JP2002125363A - 電力用半導体素子のゲート駆動回路 - Google Patents
電力用半導体素子のゲート駆動回路Info
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- JP2002125363A JP2002125363A JP2000311951A JP2000311951A JP2002125363A JP 2002125363 A JP2002125363 A JP 2002125363A JP 2000311951 A JP2000311951 A JP 2000311951A JP 2000311951 A JP2000311951 A JP 2000311951A JP 2002125363 A JP2002125363 A JP 2002125363A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 特に、駆動運転時におけるターンオフ損失を
低減させる。 【解決手段】 ＩＧＢＴ等の電力用半導体素子から構成
されるインバータの直流電圧を分圧回路Ｒ４，Ｒ５を介
して検出し、その出力ＶｄをコンパレータＣＰ１で基準
値と比較して基準値以下のときは、電流変化率ｄｉ／ｄ
ｔも低くて良いので、アンドゲートＡＮ１を介してスイ
ッチＳ３をオンとし、ＩＧＢＴのゲート抵抗値を抵抗Ｒ
２とＲ３の並列抵抗値として抵抗値を下げることによ
り、ターンオフ損失の低減を図る。
低減させる。 【解決手段】 ＩＧＢＴ等の電力用半導体素子から構成
されるインバータの直流電圧を分圧回路Ｒ４，Ｒ５を介
して検出し、その出力ＶｄをコンパレータＣＰ１で基準
値と比較して基準値以下のときは、電流変化率ｄｉ／ｄ
ｔも低くて良いので、アンドゲートＡＮ１を介してスイ
ッチＳ３をオンとし、ＩＧＢＴのゲート抵抗値を抵抗Ｒ
２とＲ３の並列抵抗値として抵抗値を下げることによ
り、ターンオフ損失の低減を図る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、インバータなど
の電力変換装置を構成する電力用半導体素子のゲートを
駆動するためのゲート駆動回路に関する。
の電力変換装置を構成する電力用半導体素子のゲートを
駆動するためのゲート駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４に電力用半導体素子として、ＩＧＢ
Ｔ（絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ）を用いたイ
ンバータの一般的な例を示す。同図において、１１は直
流電源回路、１２はＩＧＢＴおよびダイオードよりなり
直流を交流に変換するインバータ回路、１３はＩＧＢＴ
のドライブ回路、１４はＩＧＢＴがターンオフする際の
サージ電圧からＩＧＢＴを保護するためのスナバコンデ
ンサ、１５（Ｌ）はスナバコンデンサ１４とインバータ
回路１２間の配線インダクタンス、１６はモータなどの
負荷である。なお、上記ドライブ回路１３は各素子に対
して設けられる。
Ｔ（絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ）を用いたイ
ンバータの一般的な例を示す。同図において、１１は直
流電源回路、１２はＩＧＢＴおよびダイオードよりなり
直流を交流に変換するインバータ回路、１３はＩＧＢＴ
のドライブ回路、１４はＩＧＢＴがターンオフする際の
サージ電圧からＩＧＢＴを保護するためのスナバコンデ
ンサ、１５（Ｌ）はスナバコンデンサ１４とインバータ
回路１２間の配線インダクタンス、１６はモータなどの
負荷である。なお、上記ドライブ回路１３は各素子に対
して設けられる。
