WO2012098618A1 - 電力変換装置及びそれを用いた回転機駆動システム - Google Patents

電力変換装置及びそれを用いた回転機駆動システム Download PDF

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WO2012098618A1
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voltage
power
rotating machine
power converter
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English (en)
French (fr)
Inventor
裕太 岩▲瀬▼
佐野　正浩
義行 田口
能登原　保夫
Original Assignee
株式会社日立産機システム
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/2176—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only comprising a passive stage to generate a rectified sinusoidal voltage and a controlled switching element in series between such stage and the output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output

Definitions

  • the present invention relates to a power converter and a rotating machine drive system using the same.
  • Three-phase AC motor drive inverter devices are widely used in industrial fields and refrigeration equipment.
  • a rectifier circuit for converting the three-phase AC power source to DC is required.
  • many power source current harmonics are generated, and the adverse effect on the power system has become a social problem.
  • IEC International Electrotechnical Commission
  • IEC61000-3-2 phase current ⁇ 16A
  • IEC61000-3-12 (16A ⁇ phase current ⁇ 75A)
  • Patent Document 1 Patent Document 1
  • Patent Document 2 Patent Document 2
  • Patent Document 3 Patent Document 3
  • JP 2004-166359 A Japanese Patent No. 3422218 JP 2009-207282 A
  • Patent Document 1 and Patent Document 2 require a large AC reactor in order to clear the above-mentioned harmonic regulation, and the size and cost of the apparatus cannot be avoided.
  • the heat loss of the resistance of the AC reactor has a square relationship with the power supply current, which causes the reactor to generate heat and reduce the efficiency of the device during high-load operation, and further to the DC voltage due to the voltage drop caused by the AC reactor.
  • the operating range may be reduced at high speed and high load.
  • Patent Document 3 is a circuit configuration for a single-phase AC power supply, DC voltage boost control is performed by switching operation of a switching element.
  • power supply current information detection means is required, and the number of parts is reduced. Increased, inevitable cost increase.
  • the present invention is suitable for complying with harmonic regulations, and further equipped with a boosting function for controlling to an optimum DC voltage according to the operating state of the rotating machine, and a power converter for converting three-phase AC to DC, and
  • An object is to provide used equipment (for example, rotating machine drive equipment, refrigeration equipment, etc.).
  • a three-phase AC reactor connected to a three-phase AC power source, a three-phase diode bridge, and a series connection provided between a DC output side of the three-phase diode bridge and a DC load are connected.
  • the bidirectional conductive switch is provided for each phase. The switching operation is performed with the following pattern.
  • the pattern for the switching operation is set so that, for example, the ON period of the bidirectional energization switch of the corresponding phase becomes longer in the period before and after the voltage (phase voltage) of each phase becomes 0, the harmonic regulation It can correspond to.
  • the bidirectional energization switch is controlled using the rotating machine modulation factor information Kh.
  • the ON period of the bidirectional energization switch can be adjusted in a timely manner according to the operating state of the rotating machine. Can be controlled. As a result, efficiency reduction due to switching loss can be minimized, DC voltage drop during high load operation can be prevented, and higher output can be achieved. In addition, the highest efficiency can be secured by optimization with field weakening control, which is performed when rotating a rotating machine at high speed with a rotating machine drive device.
  • a power conversion device equipped with a step-up function that complies with the harmonic regulation and further controls the DC voltage to the optimum according to the operating state of the rotating machine, and a device using the same (for example, rotating machine driving) Equipment, refrigeration equipment, etc.).
  • the power conversion device of the present embodiment is suitable for use in, for example, rotating machine driving equipment and refrigerators. Specific control will be described below.
  • FIG. 1 shows a schematic configuration of the power converter.
  • This power conversion device is a device that converts the three-phase AC power source 1 into a DC power source and supplies DC power to the inverter 10, suppresses harmonic components of the power source current using a switching operation, and operates the rotating machine 11.
  • Boost control is performed to make the DC voltage according to the state.
  • the apparatus for supplying DC power is the inverter 10, but there is no problem even if a load device, a rotating machine or the like that consumes DC power is used.
  • the power converter includes a three-phase AC reactor 2 connected to a three-phase AC power source 1, a three-phase diode bridge 3 connected to the three-phase AC power source 1 via the three-phase AC reactor 2, and a three-phase diode bridge.
  • Three bidirectional energizations provided between a plurality of smoothing capacitors 4 connected in series on the DC side of 3 and a midpoint of the plurality of smoothing capacitors 4 connected in series with the AC side input terminal of the three-phase diode bridge 3 A switch 6; a voltage phase detection means 5 for detecting the voltage phase of the three-phase AC power supply 1; a DC voltage detection means 8 for detecting a DC voltage (VDC); and a converter controller 7 for controlling the bidirectional energization switch 6.
