JPH04340367A - Ｐｗｍコンバータの制御装置 - Google Patents
Ｐｗｍコンバータの制御装置Info
- Publication number
- JPH04340367A JPH04340367A JP10802791A JP10802791A JPH04340367A JP H04340367 A JPH04340367 A JP H04340367A JP 10802791 A JP10802791 A JP 10802791A JP 10802791 A JP10802791 A JP 10802791A JP H04340367 A JPH04340367 A JP H04340367A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 34
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 14
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract 1
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】［発明の目的］
【０００２】
【産業上の利用分野】この発明は、電鉄用主電動機を駆
動する装置に用いられるＰＷＭコンバータの制御装置に
関する。
動する装置に用いられるＰＷＭコンバータの制御装置に
関する。
【０００３】
【従来の技術】従来一般に、交流架線よりき電する電鉄
用主電動機駆動装置として、交流−直流変換にＰＷＭコ
ンバータを用い、さらに可変電圧可変周波数の直流−交
流変換を行なって交流主電動機に交流電力を供給するた
めに可変電圧可変周波数インバータを用いたものが広く
用いられている。
用主電動機駆動装置として、交流−直流変換にＰＷＭコ
ンバータを用い、さらに可変電圧可変周波数の直流−交
流変換を行なって交流主電動機に交流電力を供給するた
めに可変電圧可変周波数インバータを用いたものが広く
用いられている。
【０００４】このような従来の電鉄用主電動機駆動装置
におけるＰＷＭコンバータに対するＰＷＭ制御のための
制御装置としては、入力される交流電力の交流電圧を検
出する交流電圧検出手段と、入力される交流電力の電流
を検出する電流検出手段と、出力される直流電力の直流
電圧を検出する直流電圧検出手段と、これら各々の検出
手段の交流電圧検出信号、電流検出信号および直流電圧
検出信号それぞれをアナログ−ディジタル変換するＡ／
Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変換手段の変換した電流、電
圧ディジタル信号を用いて電圧、電流のＰＷＭ制御演算
処理を実行するプロセッサと、このプロセッサの制御開
始タイミングを指示するタイマとから構成されるものが
知られている。
におけるＰＷＭコンバータに対するＰＷＭ制御のための
制御装置としては、入力される交流電力の交流電圧を検
出する交流電圧検出手段と、入力される交流電力の電流
を検出する電流検出手段と、出力される直流電力の直流
電圧を検出する直流電圧検出手段と、これら各々の検出
手段の交流電圧検出信号、電流検出信号および直流電圧
検出信号それぞれをアナログ−ディジタル変換するＡ／
Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変換手段の変換した電流、電
圧ディジタル信号を用いて電圧、電流のＰＷＭ制御演算
処理を実行するプロセッサと、このプロセッサの制御開
始タイミングを指示するタイマとから構成されるものが
知られている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】このような従来のＰＷ
Ｍコンバータの制御装置では、プロセッサの制御タイミ
ング、すなわちサイクルタイムが電源周波数とは無関係
に選択されており、その結果として、電源周波数とプロ
セッサのサイクルタイムによって決まるサンプリング周
波数との間の最小公倍数のさらにてい数倍の信号がｎ次
高調波に重畳されることになっていた。
Ｍコンバータの制御装置では、プロセッサの制御タイミ
ング、すなわちサイクルタイムが電源周波数とは無関係
に選択されており、その結果として、電源周波数とプロ
セッサのサイクルタイムによって決まるサンプリング周
波数との間の最小公倍数のさらにてい数倍の信号がｎ次
高調波に重畳されることになっていた。
【０００６】ところが、通常、電気車に対するＡＴＣを
始めとする信号は、電源周波数のてい数倍以外の周波数
は電気車から出ないものとして設計されているために、
上記の重畳される電源周波数のてい数倍以外の周波数成
分は信号誤認を引き起こすという悪影響を与えることが
ある問題点があった。
