。

このようにインバータ主回路５内のインバータ制御回路６、６ａが生成するゲート駆動信号に対して直流母線１０、１１間の直流電圧Ｖdcによる補正を加えることで、インバータ装置の出力には直流電圧Ｖdcの変動の影響を受けない正弦波三相交流電圧を生成させることができる。

なお、インバータ制御回路６内の基準正弦波生成回路１３、三角波生成回路１４、割算回路１７、２１、掛算回路１８、比較回路１９の回路部分はアナログ回路で構成してもよいが、ＤＳＰ（Digital Signal Processor)、高速のマイクロプロセッサを使用してディジタル演算で行なうように構成すると良い。

ディジタル演算で行なう場合、前記補正の計算は演算サイクル毎に直流電圧Ｖdcをサンプリングして実行してもよいが、直流電圧Ｖdcのサンプリング・サイクルを演算サイクルより遅くし、新たなサンプリング値を得るまでは前回のサンプリング値を用いて補正するようにしてもよい。但し、そのように直流電圧Ｖdcのサンプリング・サイクルを演算サイクルより遅くする場合でも三相交流電源を電源とする場合には、補正精度を確保するためにその電源周波数の少なくとも１８倍の周波数でサンプリングを行なうとよい。

ところで、電源が三相交流電源であり整流回路３がその全波整流回路である場合には、整流された直流電圧は図９の（１）に示したような約１４％の比較的少ない脈動を含む直流電圧となる。従って、この程度の脈動であれば前記補正を行なうことで整流回路３の後に平滑用コンデンサを付加しなくても歪のない正弦波三相交流電圧を発生させ得るようにも考えられる。しかし、インバータ主回路５がスイッチング動作を行なうため、回路の配線が有するインダクタンスによって直流母線１０、１１間にサージ電圧が発生することがある。整流回路３が全波整流回路の場合には、直流母線１０、１１に流れ込んだ回生電流を三相商用電源９に流すことはできない。このため直流母線１０、１１間の直流電圧Ｖdcが異常上昇することがある。

こうしたサージ電圧による直流母線１０、１１間の直流電圧Ｖdcの異常変動を防止するために直流母線１０、１１間には周波数特性の良いコンデンサを接続しておくことが必要となる。但し、このコンデンサは、サージ電圧や回生電流による直流電圧Ｖdcの異常変動を防止することを主目的とするものであって、前述したように整流回路３の出力する直流電圧の脈動を少なくすることを主目的とするものではない。従って、その容量は小さい値で済む。但し、サージ電圧は高い周波数成分を含むために付加するコンデンサは周波数特性の良いことが要求される。

こうしたことから本実施形態のインバータ装置１、１ａでは、インバータ主回路５と直流母線１０、１１との接続部近傍に小容量のフィルムコンデンサ４を接続している。フィルムコンデンサは電解コンデンサに比べて周波数が良好で比較的高温でも使用でき、且つ経年変化が少なくて信頼性が高いなどの優れた特性を有する。

直流母線１０、１１間に発生するサージ電圧を抑制するには、フィルムコンデンサ４はインバータ主回路５内のスイッチング素子７までの距離が短くなるようにして取り付けておく必要がある。図３、図４は、フィルムコンデンサ４の取り付け方の実施例を示すものである。インバータ主回路５は、図３の分解斜視図に示すように樹脂モールドにより平板な直方体形状にモジュール化されたものを使用している。その上面の一方の端近くには直流母線１０、１１を接続するための２個の入力端子ＴＰ、ＴＮが設けられている。入力端子ＴＰ、ＴＮには螺子穴が螺設されており、直流母線１０、１１を螺子止め接続できる構造となっている。上面の他方の端近くには３個の出力端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷが設けられている。

フィルムコンデンサ４も図３の分解斜視図に示すように平板な直方体形状に形成してある。そして、その一側面の上部には幅狭で短い板状の接続端子３１、３２が突設して設けてある。接続端子３１、３２には取り付け螺子３３、３４を通す貫通孔が設けられ、それらの間隔はインバータ主回路５の前記入力端子ＴＰ、ＴＮの間隔と同じにされている。フィルムコンデンサ４は、図４に示すようにその貫通孔を使用して直流母線１０、１１と共にインバータ主回路５の入力端子ＴＰ、ＴＮに螺子止め接続して固定される。このようにしてフィルムコンデンサ４をインバータ主回路５に接続すれば、フィルムコンデンサ４とインバータ主回路５内のスイッチング素子７との間の配線距離を最短とすることができフィルムコンデンサ４によるサージ電圧抑制の効果を高めることができる。

図５、図６は、フィルムコンデンサ４の取り付け方の他の実施例を示すものである。この実施例ではフィルムコンデンサ４に直流母線１０、１１の役割を兼ねさせる形で取り付けを行なっている。フィルムコンデンサ４は図５の分解斜視図に示すように平板な直方体形状に形成してあり、その両側面を貫通して帯状の２本のコンデンサ電極３１ａ、３２ａが設けられてある。コンデンサ電極３１ａ、３２ａはフィルムコンデンサ４の電極であると同時に、各コンデンサ電極３１ａ、３２ａの一方の端から他方の端に電流を流す直流母線としての役割も果たせるように電流容量を大きくして形成してある。直流母線を兼ねる各コンデンサ電極３１ａ、３２ａの両端部には、螺子止め固定するための合計４個の貫通孔が設けられている。