【０００３】図５に、図４で用いられるドライブ回路の
具体例を示す。１３Ａは回路駆動用の電源、Ｓ１はＩＧ
ＢＴをターンオンさせるためのスイッチ素子で、Ｒ１は
ターンオン用のゲート抵抗である。また、Ｓ２はＩＧＢ
Ｔをターンオフさせるためのスイッチ素子で、Ｒ２はタ
ーンオフ用のゲート抵抗である。スイッチ素子Ｓ１，Ｓ
２は制御部１３Ｂからのオン指令信号１３Ｃまたはオフ
指令信号１３Ｄによって動作する。
具体例を示す。１３Ａは回路駆動用の電源、Ｓ１はＩＧ
ＢＴをターンオンさせるためのスイッチ素子で、Ｒ１は
ターンオン用のゲート抵抗である。また、Ｓ２はＩＧＢ
Ｔをターンオフさせるためのスイッチ素子で、Ｒ２はタ
ーンオフ用のゲート抵抗である。スイッチ素子Ｓ１，Ｓ
２は制御部１３Ｂからのオン指令信号１３Ｃまたはオフ
指令信号１３Ｄによって動作する。
【０００４】図６にドライブ回路の別の例を示す。これ
は、ＩＧＢＴに流れているコレクタ電流値に応じて、ゲ
ート抵抗値を切り換えるもので、符号Ｉｄはコレクタ電
流の検出信号を示す。コレクタ電流検出方式としては、
例えば図８〜図１０に示すように、ＩＧＢＴの第２のエ
ミッタにセンス抵抗を接続したもの（図８）、ＩＧＢＴ
のエミッタにシャント抵抗を接続したもの（図９）、Ｉ
ＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEを利用するもの
（図１０）等がある。
は、ＩＧＢＴに流れているコレクタ電流値に応じて、ゲ
ート抵抗値を切り換えるもので、符号Ｉｄはコレクタ電
流の検出信号を示す。コレクタ電流検出方式としては、
例えば図８〜図１０に示すように、ＩＧＢＴの第２のエ
ミッタにセンス抵抗を接続したもの（図８）、ＩＧＢＴ
のエミッタにシャント抵抗を接続したもの（図９）、Ｉ
ＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEを利用するもの
（図１０）等がある。
【０００５】図６の符号ＣＰ２〜ＣＰ４はコンパレータ
で、コレクタ電流検出値Ｉｄを基準電圧Ｅ１をそれぞれ
抵抗Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８で分圧した値と比較して、コレク
タ電流値の大きさを判別する。Ｌ１〜Ｌ３はラッチ回路
で、オフ指令信号１３Ｄに同期してコンパレータＣＰ２
〜ＣＰ４の出力レベルをラッチする。ＲＡ〜ＲＤはター
ンオフ用のゲート抵抗で、コレクタ電流値のレベルに応
じた最適なゲート抵抗値が、スイッチ素子ＳＡ〜ＳＤの
オン，オフ状態により選択される。つまり、コレクタ電
流が小さいときは低抵抗値（並列抵抗数を多くし）を選
択し、コレクタ電流が大きいときは高抵抗値（並列抵抗
数を少なくし）を選択する。
で、コレクタ電流検出値Ｉｄを基準電圧Ｅ１をそれぞれ
抵抗Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８で分圧した値と比較して、コレク
タ電流値の大きさを判別する。Ｌ１〜Ｌ３はラッチ回路
で、オフ指令信号１３Ｄに同期してコンパレータＣＰ２
〜ＣＰ４の出力レベルをラッチする。ＲＡ〜ＲＤはター
ンオフ用のゲート抵抗で、コレクタ電流値のレベルに応
じた最適なゲート抵抗値が、スイッチ素子ＳＡ〜ＳＤの
オン，オフ状態により選択される。つまり、コレクタ電
流が小さいときは低抵抗値（並列抵抗数を多くし）を選
択し、コレクタ電流が大きいときは高抵抗値（並列抵抗
数を少なくし）を選択する。
【０００６】図７にドライブ回路のさらに別の例を示
す。これは、ＩＧＢＴのターンオフ動作中にゲート抵抗
値を切り換えるもので、検出回路ＤＥを設けて構成され
る。この検出回路ＤＥはＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ
間電圧ＶCEを検出し、その出力信号Ｖｓ（ＶCE相当）を
基準電圧Ｖｒｅｆ０と比較し、これ以上になったらアン
ドゲートＡＮ３を閉じ、スイッチＳ３をオフとして、ゲ
ート抵抗をＲ２とＲ３を並列接続した低抵抗から、抵抗
Ｒ２のみの高抵抗へと切り換える。
す。これは、ＩＧＢＴのターンオフ動作中にゲート抵抗
値を切り換えるもので、検出回路ＤＥを設けて構成され
る。この検出回路ＤＥはＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ
間電圧ＶCEを検出し、その出力信号Ｖｓ（ＶCE相当）を
基準電圧Ｖｒｅｆ０と比較し、これ以上になったらアン
ドゲートＡＮ３を閉じ、スイッチＳ３をオフとして、ゲ
ート抵抗をＲ２とＲ３を並列接続した低抵抗から、抵抗
Ｒ２のみの高抵抗へと切り換える。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図１１にＩＧＢＴのタ
ーンオフ波形を示す。図示のように、ターンオフ時に発
生するサージ電圧（ΔＶ）は、配線インダクタンス値Ｌ
（図４の符号１５参照）との積（Ｌ・ｄｉ／ｄｔ）とな
る。また一般に、ＩＧＢＴの電流が零になるまでのフォ
ール期間中のｄｉ／ｄｔは、ターンオフ用のゲート抵抗
の抵抗値が小さいほどその値は高くなり、サージ電圧も
それに伴って高くなり、このサージ電圧と直流電圧（Ｅ
ｄ）との和がＩＧＢＴの電圧定格以上となった場合、Ｉ
ＧＢＴが破壊するおそれがある。そのため、ゲート駆動
回路のターンオフ用のゲート抵抗値の決定には、ｄｉ／
ｄｔの値と直流電圧の最大値とを考慮して決定する必要
がある。
ーンオフ波形を示す。図示のように、ターンオフ時に発
生するサージ電圧（ΔＶ）は、配線インダクタンス値Ｌ
（図４の符号１５参照）との積（Ｌ・ｄｉ／ｄｔ）とな
る。また一般に、ＩＧＢＴの電流が零になるまでのフォ
ール期間中のｄｉ／ｄｔは、ターンオフ用のゲート抵抗
の抵抗値が小さいほどその値は高くなり、サージ電圧も
それに伴って高くなり、このサージ電圧と直流電圧（Ｅ
ｄ）との和がＩＧＢＴの電圧定格以上となった場合、Ｉ
ＧＢＴが破壊するおそれがある。そのため、ゲート駆動
回路のターンオフ用のゲート抵抗値の決定には、ｄｉ／
ｄｔの値と直流電圧の最大値とを考慮して決定する必要
がある。
【０００８】通常、交流２００Ｖ入力のインバータにお
いては、通常の運転（モータ運転）においては、直流中
間電圧は２７０Ｖ程度となるが、負荷モータのエネルギ
ーが連続回生するような運転（モータ回生運転）となっ
た場合、直流電圧（Ｅｄ）は上昇する。通常はインバー
タ装置で直流電圧の過電圧トリップを設定しているた
め、ある設定値以上とならないよう抑制されるが、サー
ジ電圧はゲート抵抗値によって決まるため、ゲート抵抗
値の決定は、上記過電圧トリップレベルとＩＧＢＴの電
圧定格から決まる許容サージ電圧値からその決定を行な
う必要がある。そのため、回生運転中など直流電圧がト
リップレベル付近まで上昇しているときは、サージ電圧
＋直流電圧でＩＧＢＴの電圧定格に対して余裕のない状
態となるが、一方直流電圧が低い一般的駆動運転では、
電圧定格的に余裕があるということになる。また、損失
的に見れば、駆動運転時においてはサージ電圧的に余裕
のある運転と言うことになるため、その分不必要に大き
いゲート抵抗値によるターンオフ損失の大きい状態で駆
動していると言うことになる。したがって、この発明の
課題は、特に、駆動運転時のターンオフ損失を増加させ
ないようにすることにある。
いては、通常の運転（モータ運転）においては、直流中
間電圧は２７０Ｖ程度となるが、負荷モータのエネルギ
ーが連続回生するような運転（モータ回生運転）となっ