  • the inverter controller 9 that controls the inverter 10 and the communication means 12 that connects the converter controller 7 and the inverter controller 9 to transmit and receive information are configured. In this embodiment, the converter controller 7 and the inverter controller 9 are separately provided and the communication means 12 is provided. However, there is no problem even if the communication means 12 is omitted by combining these two.
  • FIG. 2 is a configuration diagram of the three bidirectional energization switches 6.
  • a bidirectional energizing switch composed of a single-phase diode bridge and an IGBT is used.
  • the bidirectional energization switch is not limited to the present configuration, and any other configuration and semiconductor element may be used as long as it is a bidirectional energization switch that operates according to a switching signal from the converter controller 7.
  • FIG. 3 shows a control block diagram of the power conversion apparatus performed inside the converter controller 7.
  • the converter controller 7 performs PWM control based on the voltage phase signals (Vrn, Vsn, Vtn) from the voltage phase detector 5 and the DC voltage information Edc or the rotating machine modulation factor information Kh from the inverter controller 9.
  • the bidirectional switch 6 is controlled by outputting signals (Gr, Gs, Gt).
  • This control performs digital arithmetic processing using a microcomputer (hereinafter referred to as a microcomputer).
  • a microcomputer In addition to the microcomputer, application of a semiconductor arithmetic element such as a DSP is conceivable.
  • the internal control will be described in detail.
  • the phase correction amount adjuster 18 outputs the phase difference between the power supply voltage and the power supply current.
  • the phase correction amount adjuster 18 adjusts the levels of the generated power supply voltage and power supply current due to the influence of the three-phase AC reactor 2 based on the load information P obtained from the communication means 12 and the phase correction table preset in the microcomputer.
  • the phase difference correction amount ⁇ adj is output.
  • any information that can estimate the power supply current value can be applied.
  • the power supply voltage phase calculator 13 calculates a power supply voltage phase using the voltage phase signals (Vrn, Vsn, Vtn) obtained by the voltage phase detection means 5 and obtains it from the power supply voltage phase and the phase correction amount adjuster 18.
  • the power supply current phase ⁇ s is calculated from the obtained phase difference correction amount ⁇ adj.
  • the modulation wave generator 14 determines the ON period of the bidirectional energization switch 6 for each phase based on the power supply current phase ⁇ s obtained by the power supply voltage phase calculator 13 and the modulation wave table preset in the microcomputer. Three-phase modulated waves Mr, Ms, and Mt are created.
  • the modulation wave adjuster 19 creates a three-phase modulation wave in a section resulting from the boost of the DC voltage based on the DC voltage information Edc obtained from the communication means 12 or the rotating machine modulation factor information Kh.
  • a modulation wave gain Km ′ to be multiplied by the three-phase modulation wave is calculated according to the state.
  • the modulation wave multiplier 15 multiplies the three-phase modulation waves Mr, Ms, and Mt obtained from the modulation wave generator 14 by the modulation wave gain Km ′ obtained from the modulation wave adjuster 19 to obtain a three-phase modulation wave command.
  • the values Mr ′, Ms ′, and Mt ′ are calculated.
  • the PWM controller 17 compares the three-phase modulated wave command values Mr ′, Ms ′, Mt ′ obtained from the modulated wave multiplier 15 and the carrier wave Fc (triangular wave or sawtooth wave) obtained from the carrier wave generator 16. By comparison, PWM (Pulse Width Modulation) control signals Gr, Gs, and Gt are output to control ON / OFF of the bidirectional energization switch 6.
  • FIG. 4 shows the internal configuration of the power supply voltage phase calculator 13.
  • the internal configuration of the power supply voltage phase calculator 13 shown in FIG. 4 is a voltage dividing circuit 20 that creates a reference voltage Level from the average value of three phases of the voltage phase signals Vrn, Vsn, and Vtn obtained from the voltage phase detecting means 5.
  • the comparator circuit 21 that compares the voltage phase signals Vrn, Vsn, and Vtn with the reference voltage Level and replaces them with a pulse signal, and the timing (hereinafter referred to as an edge) of the change of the pulse signal obtained by the comparator circuit 21 is detected.
  • the phase calculator 22 calculates the power supply voltage phase, and the phase corrector 27 corrects the power supply voltage phase to the power supply current phase ⁇ s.
  • the phase calculator 22 includes a phase error calculator 23, a PI controller 24, a basic power supply frequency generator 25, and a phase updater 26.
  • the phase error calculator 23 is an interrupt process that starts calculation for each edge of the pulse signal, and the microcomputer counts the phase update setting value ⁇ get that is preset in the microcomputer by a combination of pulse signals for each edge of the pulse signal. Overwrite the current voltage phase that is up. Also, when overwriting, the phase error ⁇ s is calculated by comparing the voltage phase before overwriting and the phase update set value ⁇ get. Since this process is performed for each edge of the pulse signal of each phase, the calculation is performed every 60 degrees of electrical angle of the power cycle.