始めとする信号は、電源周波数のてい数倍以外の周波数
は電気車から出ないものとして設計されているために、
上記の重畳される電源周波数のてい数倍以外の周波数成
分は信号誤認を引き起こすという悪影響を与えることが
ある問題点があった。
【０００７】この発明は、このような従来の問題点に鑑
みなされたもので、電源周波数のてい数倍以外の高調波
成分が信号に重畳することがないＰＷＭコンバータの制
御装置を提供することを目的とする。
みなされたもので、電源周波数のてい数倍以外の高調波
成分が信号に重畳することがないＰＷＭコンバータの制
御装置を提供することを目的とする。
【０００８】［発明の構成］
【０００９】
【課題を解決するための手段】この発明のＰＷＭコンバ
ータの制御装置は、入力される交流電力の交流電圧を検
出する交流電圧検出手段と、前記入力される交流電力の
電流を検出する電流検出手段と、出力される直流電力の
直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記交流電圧
検出手段の検出した交流電圧検出信号、電流検出手段と
の検出した電流検出信号、および直流電圧検出手段の検
出した直流電圧検出信号各々をアナログ−ディジタル変
換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段の変換し
た電流、電圧ディジタル信号を用いて電圧、電流のＰＷ
Ｍ制御演算処理を実行するプロセッサと、前記プロセッ
サの制御開始タイミングを指示するタイマであって、そ
のサンプリング周波数として、電源周波数のてい数倍の
ものを与えるタイマとを備えたものである。
ータの制御装置は、入力される交流電力の交流電圧を検
出する交流電圧検出手段と、前記入力される交流電力の
電流を検出する電流検出手段と、出力される直流電力の
直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記交流電圧
検出手段の検出した交流電圧検出信号、電流検出手段と
の検出した電流検出信号、および直流電圧検出手段の検
出した直流電圧検出信号各々をアナログ−ディジタル変
換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段の変換し
た電流、電圧ディジタル信号を用いて電圧、電流のＰＷ
Ｍ制御演算処理を実行するプロセッサと、前記プロセッ
サの制御開始タイミングを指示するタイマであって、そ
のサンプリング周波数として、電源周波数のてい数倍の
ものを与えるタイマとを備えたものである。
【００１０】
【作用】この発明のＰＷＭコンバータの制御装置では、
各々の検出手段からの交流電圧信号、交流電流検出信号
、直流電圧検出信号それぞれを用いてＰＷＭ制御演算処
理を行なう際、タイマが決める所定のサンプリング周波
数に従ってプロセッサが周期的にＰＷＭ制御演算を行な
う。
各々の検出手段からの交流電圧信号、交流電流検出信号
、直流電圧検出信号それぞれを用いてＰＷＭ制御演算処
理を行なう際、タイマが決める所定のサンプリング周波
数に従ってプロセッサが周期的にＰＷＭ制御演算を行な
う。
【００１１】そして、このプロセッサのＰＷＭ制御演算
処理の各タイミングを決定するサンプリング周波数とし
て、タイマは、電源周波数のてい数倍のものを与えるよ
うにすることにより、制御信号に重畳する周波数成分と
しては、電源周波数のてい数倍となったサンプリング周
波数のものだけとなり、それ以外の周波数成分が信号に
重畳されることがなく、信号の誤認を発生しにくくする
ことができる。
処理の各タイミングを決定するサンプリング周波数とし
て、タイマは、電源周波数のてい数倍のものを与えるよ
うにすることにより、制御信号に重畳する周波数成分と
しては、電源周波数のてい数倍となったサンプリング周
波数のものだけとなり、それ以外の周波数成分が信号に
重畳されることがなく、信号の誤認を発生しにくくする
ことができる。
【００１２】
【実施例】以下、この発明の実施例を図に基づいて詳説
する。
する。
【００１３】図３は一般的な交流き電の電鉄用主電動機
駆動装置の回路構成を示しており、交流架線からき電す
るためのパンタグラフ１、主トランス２、交流−直流変
換を行なうＰＷＭコンバータ３、このコンバータ３の直
流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換する可変
電圧可変周波数インバータ４、このインバータ４の出力
によって駆動される主電動機５を備えている。
駆動装置の回路構成を示しており、交流架線からき電す
るためのパンタグラフ１、主トランス２、交流−直流変
換を行なうＰＷＭコンバータ３、このコンバータ３の直
流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換する可変