た場合、直流電圧（Ｅｄ）は上昇する。通常はインバー
タ装置で直流電圧の過電圧トリップを設定しているた
め、ある設定値以上とならないよう抑制されるが、サー
ジ電圧はゲート抵抗値によって決まるため、ゲート抵抗
値の決定は、上記過電圧トリップレベルとＩＧＢＴの電
圧定格から決まる許容サージ電圧値からその決定を行な
う必要がある。そのため、回生運転中など直流電圧がト
リップレベル付近まで上昇しているときは、サージ電圧
＋直流電圧でＩＧＢＴの電圧定格に対して余裕のない状
態となるが、一方直流電圧が低い一般的駆動運転では、
電圧定格的に余裕があるということになる。また、損失
的に見れば、駆動運転時においてはサージ電圧的に余裕
のある運転と言うことになるため、その分不必要に大き
いゲート抵抗値によるターンオフ損失の大きい状態で駆
動していると言うことになる。したがって、この発明の
課題は、特に、駆動運転時のターンオフ損失を増加させ
ないようにすることにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、請求項１の発明では、電力変換装置を構成する
電力用半導体素子を駆動するゲート駆動回路において、
前記電力変換装置の直流部の電圧を検出する検出手段
と、素子のゲート抵抗値を可変にする抵抗可変回路とを
設け、前記検出電圧値がある設定値以下になったとき
は、ゲート抵抗値を低減することを特徴とする。
るため、請求項１の発明では、電力変換装置を構成する
電力用半導体素子を駆動するゲート駆動回路において、
前記電力変換装置の直流部の電圧を検出する検出手段
と、素子のゲート抵抗値を可変にする抵抗可変回路とを
設け、前記検出電圧値がある設定値以下になったとき
は、ゲート抵抗値を低減することを特徴とする。
【００１０】請求項２の発明では、電力変換装置を構成
する電力用半導体素子を駆動するゲート駆動回路におい
て、前記電力変換装置の直流部の電圧を検出する検出手
段と、素子に流れるコレクタ電流値をその設定値と比較
し比較結果に応じて素子のゲート抵抗値を可変にする抵
抗可変回路とを設け、前記検出電圧値がある設定値以下
になったときは、前記コレクタ電流設定値を高くするこ
とを特徴とする。
する電力用半導体素子を駆動するゲート駆動回路におい
て、前記電力変換装置の直流部の電圧を検出する検出手
段と、素子に流れるコレクタ電流値をその設定値と比較
し比較結果に応じて素子のゲート抵抗値を可変にする抵
抗可変回路とを設け、前記検出電圧値がある設定値以下
になったときは、前記コレクタ電流設定値を高くするこ
とを特徴とする。
【００１１】請求項３の発明では、電力変換装置を構成
する電力用半導体素子を駆動するゲート駆動回路におい
て、前記電力変換装置の直流部の電圧を検出する検出手
段と、素子のターンオフ動作中に素子のゲート抵抗値を
可変にする抵抗可変回路と、この抵抗可変回路を制御す
る制御回路とを設け、前記検出電圧値がある設定値以下
になったときは、前記制御回路をして前記抵抗可変回路
におけるゲート抵抗値の切り換えを行なわないことを特
徴とする。
する電力用半導体素子を駆動するゲート駆動回路におい
て、前記電力変換装置の直流部の電圧を検出する検出手
段と、素子のターンオフ動作中に素子のゲート抵抗値を
可変にする抵抗可変回路と、この抵抗可変回路を制御す
る制御回路とを設け、前記検出電圧値がある設定値以下
になったときは、前記制御回路をして前記抵抗可変回路
におけるゲート抵抗値の切り換えを行なわないことを特
徴とする。
【００１２】すなわち、この発明は、ＩＧＢＴの電圧定
格は絶対的であり、ターンオフ時のサージ電圧値の許容
値は、直流電圧値によって変化すると言う点に着目して
なされたものである。したがって、直流電圧値が駆動運