  • the calculation is performed every 120 electrical degrees of the power cycle, and the load on the microcomputer can be reduced.
  • the PI controller 24 is a process for calculating the frequency correction value ⁇ fs so that the phase error ⁇ s becomes 0 based on the phase error ⁇ s, and the calculation is executed every 60 degrees of electrical angle.
  • the calculation is executed every 60 degrees of electrical angle.
  • the calculation is executed every 360 degrees of electrical angle. May be.
  • the phase error ⁇ s at every electrical angle of 60 degrees may be averaged at an electrical angle of 360 degrees, and the frequency correction value ⁇ fs may be calculated using the average value. If it calculates in this way, the fluctuation
  • the basic power frequency generator 25 outputs a predetermined power frequency.
  • the power supply frequency is 50 Hz or 60 Hz. This frequency may be set in advance, but can also be automatically set after measuring the edge interval of the pulse signal with a timer having a microcomputer function.
  • the phase updater 26 overwrites and updates the voltage phase signal with the value of the phase update setting value ⁇ get set by the phase error calculator 23 when the edge interrupt occurs.
  • the cycle is faster than the interrupt processing.
  • the voltage phase signal is calculated by integrating the signal fs0 of the basic power supply frequency generator 25 and the sum fs of the frequency correction value ⁇ fs in the period of the carrier wave.
  • the PWM control includes a modulation wave generator 14, a modulation wave multiplier 15, a PWM controller 17, a modulation wave adjuster 19, and a carrier generator 20.
  • FIG. 5 shows the simulation result of the low-speed rotation region. From the top, the R phase power supply voltage waveform (phase voltage), the R phase modulation wave waveform and the carrier waveform, the R phase phase bidirectional switch control signal Gr, and the DC voltage waveform are shown. Show.
  • the modulated wave waveform sets a period before and after each phase voltage (phase voltage) becomes 0 by the modulated wave generator 14.
  • the modulation wave shape is determined in advance by simulation or actual machine experiment under predetermined conditions, and is set in advance in the microcomputer internal memory in order to reduce the calculation load.
  • FIG. 6 shows a simulation result of the high-speed rotation range, and the content is the same as FIG.
  • the modulation wave multiplier 15 and the modulation wave regulator 19 set a three-phase modulation wave in a period other than before and after the voltage (phase voltage) of each phase becomes 0, and suppresses the DC voltage vibration and boosts the voltage.
  • a boost chopper operation is configured such that the AC power supply 1 is temporarily short-circuited via the AC reactor 2, and power supply to the DC side is achieved. It is possible to control the DC voltage boost.
  • the three-phase modulated wave is set constant so that the switching pattern does not change.
  • extra harmonics generated by sudden switching pattern changes can be prevented To do.
  • FIG. 7 shows the internal configuration of the modulation wave adjuster 19.
  • the modulation wave adjuster 19 includes a PI controller 28 and a modulation wave gain Km limiter 29 based on DC voltage information Edc obtained from the communication means 12.
  • the PI controller 28 is a process of calculating the modulation wave gain Km so that the difference ⁇ Kh between the rotating machine modulation factor information Kh and the rotating machine modulation factor command value Kh * becomes 0, and performs the calculation at a predetermined processing cycle.
  • a predetermined value for the rotating machine modulation factor command value Kh * it is possible to control to an optimum DC voltage suitable for the operating state of the rotating machine, and to minimize the decrease in efficiency due to switching loss. it can.
  • the PI controller 28 can also calculate the modulation wave gain Km so that the difference ⁇ Edc between the DC voltage information Edc obtained from the DC voltage detection means 8 and the DC voltage command value Edc * becomes 0 depending on the application.
  • the DC voltage can be kept constant by setting a predetermined value for the voltage command value Edc *.
  • the modulation wave gain Km limiter 29 limits the three-phase modulation wave by limiting the modulation wave gain Km obtained from the PI controller 28 using the DC voltage information Edc to prevent overvoltage or undervoltage due to boosting. it can.
  • the PWM controller 17 outputs a PWM (Pulse Width Modulation) control signal by comparing the modulation wave created by the modulation wave multiplier 15 with the carrier wave (triangular wave or sawtooth wave) created by the carrier generator 20. Then, ON / OFF of the bidirectional energization switch is controlled.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • FIG. 8 shows each waveform when the switch is stopped. From the top, the power supply voltage waveform (phase voltage), the power supply current waveform, the R phase bidirectional switch control signal Gr, the S phase bidirectional switch control signal Gs, and the T phase bidirectional. A switch control signal Gt is shown.