電圧可変周波数インバータ４、このインバータ４の出力
によって駆動される主電動機５を備えている。
【００１４】さらに、６は車輪、７はコンバータ制御装
置、８は主トランス２の二次電流を検出するための電流
検出器、９は主トランス２の三次電圧を検出するための
交流電圧検出器、１０はコンデンサ、１１は直流電圧検
出器である。
置、８は主トランス２の二次電流を検出するための電流
検出器、９は主トランス２の三次電圧を検出するための
交流電圧検出器、１０はコンデンサ、１１は直流電圧検
出器である。
【００１５】そして、この電鉄用主電動機駆動装置では
、パンタグラフ１よりき電された電力が、主トランス２
を通してＰＷＭコンバータ３に入力する。そして、ＰＷ
Ｍコンバータ３によって交流−直流変換され、コンデン
サ１０を介して可変電圧可変周波数インバータ４に供給
される。
、パンタグラフ１よりき電された電力が、主トランス２
を通してＰＷＭコンバータ３に入力する。そして、ＰＷ
Ｍコンバータ３によって交流−直流変換され、コンデン
サ１０を介して可変電圧可変周波数インバータ４に供給
される。
【００１６】可変電圧可変周波数インバータ４では、主
電動機５を駆動するための可変電圧可変周波数の三相交
流を発生し、電気車を駆動する。
電動機５を駆動するための可変電圧可変周波数の三相交
流を発生し、電気車を駆動する。
【００１７】そして、コンバータ３による交流−直流変
換の制御は制御装置７によって行なわれ、インバータ４
による直流−交流変換の制御は図に示していないインバ
ータ制御装置によって行なわれる。
換の制御は制御装置７によって行なわれ、インバータ４
による直流−交流変換の制御は図に示していないインバ
ータ制御装置によって行なわれる。
【００１８】ＰＷＭコンバータ３の制御装置７は、図３
に示すように、電流検出器８からの交流入力電流の検出
信号Ｉｓ、電圧検出器９からの交流入力電圧の検出信号
Ｖｓ、および電圧検出器１１からの直流電圧検出信号Ｖ
ｄを入力としており、図１に示す構成を備えている。
に示すように、電流検出器８からの交流入力電流の検出
信号Ｉｓ、電圧検出器９からの交流入力電圧の検出信号
Ｖｓ、および電圧検出器１１からの直流電圧検出信号Ｖ
ｄを入力としており、図１に示す構成を備えている。
【００１９】すなわち、前記各入力Ｉｓ、Ｖｓ、Ｖｄを
Ａ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器１２ａ〜１２ｃ、電圧検出
値Ｖｄと電圧指令値Ｖｄ＊との偏差を計算する加算器１
３、フィードバック制御演算器１４、乗算器１５、また
、電流検出値Ｉｓと乗算器１５の出力との偏差を計算す
る加算器１６、フィードバック制御演算器１７、このフ
ィードバック制御演算器１７の出力と電圧検出値Ｖｓと
の偏差を計算する加算器１８、さらに、この出力Ｖｃを
キャリア発生器１９からのキャリアと比較するコンパレ
ータ２０、およびゲート増幅器２１を備えている。
Ａ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器１２ａ〜１２ｃ、電圧検出
値Ｖｄと電圧指令値Ｖｄ＊との偏差を計算する加算器１
３、フィードバック制御演算器１４、乗算器１５、また
、電流検出値Ｉｓと乗算器１５の出力との偏差を計算す
る加算器１６、フィードバック制御演算器１７、このフ
ィードバック制御演算器１７の出力と電圧検出値Ｖｓと
の偏差を計算する加算器１８、さらに、この出力Ｖｃを
キャリア発生器１９からのキャリアと比較するコンパレ
ータ２０、およびゲート増幅器２１を備えている。
【００２０】加えて、この制御装置の電圧、電流制御を
周期的に行なうためのタイミング信号を与えるタイマ２
２が備えられている。そして、このゲート増幅器２１か
らの最終出力がパルス信号としてＰＷＭコンバータ３に
出力され、ＰＷＭコンバータ３のＰＷＭ制御が行なわれ
るようになっている。
周期的に行なうためのタイミング信号を与えるタイマ２
２が備えられている。そして、このゲート増幅器２１か
らの最終出力がパルス信号としてＰＷＭコンバータ３に
出力され、ＰＷＭコンバータ３のＰＷＭ制御が行なわれ
るようになっている。
【００２１】次に、上記の構成のＰＷＭコンバータの制
御装置の動作について説明する。
御装置の動作について説明する。
【００２２】図１に示す回路において、アナログ入力で
ある電流検出信号Ｉｓ、電圧検出信号Ｖｓ，Ｖｄはそれ
ぞれＡ／Ｄ変換器１２ａ〜１２ｃによりディジタル値に
変換され、以下、ディジタル量として処理されることに
なる。
ある電流検出信号Ｉｓ、電圧検出信号Ｖｓ，Ｖｄはそれ
ぞれＡ／Ｄ変換器１２ａ〜１２ｃによりディジタル値に
変換され、以下、ディジタル量として処理されることに
なる。
【００２３】まず、電圧検出値Ｖｄは、加算器１３に通