転時のように低いときは、請求項１の発明のように低い
ゲート抵抗値でターンオフさせ、または、請求項２の発
明のように請求項１の場合よりも一層大きい電流値まで
低抵抗でターンオフさせ、もしくは、請求項３の発明の
ようにターンオフ動作中は不必要に高抵抗にしないよう
にする。つまり、直流電圧値に応じてゲート抵抗値を変
えることで、ＩＧＢＴに印加する最大電圧値を一定にし
てターンオフさせ、損失を低減するものである。
格は絶対的であり、ターンオフ時のサージ電圧値の許容
値は、直流電圧値によって変化すると言う点に着目して
なされたものである。したがって、直流電圧値が駆動運
転時のように低いときは、請求項１の発明のように低い
ゲート抵抗値でターンオフさせ、または、請求項２の発
明のように請求項１の場合よりも一層大きい電流値まで
低抵抗でターンオフさせ、もしくは、請求項３の発明の
ようにターンオフ動作中は不必要に高抵抗にしないよう
にする。つまり、直流電圧値に応じてゲート抵抗値を変
えることで、ＩＧＢＴに印加する最大電圧値を一定にし
てターンオフさせ、損失を低減するものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の第１の実施の形
態を示す回路図である。これは、図５に示すものに対し
抵抗Ｒ４，Ｒ５の分圧回路からなり、インバータ部の直
流電圧を検出する電圧検出回路，コンパレータＣＰ１，
アンドゲートＡＮ１等を付加して構成される。以下で
は、主として従来例との相違点についてのみ説明する。
コンパレータＣＰ１は、電圧検出回路からの出力Ｖｄを
設定値Ｖｒｅｆと比較し、設定値以下の場合は直流電圧
値は低圧状態であると判断し、アンドゲートＡＮ１を介
してスイッチＳ３をオンさせる。これにより、ターンオ
フ用のゲート抵抗値は抵抗Ｒ２とＲ３の並列分となるた
め、抵抗Ｒ２のみで駆動していた場合に比べて低抵抗と
なる。また、上アーム側はコンパレータＣＰ１の出力信
号を、絶縁，レベルシフト回路ＡＬなどで信号伝達する
ことで同様に駆動することができる。
態を示す回路図である。これは、図５に示すものに対し
抵抗Ｒ４，Ｒ５の分圧回路からなり、インバータ部の直
流電圧を検出する電圧検出回路，コンパレータＣＰ１，
アンドゲートＡＮ１等を付加して構成される。以下で
は、主として従来例との相違点についてのみ説明する。
コンパレータＣＰ１は、電圧検出回路からの出力Ｖｄを
設定値Ｖｒｅｆと比較し、設定値以下の場合は直流電圧
値は低圧状態であると判断し、アンドゲートＡＮ１を介
してスイッチＳ３をオンさせる。これにより、ターンオ
フ用のゲート抵抗値は抵抗Ｒ２とＲ３の並列分となるた
め、抵抗Ｒ２のみで駆動していた場合に比べて低抵抗と
なる。また、上アーム側はコンパレータＣＰ１の出力信
号を、絶縁，レベルシフト回路ＡＬなどで信号伝達する
ことで同様に駆動することができる。
【００１４】図２に、この発明の第２の実施の形態を示
す。これは、図６に示す従来例に対し、電圧検出回路Ｄ
Ｄ，コンパレータＣＰ１，インバータゲートＩＮ１およ
びスイッチ素子ＳＷ等を付加して構成される。コンパレ
ータＣＰ１は電圧検出回路ＤＤからの出力Ｖｄを設定値
Ｖｒｅｆと比較し、設定値以下の場合は直流電圧値は低
圧状態であると判断し、ゲートＩＮ１を介して通常オン
のスイッチ素子ＳＷをオフさせる。これにより、ターン
オフ用のゲート抵抗ＲＡ〜ＲＤを切り換えるための電流
設定値が、スイッチ素子ＳＷがオンしている場合に比べ
て高くなり、一層大きい電流値まで低抵抗でターンオフ
させることが可能となる。
す。これは、図６に示す従来例に対し、電圧検出回路Ｄ
Ｄ，コンパレータＣＰ１，インバータゲートＩＮ１およ
びスイッチ素子ＳＷ等を付加して構成される。コンパレ
ータＣＰ１は電圧検出回路ＤＤからの出力Ｖｄを設定値