  • FIG. 9 shows each waveform during the switch operation, and the content is the same as FIG.
  • FIG. 10 shows the FFT analysis result of the R-phase power supply current waveform (near the current value of 16 A) during the switch operation, and also shows the IEC regulation value (61000-3-2).
  • the switching operation is performed according to the voltage phase signals Vrn, Vsn, and Vtn, so that the harmonic component of the power supply current can be suppressed and the DC voltage can be boosted as shown in FIGS. .
  • the current is positively passed by increasing the ON period of the PWM signal.
  • the intermittent interval where the current value is 0 can be reduced.
  • the absolute value of the flowing power supply current is larger than that in the R phase, and it has a sinusoidal waveform. Absent.
  • the remaining two phases are set to a constant or gradual change so that the PWM signal ON period does not affect the current waveform. It is possible to control the boost level while suppressing the noise to a low level.
  • ⁇ Second embodiment> A second embodiment will be described with reference to FIG.
  • a power conversion device that converts three-phase alternating current into direct current and a control method when a plurality of devices (for example, rotating machine driving devices, refrigeration devices, etc.) using the power conversion device are connected in parallel will be described.
  • FIG. 11 shows the circuit configuration of this embodiment. Since the circuit configuration of one device is the same as the configuration of FIG. 1 described in the first embodiment, a duplicate description is omitted.
  • the first embodiment is different from the first embodiment in that an inverter controller 9 and an inverter control are used in order to operate a plurality of rotating machines with electric power supplied from the same three-phase AC power source 1 as shown in FIG.
  • the communication means 31 is connected to the device 9A to transmit and receive power information P, rotating machine modulation factor information Kh, and DC voltage information Edc.
  • harmonic regulation is measured by connecting to the position of the measuring device 30 in FIG. 11, so that the current value branched from the measuring device 30 is not the same between the two units.
  • the inverter controller 9 by comparing the power information of the inverter controller 9 and the inverter controller 9A, if the difference is less than a certain value, one output is increased or suppressed, and there is always a difference in current value between the two units. Control to a certain state. Thereby, the generation order of harmonics can be decomposed so as not to concentrate on a specific order.
  • FIG. 12 shows a circuit configuration diagram of this embodiment.
  • the same reference numerals as those in the first embodiment described above perform the same operations, and redundant description is omitted.
  • the first and second embodiments are different from each other in that at least one power conversion device in which the AC reactor 2, the bidirectional switch 6 and the converter controller 7 connected in parallel are removed as shown in FIG. Is connected to the secondary side of the AC reactor 2.
  • the low-output-side rotating machine 11B is connected in parallel via the three-phase received power converter, but is not limited thereto.
  • the medium is a load, such as a single-phase received power conversion device, a direct rotating machine, or a low-power control device.
  • FIG. 13 shows a circuit configuration diagram of this embodiment.
  • the same reference numerals as those in the first embodiment described above perform the same operations, and redundant description is omitted.
  • the difference from the first, second and third embodiments is that, as shown in FIG. 13, the inverter controller 9 and the inverter controller connected in parallel from the direct current portion smoothed by the smoothing capacitor.
  • This is a communication means 32 for connecting 9C and the converter controller 7 to transmit / receive information.
  • the information transmitted / received by the communication means 32 is for one unit in the first embodiment, but in this embodiment, since there are a plurality of units, the information for a plurality of units is processed and the bidirectional energization switch 6 is turned on. Control.
  • the load information P adds information from the inverter controller 9 and the inverter controller 9C connected in parallel.
  • the phase difference ⁇ s when a plurality of units are connected can be calculated.
  • the rotary machine modulation rate information Kh identifies the rotary machine modulation rate information Kh having the largest value in the inverter controller 9 and the inverter controller 9C, and controls the bidirectional energization switch 6 accordingly. Thereby, even when the rotation speeds and outputs of the rotating machines 11 and 11C are different, it is possible to secure a DC voltage necessary for both rotating machines.
  • the DC voltage information Edc calculates an average value of information from the inverter controller 9 and the inverter controller 9C. As a result, variations in the DC voltage detecting means 8 and the DC voltage detecting means 8C can be compensated. Further, when the difference between the DC voltage information Edc between the DC voltage detecting means 8 and the DC voltage detecting means 8C is a certain value or more, it is possible to monitor a circuit abnormality by outputting an abnormal signal.
  • FIG. 14 shows the operating range of the permanent magnet rotating machine when the current is constant.
  • a DC voltage boosting operation by the bidirectional switch 6 is combined with field weakening control which is a method of driving a permanent magnet rotating machine at a high speed.
  • field weakening control is a method of driving a permanent magnet rotating machine at a high speed.