されて電圧指令値Ｖｄ＊との差が求められ、フィードバ
ック制御演算器１４においてｋ２｜ｓ｜で補償され、二
次電流波高値指令Ｉｍ＊とされる。そして、この二次電
流波高値指令Ｉｍ＊は、乗算器１５において二次電流の
位相を決める単位正弦波ｓｉｎθと乗算されて電流指令
値Ｉｓ＊とされ、加算器１６に与えられる。
されて電圧指令値Ｖｄ＊との差が求められ、フィードバ
ック制御演算器１４においてｋ２｜ｓ｜で補償され、二
次電流波高値指令Ｉｍ＊とされる。そして、この二次電
流波高値指令Ｉｍ＊は、乗算器１５において二次電流の
位相を決める単位正弦波ｓｉｎθと乗算されて電流指令
値Ｉｓ＊とされ、加算器１６に与えられる。
【００２４】加算器１６では、この電流指令値Ｉｓ＊と
電流検出値Ｉｓとの偏差が計算され、さらに、フィード
バック制御演算器１７によってｋ１｜ｓ｜で補償され、
続いて電圧検出値Ｖｓと比較され、その偏差がコンバー
タ出力電圧Ｖｃとして出力される。
電流検出値Ｉｓとの偏差が計算され、さらに、フィード
バック制御演算器１７によってｋ１｜ｓ｜で補償され、
続いて電圧検出値Ｖｓと比較され、その偏差がコンバー
タ出力電圧Ｖｃとして出力される。
【００２５】このコンバータ出力電圧Ｖｃは、コンパレ
ータ２０において、キャリア発生器１９からのキャリア
と比較されてオン・オフパルスとなり、このパルス信号
がさらにゲート増幅器２１によって増幅され、図３に示
すＰＷＭコンバータ３の制御信号として出力されていく
。
ータ２０において、キャリア発生器１９からのキャリア
と比較されてオン・オフパルスとなり、このパルス信号
がさらにゲート増幅器２１によって増幅され、図３に示
すＰＷＭコンバータ３の制御信号として出力されていく
。
【００２６】そして、タイマ２２は、上記の電圧・電流
制御動作を一定周期、すなわちサイクルタイムＴｓごと
に繰り返し行なうように、タイミング信号を与えるので
あるが、このサイクルタイムＴｓによって電圧・電流と
Ａ／Ｄ変換器１２ａ〜１２ｃがどのように制御されるか
が図２に示されている。
制御動作を一定周期、すなわちサイクルタイムＴｓごと
に繰り返し行なうように、タイミング信号を与えるので
あるが、このサイクルタイムＴｓによって電圧・電流と
Ａ／Ｄ変換器１２ａ〜１２ｃがどのように制御されるか
が図２に示されている。
【００２７】図２に示すように、タイマ２２によりトリ
ガされるタイミングｔ１において、電圧・電流制御がス
タートし、Ａ／Ｄ変換器１２ａ〜１２ｃのデータが更新
される。このＡ／Ｄ変換器１２ａ〜１２ｃは積分型であ
り、タイマ２２によるトリガタイミングｔ１より、次の
トリガタイミングｔ２までの入力値の平均値を求め、次
のサイクルのＡ／Ｄ変換器１２ａ〜１２ｃの出力値とし
て出力される。
ガされるタイミングｔ１において、電圧・電流制御がス
タートし、Ａ／Ｄ変換器１２ａ〜１２ｃのデータが更新
される。このＡ／Ｄ変換器１２ａ〜１２ｃは積分型であ
り、タイマ２２によるトリガタイミングｔ１より、次の
トリガタイミングｔ２までの入力値の平均値を求め、次
のサイクルのＡ／Ｄ変換器１２ａ〜１２ｃの出力値とし
て出力される。
【００２８】そして、この実施例の場合には、タイマ２
２のサンプリング周波数Ｆｓは、電源周波数Ｆのｎ倍（
ｎは整数）に設定されている。すなわち、Ｆｓ＝ｎ・Ｆ の関係が成立するように設定されているのである。
２のサンプリング周波数Ｆｓは、電源周波数Ｆのｎ倍（
ｎは整数）に設定されている。すなわち、Ｆｓ＝ｎ・Ｆ の関係が成立するように設定されているのである。
【００２９】ここで、電気車に用いられるＰＷＭコンバ
ータのシステムにおいては、通常、Ｆ＝６０Ｈｚ、Ｆｓ
≒５００Ｈｚ程度であるので、Ｆ＝６０Ｈｚ、ｎ＝８と
して、Ｆｓ＝４８０Ｈｚを選定することができる。
ータのシステムにおいては、通常、Ｆ＝６０Ｈｚ、Ｆｓ
≒５００Ｈｚ程度であるので、Ｆ＝６０Ｈｚ、ｎ＝８と
して、Ｆｓ＝４８０Ｈｚを選定することができる。
【００３０】そこで、このサンプル周波数４８０Ｈｚを
選定すれば、電源周波数６０Ｈｚとの最小公倍数はやは
り、４８０Ｈｚであり、結果として、電源周波数の整数
倍の高調波以外は発生せず、信号系にそれ以外の高次の
高調波が重畳することがなく、信号妨害が発生せず、制
御の安定性を保持することができるようになる。
選定すれば、電源周波数６０Ｈｚとの最小公倍数はやは
り、４８０Ｈｚであり、結果として、電源周波数の整数
倍の高調波以外は発生せず、信号系にそれ以外の高次の
高調波が重畳することがなく、信号妨害が発生せず、制
御の安定性を保持することができるようになる。
【００３１】
【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、コンバ
ータの電圧・電流制御のためのサンプリング周波数とし