Ｖｒｅｆと比較し、設定値以下の場合は直流電圧値は低
圧状態であると判断し、ゲートＩＮ１を介して通常オン
のスイッチ素子ＳＷをオフさせる。これにより、ターン
オフ用のゲート抵抗ＲＡ〜ＲＤを切り換えるための電流
設定値が、スイッチ素子ＳＷがオンしている場合に比べ
て高くなり、一層大きい電流値まで低抵抗でターンオフ
させることが可能となる。
【００１５】図３に、この発明の第３の実施の形態を示
す。これは、図７に示す従来例に対し、電圧検出回路Ｄ
Ｄ，コンパレータＣＰ１，インバータゲートＩＮ１およ
びアンドゲートＡＮ２等を付加して構成される。コンパ
レータＣＰ１は電圧検出回路ＤＤからの出力Ｖｄを設定
値Ｖｒｅｆと比較し、設定値以下の場合は直流電圧値は
低圧状態であると判断し、ゲートＩＮ１およびＡＮ２を
介して、スイッチ素子Ｓ３が検出回路ＤＥからのＶCE検
出値に応じてオフするのを阻止する。これにより、ター
ンオフ用のゲート抵抗値は抵抗Ｒ２とＲ３との並列分で
駆動される。
す。これは、図７に示す従来例に対し、電圧検出回路Ｄ
Ｄ，コンパレータＣＰ１，インバータゲートＩＮ１およ
びアンドゲートＡＮ２等を付加して構成される。コンパ
レータＣＰ１は電圧検出回路ＤＤからの出力Ｖｄを設定
値Ｖｒｅｆと比較し、設定値以下の場合は直流電圧値は
低圧状態であると判断し、ゲートＩＮ１およびＡＮ２を
介して、スイッチ素子Ｓ３が検出回路ＤＥからのＶCE検
出値に応じてオフするのを阻止する。これにより、ター
ンオフ用のゲート抵抗値は抵抗Ｒ２とＲ３との並列分で
駆動される。
【００１６】以上では、直流電圧との比較を１回路で実
現しているが、複数の比較回路を設けて各電圧毎に抵抗
を切り換えるようにすることもできる。
現しているが、複数の比較回路を設けて各電圧毎に抵抗
を切り換えるようにすることもできる。
【００１７】
【発明の効果】この発明によれば、直流電圧が上昇しな
い通常のモータ駆動時には、低ゲート抵抗による低ター
ンオフ損失駆動が可能となり、その結果、通常の駆動運
転状態で設計される放熱フィンの小型化などによる、装
置の小型化が可能となる。
い通常のモータ駆動時には、低ゲート抵抗による低ター
ンオフ損失駆動が可能となり、その結果、通常の駆動運
転状態で設計される放熱フィンの小型化などによる、装
置の小型化が可能となる。
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す構成図であ
る。
る。
【図２】この発明の第２の実施の形態を示す構成図であ
る。
る。
【図３】この発明の第３の実施の形態を示す構成図であ
る。
る。
【図４】インバータ主回路の従来例を示す概要図であ
る。
る。
【図５】一般的なＩＧＢＴドライブ回路の第１の具体例
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図６】一般的なＩＧＢＴドライブ回路の第２の具体例
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図７】一般的なＩＧＢＴドライブ回路の第３の具体例
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図８】コレクタ電流の第１の検出方式説明図である。
【図９】コレクタ電流の第２の検出方式説明図である。
【図１０】コレクタ電流の第３の検出方式説明図であ
る。
る。
【図１１】ＩＧＢＴターンオフ時の動作説明図である。
ＤＤ…電圧検出回路、ＣＰ１〜ＣＰ５…コンパレータ回
路、ＡＮ１〜ＡＮ３，ＩＮ１…ゲート、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ
３，ＳＷ…スイッチ素子、Ｒ１〜Ｒ９，ＲＡ〜ＲＤ…抵