  • SYMBOLS 1 Three-phase alternating current power supply; 2, 2A ... Three-phase alternating current reactor; 3, 3A, 3B ... Three-phase diode bridge; 4, 4A, 4B ... Smoothing capacitor; 5, 5A ... Voltage phase detection means: 6, 6A, 6B ... Bidirectional energizing switch; 7, 7A ... Converter controller; 8, 8A, 8B, 8C ... DC voltage detecting means; 9, 9A, 9B, 9C ... Inverter controller; 10, 10A, 10B, 10C ... Inverter; 11 11A, 11B, 11C ... rotating machine; 12 ... communication means; 13 ... power supply voltage phase calculator; 14 ... modulation wave generator; 15 ...

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Abstract

　高調波規制に対応し、直流電圧昇圧が可能な低コスト電力変換装置を提供する。　上記課題を解決するために、各相の電圧(相電圧)が０となる前後の期間では該当する相の双方向通電スイッチのＯＮ期間が長くなるように設定し、高調波規制に対応する。また、それ以外の期間では回転機の運転状態に応じて双方向通電スイッチのＯＮ期間を適時調整するように構成すれば、電源電流検出手段が無くても回転機の運転状態によって最適な直流電圧に制御できる。

Description

電力変換装置及びそれを用いた回転機駆動システム
　本発明は、電力変換装置及びそれを用いた回転機駆動システムに関する。
　三相交流電動機駆動用インバータ装置が、産業分野や冷凍機器へ普及している。これらの装置では、三相交流電源受電の場合、三相交流電源から直流に変換するための整流回路が必要である。三相ダイオード整流器を用いる場合、多くの電源電流高調波が発生してしまい、電力システムへの悪影響が社会問題になっている。近年、ＩＥＣ（国際電気標準会議）の高調波規制（ＩＥＣ６１０００－３－２（相電流＜１６Ａ）とＩＥＣ６１０００－３－１２（１６Ａ＜相電流＜７５Ａ））をはじめ、欧州、中国や日本国内の高調波規制が制定された。今後、これらの装置の電源高調波対策が必要になる見込みである。
　従来、これらに対応するために特許文献１、特許文献２、特許文献３の様な技術がある。
特開２００４－１６６３５９号公報 特許第３４２２２１８号公報 特開２００９－２０７２８２号公報
　しかし、特許文献１、特許文献２の技術は、前述の高調波規制をクリアするために、大きな交流リアクトルが必要となり、装置の大型化やコストアップを避けられない。特に、交流リアクトルの抵抗の熱損失が電源電流と二乗関係があるため、高負荷運転時に、リアクトルの発熱や装置の効率低下を引き起し、更には、交流リアクトルによる電圧降下の影響で直流電圧低下を引き起こし、高速・高負荷時の運転範囲縮小も懸念される。
　また、特許文献３の技術は、単相交流電源用の回路構成ではあるが、スイッチング素子のスイッチング動作により直流電圧の昇圧制御を行っている、しかし、電源電流情報検出手段が必要となり、部品点数が増加し、コストアップを避けられない。
　そこで、本発明は、高調波規制対応に適し、更に回転機の運転状態に応じて最適な直流電圧に制御する昇圧機能を搭載した、三相交流を直流に変換する電力変換装置及び、それを用いた機器（例えば、回転機駆動機器、冷凍機器など）を提供することを目的とする。
　上記課題を解決するために、例えば、三相交流電源に接続される三相交流リアクトルと、三相ダイオードブリッジと、前記三相ダイオードブリッジの直流出力側と直流負荷の間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記直列に接続された複数の平滑コンデンサの中点との間に設ける三つの双方向通電スイッチと、前記三相交流電源の電圧位相を検出する電圧位相検出手段と、前記三つの双方向通電スイッチを制御するコンバータ制御器から構成された三相交流を直流に変換する電力変換装置において、前記双方向通電スイッチを、各相、所定のパターンでスイッチング動作するよう構成する。