て電源周波数のてい数倍を設定しているために、高調波
としてこの電源周波数の整数倍のものしか発生すること
がなく、高次の高調波が発生することがなくて信号系に
悪影響を与えることがなく、信頼性の高い制御が可能と
なる。
ータの電圧・電流制御のためのサンプリング周波数とし
て電源周波数のてい数倍を設定しているために、高調波
としてこの電源周波数の整数倍のものしか発生すること
がなく、高次の高調波が発生することがなくて信号系に
悪影響を与えることがなく、信頼性の高い制御が可能と
なる。
【図１】この発明の一実施例のブロック図。
【図２】上記実施例の動作を示すタイミングチャート。
【図３】一般的な電鉄用主電動機駆動装置の回路ブロッ
ク図。
ク図。
１…パンタグラフ
２…主トランス
３…ＰＷＭコンバータ
４…可変電圧可変周波数インバータ
５…主電動機
７…コンバータ制御装置
８…電流検出器
９…交流電圧検出器
１１…直流電圧検出器
１２ａ〜１２ｃ…Ａ／Ｄ変換器
１４…フィードバック制御演算器
１５…乗算器
１７…フィードバック制御演算器
１９…キャリア発生器
２０…コンパレータ
２１…ゲート増幅器
２２…タイマ
Claims (1)
- 【請求項１】 電鉄用主電動機の駆動装置として用い
られるＰＷＭコンバータの制御装置において、入力され
る交流電力の交流電圧を検出する交流電圧検出手段と、
前記入力される交流電力の電流を検出する電流検出手段
と、出力される直流電力の直流電圧を検出する直流電圧
検出手段と、前記交流電圧検出手段の検出した交流電圧
検出信号、電流検出手段との検出した電流検出信号、お
よび直流電圧検出手段の検出した直流電圧検出信号各々
をアナログ−ディジタル変換するＡ／Ｄ変換手段と、前
記Ａ／Ｄ変換手段の変換した電流、電圧ディジタル信号
を用いて電圧、電流のＰＷＭ制御演算処理を実行するプ
ロセッサと、前記プロセッサの制御開始タイミングを指
示するタイマであって、そのサンプリング周波数として
、電源周波数のてい数倍のものを与えるタイマとを備え
て成るＰＷＭコンバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10802791A JP2960569B2 (ja) | 1991-05-14 | 1991-05-14 | Ｐｗｍコンバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10802791A JP2960569B2 (ja) | 1991-05-14 | 1991-05-14 | Ｐｗｍコンバータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04340367A true JPH04340367A (ja) | 1992-11-26 |
| JP2960569B2 JP2960569B2 (ja) | 1999-10-06 |
Family
ID=14474112
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10802791A Expired - Lifetime JP2960569B2 (ja) | 1991-05-14 | 1991-05-14 | Ｐｗｍコンバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2960569B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006333539A (ja) * | 2005-05-23 | 2006-12-07 | Toshiba Corp | 電鉄用ｐｗｍコンバータ制御装置 |
| JP2007181355A (ja) * | 2005-12-28 | 2007-07-12 | Toshiba Schneider Inverter Corp | インバータ装置 |
-
1991
- 1991-05-14 JP JP10802791A patent/JP2960569B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006333539A (ja) * | 2005-05-23 | 2006-12-07 | Toshiba Corp | 電鉄用ｐｗｍコンバータ制御装置 |
| JP2007181355A (ja) * | 2005-12-28 | 2007-07-12 | Toshiba Schneider Inverter Corp | インバータ装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2960569B2 (ja) | 1999-10-06 |
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