抗、Ｌ１〜Ｌ３…ラッチ回路、ＤＥ…検出回路、ＡＬ…
絶縁，レベル変換回路、１１…直流電源回路、１２…イ
ンバータ回路、１３…ドライブ回路、１３Ａ…電源、１
３Ｂ…制御部、１３Ｃ…オン指令、１３Ｄ…オフ指令、
１４…スナバコンデンサ、１５…配線インダクタンス、
１６…負荷（モータ）。
路、ＡＮ１〜ＡＮ３，ＩＮ１…ゲート、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ
３，ＳＷ…スイッチ素子、Ｒ１〜Ｒ９，ＲＡ〜ＲＤ…抵
抗、Ｌ１〜Ｌ３…ラッチ回路、ＤＥ…検出回路、ＡＬ…
絶縁，レベル変換回路、１１…直流電源回路、１２…イ
ンバータ回路、１３…ドライブ回路、１３Ａ…電源、１
３Ｂ…制御部、１３Ｃ…オン指令、１３Ｄ…オフ指令、
１４…スナバコンデンサ、１５…配線インダクタンス、
１６…負荷（モータ）。
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Claims (3)
- 【請求項１】 電力変換装置を構成する電力用半導体素
子を駆動するゲート駆動回路において、 前記電力変換装置の直流部の電圧を検出する検出手段
と、素子のゲート抵抗値を可変にする抵抗可変回路とを
設け、前記検出電圧値がある設定値以下になったとき
は、ゲート抵抗値を低減することを特徴とする電力用半
導体素子のゲート駆動回路。 - 【請求項２】 電力変換装置を構成する電力用半導体素
子を駆動するゲート駆動回路において、 前記電力変換装置の直流部の電圧を検出する検出手段
と、素子に流れるコレクタ電流値をその設定値と比較し
比較結果に応じて素子のゲート抵抗値を可変にする抵抗
可変回路とを設け、前記検出電圧値がある設定値以下に
なったときは、前記コレクタ電流設定値を高くすること
を特徴とする電力用半導体素子のゲート駆動回路。 - 【請求項３】 電力変換装置を構成する電力用半導体素
子を駆動するゲート駆動回路において、 前記電力変換装置の直流部の電圧を検出する検出手段
と、素子のターンオフ動作中に素子のゲート抵抗値を可
変にする抵抗可変回路と、この抵抗可変回路を制御する
制御回路とを設け、前記検出電圧値がある設定値以下に
なったときは、前記制御回路をして前記抵抗可変回路に
おけるゲート抵抗値の切り換えを行なわないことを特徴
とする電力用半導体素子のゲート駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000311951A JP2002125363A (ja) | 2000-10-12 | 2000-10-12 | 電力用半導体素子のゲート駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000311951A JP2002125363A (ja) | 2000-10-12 | 2000-10-12 | 電力用半導体素子のゲート駆動回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002125363A true JP2002125363A (ja) | 2002-04-26 |
Family
ID=18791630
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000311951A Pending JP2002125363A (ja) | 2000-10-12 | 2000-10-12 | 電力用半導体素子のゲート駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
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