　ここで、前記スイッチング動作するパターンを例えば、各相の電圧(相電圧)が０となる前後の期間では該当する相の前記双方向通電スイッチのＯＮ期間が長くなるように設定すれば高調波規制に対応できる。このために、例えば、回転機変調率情報Ｋｈを用いて双方向通電スイッチを制御する。
　また、それ以外の期間では双方向通電スイッチのＯＮ期間は回転機の運転状態に応じて適時調整するように構成すれば、電源電流検出手段が無くても回転機の運転状態によって最適な直流電圧に制御できる。これにより、スイッチング損失による効率低下を最小限に抑え、更に高負荷運転時の直流電圧低下を防止でき、更なる高出力化も図れる。また、回転機駆動機器で回転機を高速回転させる場合に行っている、弱め界磁制御との最適化により最高効率を確保できる。
　本発明によれば、高調波規制に対応し、更に回転機の運転状態に応じて最適な直流電圧に制御する昇圧機能を搭載した電力変換装置及び、それを用いた機器（例えば、回転機駆動機器、冷凍機器など）への適用が容易となる。
第１の実施例の電力変換装置の概略構成図である。 第１の実施例における三つの双方向通電スイッチ６の構成図である。 第１の実施例の電力変換装置の制御ブロック図である。 第１の実施例における電源電圧位相演算器１３の内部構成図である。 第１の実施例におけるシミュレーション結果（低速回転域）である。 第１の実施例におけるシミュレーション結果（高速回転域）である。 第１の実施例における変調波調整器１９の内部構成図である。 第１の実施例におけるシミュレーション結果(波形)(制御無)である。 第１の実施例におけるシミュレーション結果(波形)(制御有)である。 第１の実施例におけるシミュレーション結果(高調波電流)である。 第２の実施例の電力変換装置の概略構成図である。 第３の実施例の電力変換装置の概略構成図である。 第４の実施例の電力変換装置の概略構成図である。 第５の実施例における回転機の特性説明図である。
　本実施形態の電力変換装置は、例えば回転機駆動機器、冷凍器に用いることが好適なものである。以下では具体的制御について説明する。
　＜第１の実施例＞
  図１から図１０を用いて第１の実施例を説明する。
  図１に電力変換装置の概略構成を示す。本電力変換装置は、三相交流電源１を直流電源に変換してインバータ１０に直流電力を供給する装置であり、スイッチング動作を用いて電源電流の高調波成分の抑制および、回転機１１の運転状態に応じた直流電圧にする昇圧制御を行っている。本実施例では、直流電力を供給する装置はインバータ１０としたが、直流電力を消費する負荷装置、回転機などを使っても問題ない。
　(装置構成について)
  本電力変換装置は、三相交流電源１に接続された三相交流リアクトル２と、三相交流リアクトル２を介して三相交流電源１に接続された三相ダイオードブリッジ３と、三相ダイオードブリッジ３の直流側に直列接続された複数の平滑コンデンサ４と、三相ダイオードブリッジ３の交流側入力端子と直列接続された複数の平滑コンデンサ４の中点との間に設けた三つの双方向通電スイッチ６と、三相交流電源１の電圧位相を検出する電圧位相検出手段５と、直流電圧（ＶDC）を検出する直流電圧検出手段８と、双方向通電スイッチ６を制御するコンバータ制御器７と、インバータ１０を制御するインバータ制御器９と、コンバータ制御器７とインバータ制御器９とを繋ぎ情報を送受信する通信手段１２から構成されている。本実施例では、コンバータ制御器７とインバータ制御器９を別々にし、前記通信手段１２を設けたが、この２つを合わせて前記通信手段１２を省略しても問題ない。
　(駆動回路について)
  図２は、前記三つの双方向通電スイッチ６の構成図である。本実施例では、単相ダイオードブリッジとＩＧＢＴで構成した双方向通電スイッチとした。双方向通電スイッチは、本構成に限らず、コンバータ制御器７からのスイッチング信号に応じて動作する双方向通電スイッチであれば、その他の構成及び半導体素子でも問題ない。
　(制御ブロックについて)
  図３にコンバータ制御器７の内部で行われている電力変換装置の制御ブロック図を示している。ここでコンバータ制御器７は、電圧位相検出手段５からの電圧位相信号（Ｖｒｎ、Ｖｓｎ、Ｖｔｎ）、及び、インバータ制御器９からの直流電圧情報Ｅｄｃ又は回転機変調率情報Ｋｈに基づいてＰＷＭ制御信号（Ｇｒ、Ｇｓ、Ｇｔ）を出力して双方向スイッチ６を制御するものである。本制御はマイクロコンピュータ（以下マイコンと称す）を用いたデジタル演算処理を行っている。マイコン以外にもＤＳＰ等半導体演算素子の適用が考えられる。以下、内部制御について詳述する。