フィルムコンデンサ４は図６の組立後の斜視図に示すように、一方の側面から突出しているコンデンサ電極３１ａ、３２ａ部分をその貫通孔を利用してインバータ主回路５の入力端子ＴＰ、ＴＮに螺子止め接続して固定する。同時に、他方の側面から突出しているコンデンサ電極３１ａ、３２ａ部分もその貫通孔を利用して整流回路３の出力端子ＴＰ１、ＴＮ１に螺子止め接続して固定する。

フィルムコンデンサ４をこのような構成にして取り付ければ、フィルムコンデンサ４のコンデンサ電極３１ａ、３２ａが整流回路３の出力端子ＴＰ１、ＴＮ１とインバータ主回路５の入力端子ＴＰ、ＴＮとを結ぶ直流母線１０、１１としての役割も果たす。このため、別途独立して直流母線を設ける必要がなくなる。また、フィルムコンデンサ４はインバータ主回路５の入力端子ＴＰ、ＴＮに直接接続されていることになるため、フィルムコンデンサ４とインバータ主回路５内のスイッチング素子７との間の配線距離が最短となってサージ電圧抑制の効果を高めることができる。

なお、フィルムコンデンサ４のコンデンサ電極３１ａ、３２ａの電流容量が直流母線１０、１１に要求される電流容量を満たさない場合には、その不足分を補うために図７に示すように別の直流母線１０ａ、１１ａを各コンデンサ電極３１ａ、３２ａに並列に接続すればよい。

本発明に係るインバータ装置の回路構成を示すブロック図である。本発明に係るインバータ装置の他の回路構成を示すブロック図である。フィルムコンデンサ４の取り付け方の実施例を示す分解斜視図である。図３に示す部品の取り付け後の斜視図である。フィルムコンデンサ４の取り付け方の他の実施例を示す分解斜視図である。図５に示す部品の取り付け後の斜視図である。図５の構成に対して更に直流母線を追加した構成の斜視図である。従来技術に係る図１相当図である。整流回路の出力電圧に含まれる脈動及びその影響による出力電圧波形の歪の例である。

符号の説明

図面中、１、１ａはインバータ装置、３は整流回路、４はフィルムコンデンサ、５はインバータ主回路、６はインバータ制御回路、１０、１０ａ、１１、１１ａは直流母線、１３は基準正弦波生成回路、１４は三角波生成回路、１５は電圧検出回路、１９は比較回路、３１ａ、３２ａはフィルムコンデンサの電極、ＴＰ、ＴＮはインバータ主回路の入力端子、ＴＰ１、ＴＮ１は整流回路の出力端子、Ｖdcは直流電圧を示す。

Claims

交流電源の出力を整流する整流回路（３）と、
該整流回路より直流母線（１０、１１）を経由して送られた直流電圧（Ｖdc）をスイッチングして交流電圧に変換するインバータ主回路（５）と、
該インバータ主回路より出力される前記交流電圧が前記直流電圧の変動の影響を受けないように前記直流電圧の値により補正したゲート駆動信号を前記インバータ主回路に出力するインバータ制御回路（６）と、を備え、
更に、前記インバータ主回路と前記直流母線との接続部近傍に前記直流電圧を受けるフィルムコンデンサ（４）を接続したことを特徴とするインバータ装置。
請求項１に記載のインバータ装置において、前記フィルムコンデンサの端子形状を前記インバータ主回路が前記直流電圧を受ける入力端子（ＴＰ、ＴＮ）に直接接続できる形状として、前記フィルムコンデンサを前記入力端子に直接接続したことを特徴とするインバータ装置。
請求項１に記載のインバータ装置において、前記フィルムコンデンサの電極（３１ａ
、３２ａ）を前記直流母線（１０、１１）を兼ねる形状に形成し、該フィルムコンデンサの電極にて前記整流回路（３）の出力端子（ＴＰ１、ＴＮ１）と前記インバータ主回路の入力端子（ＴＰ、ＴＮ）との間を接続したことを特徴とするインバータ装置。
請求項３に記載のインバータ装置において、前記整流回路（３）の出力端子と前記インバータ主回路の入力端子との間に更に別の直流母線（１０ａ、１１ａ）を並列接続したことを特徴とするインバータ装置。
請求項１乃至４の何れかに記載のインバータ装置において、前記整流回路は三相交流電源を全波整流する三相全波整流回路とし、前記インバータ制御回路は前記三相全波整流回路が出力する直流電圧を前記三相交流電源の周波数の少なくとも１８倍の周波数でサンプリングし、該サンプリングで検出した直流電圧の値でもって前記補正を行なうことを特徴とするインバータ装置。