　コンバータ制御器７の演算においては、電源電流値を推定可能な情報に基づいて位相差の補正量を出力することが望ましい。そこで本実施例では、図３に示すように位相補正量調整器１８によって電源電圧と電源電流の位相差を出力することとしている。位相補正量調整器１８は，通信手段１２より得られた負荷情報Ｐと，マイコンに予め設定した位相補正テーブルを元に三相交流リアクトル２などの影響により，発生する電源電圧と電源電流の位相差補正量θadjを出力する。なお、負荷情報Ｐ以外にも電源電流値を推定できる情報であれば適応が可能である。
　電源電圧位相演算器１３は、電圧位相検出手段５によって得られた電圧位相信号(Ｖｒｎ、Ｖｓｎ、Ｖｔｎ)を用いて電源電圧位相を算出し，前記電源電圧位相と位相補正量調整器１８から得られた位相差補正量θadjから電源電流位相θsを算出する。
　変調波作成器１４は、電源電圧位相演算器１３によって得られた前記電源電流位相θsとマイコンに予め設定した変調波テーブルを元に各相の前記双方向通電スイッチ６のＯＮ期間を決定し、三相変調波Ｍｒ、Ｍｓ、Ｍｔを作成する。
　変調波調整器１９は、前記通信手段１２から得られた直流電圧情報Ｅｄｃ、もしくは、回転機変調率情報Ｋｈを元に、直流電圧の昇圧に起因する区間の三相変調波を作成し、更に状態に応じて三相変調波に乗算する変調波ゲインＫｍ’を算出する。
　変調波乗算器１５は、変調波作成器１４から得られた、三相変調波Ｍｒ、Ｍｓ、Ｍｔと変調波調整器１９から得られた変調波ゲインＫｍ’を乗算し、三相変調波指令値Ｍｒ’、Ｍｓ’、Ｍｔ’を算出する。
　ＰＷＭ制御器１７は、変調波乗算器１５から得られた三相変調波指令値Ｍｒ’、Ｍｓ’、Ｍｔ’とキャリア波発生器１６から得られたキャリア波Ｆｃ(三角波もしくはのこぎり波) との比較により、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御信号Ｇｒ、Ｇｓ、Ｇｔを出力し、双方向通電スイッチ６のＯＮ・ＯＦＦを制御する。
　(位相検出処理について)
  図４に電源電圧位相演算器１３の内部構成を示す。
  図４に示す電源電圧位相演算器１３の内部構成は、電圧位相検出手段５から得られた電圧位相信号Ｖｒｎ、Ｖｓｎ、Ｖｔｎの三相分の平均値から基準電圧Ｌｅｖｅｌを作成する分圧回路２０と、電圧位相信号Ｖｒｎ、Ｖｓｎ、Ｖｔｎと、基準電圧Ｌｅｖｅｌとを比較してパルス信号に置き換えるコンパレータ回路２１と、コンパレータ回路２１で得られたパルス信号の変化するタイミング（以下エッジと称す）を検出して、前記電源電圧位相を算出する位相演算器２２と，前記電源電圧位相を前記電源電流位相θsに補正する位相補正器２７で構成されている。
　位相演算器２２は、位相誤差演算器２３、ＰＩ制御器２４、基本電源周波数発生器２５、位相更新器２６から構成されている。
　位相誤差演算器２３は、パルス信号のエッジ毎に演算が始まる割込み処理であり、前記パルス信号のエッジ毎にパルス信号の組合せで予めマイコンに設定されている位相更新設定値θｇｅｔを、マイコンがカウントアップしている現在の電圧位相に上書きする。また、上書きする際に上書き前の前記電圧位相と前記位相更新設定値θｇｅｔを比較して位相誤差Δθsを算出する。この処理は、各相のパルス信号の前記エッジ毎に実施されるので、電源周期の電気角６０度毎に演算が行われる。
　ここで、片エッジ(前記エッジの下りエッジか上りエッジのどちらか)で処理を行うことで、前記電源周期の電気角１２０度毎の演算となり、マイコン負荷を軽減することもできる。
　ＰＩ制御器２４は、前記位相誤差Δθsを基に前記位相誤差Δθsが０になるように周波数補正値Δｆsを算出する処理であり、電気角６０度毎に演算が実行されている。
　ここで、本実施例では、電気角６０度毎に演算が実行されているが、ノイズ等による変動を防止するためには、例えば、電気角３６０度毎に演算が実行されるように構成してもよい。具体的には、電気角６０度毎の前記位相誤差Δθsを電気角３６０度で平均化し、その平均値を用いて、周波数補正値Δｆsを算出しても構わない。このように計算すれば、ノイズ等による変動を抑制できる。
　基本電源周波数発生器２５は、所定の電源周波数を出力する。具体的には、電源周波数は５０Ｈｚか６０Ｈｚになる。この周波数は、予め設定しても良いが、前記パルス信号のエッジの間隔をマイコン機能のタイマーで計測後、自動設定することも可能である。
　位相更新器２６は、前記エッジの割込み発生時に、電圧位相信号を前記位相誤差演算器２３で設定した位相更新設定値θｇｅｔの値に上書き更新する。また、前記割込みがないときは、前記割込み処理よりも速い周期。たとえば、前記キャリア波の周期で、基本電源周波数発生器２５の信号ｆs0と周波数補正値Δｆsの和ｆsを積分処理して電圧位相信号を算出している。
　(ＰＷＭ制御について)
  ＰＷＭ制御は、変調波作成器１４、変調波乗算器１５、ＰＷＭ制御器１７、変調波調整器１９、キャリア発生器２０から構成される。
  図５は、低速回転域のシミュレーション結果であり、上から、Ｒ相電源電圧波形(相電圧)、Ｒ相変調波波形とキャリア波形、Ｒ相の相双方向スイッチ制御信号Ｇｒ、直流電圧波形を示している。
　前記変調波波形は、変調波作成器１４で各相の電圧(相電圧)が０となる前後の期間を設定している。ここで、この変調波形状は事前に所定条件でシミュレーションや実機実験にて決定し、演算負荷を軽減するため、マイコン内部メモリに予め設定した。
　図６は、高速回転域のシミュレーション結果であり、内容は図５と同様である。ここで変調波乗算器１５と変調波調整器１９により、各相の電圧(相電圧)が０となる前後以外の期間の三相変調波を設定し、直流電圧の振動抑制、および昇圧を行っている。ここで、複数の双方向スイッチ６を同時にＯＮさせることで、交流電源１が交流リアクトル２を介して一時的に短絡されるような昇圧チョッパ動作を構成しており、直流側への電力供給が可能となり直流電圧を昇圧できる制御としている。この期間では、各相の電圧(相電圧)が高いため、スイッチングパターンの変化が無いよう三相変調波を一定に設定する。もしくは、前記各相の電圧(相電圧)が０となる前後の期間の三相変調波よりも少ない緩やかな変化で設定することで、急激なスイッチングパターンの変化により発生する余分な高調波を防止する。
　図７に変調波調整器１９の内部構成を示す。変調波調整器１９は、ＰＩ制御器２８、前記通信手段１２から得られた直流電圧情報Ｅｄｃによる変調波ゲインＫｍリミッタ２９から構成される。
　ＰＩ制御器２８は、回転機変調率情報Ｋｈと回転機変調率指令値Ｋｈ*の差分ΔＫｈが０になるように変調波ゲインＫｍを算出する処理であり、所定の処理周期で演算する。ここで、回転機変調率指令値Ｋｈ*に所定の値を設定することで、回転機の運転状態に合った最適な直流電圧に制御でき、スイッチング損失による効率の低下を最小限に抑えることができる。
　また、ＰＩ制御器２８は、用途によって直流電圧検出手段８から得られる直流電圧情報Ｅｄｃと直流電圧指令値Ｅｄｃ*の差分ΔＥｄｃが０になるように変調波ゲインＫｍを算出することもでき、直流電圧指令値Ｅｄｃ*に所定の値を設定することで、直流電圧を一定に保つこともできる。
　変調波ゲインＫｍリミッタ２９は、ＰＩ制御器２８から得られた変調波ゲインＫｍを直流電圧情報Ｅｄｃにより、リミット処理を行うことで三相変調波を制限し、昇圧による過電圧、もしくは不足電圧を防止できる。
　ＰＷＭ制御器１７は、変調波乗算器１５で作成された変調波と、キャリア発生器２０で作成されたキャリア波(三角波もしくはのこぎり波)との比較により、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御信号を出力し、前記双方向通電スイッチのＯＮ・ＯＦＦを制御する。
　(シミュレーション結果の説明について)
  図８、図９にシミュレーション結果（波形）、図１０にシミュレーション結果（高調波）を示す。図８は、スイッチ停止時の各波形であり、上から、電源電圧波形（相電圧）、電源電流波形、Ｒ相双方向スイッチ制御信号Ｇｒ、Ｓ相双方向スイッチ制御信号Ｇｓ、Ｔ相双方向スイッチ制御信号Ｇｔを示す。
　図９は、スイッチ動作時の各波形であり、内容は図８と同様である。図１０は、スイッチ動作時のＲ相の電源電流波形（電流値１６Ａ付近）のＦＦＴ解析結果であり、ＩＥＣ規制値（６１０００－３－２）を合わせて示している。
　図３に示すように電圧位相信号Ｖｒｎ、Ｖｓｎ、Ｖｔｎに応じてスイッチング動作させることにより、図８、９に示すような、電源電流の高調波成分の抑制および、直流電圧の昇圧が可能である。ここで、図９のＲ相に着目すると、Ｒ相電源電流のゼロクロス付近においては、ＰＷＭ信号のＯＮの期間を長くすることにより、積極的に電流を流しているため、図８で示すＲ相電源電流波形に対し、電流値が０である断続区間を縮小することができる。このときＳ相、Ｔ相においてはＲ相に比べると流れている電源電流の絶対値が大きく、正弦波状の波形となっているため、積極的に電流を流して電流波形を操作する必要性はない。従って、一相の電源電流のゼロクロス付近においては、残り二相はＰＷＭ信号のＯＮの期間を電流波形に影響が及ばない様、一定もしくは緩やかな変化で短く設定することで、電流波形を正弦波状に抑制しながら昇圧レベルを操作できる。
　＜第２の実施例＞
  図１１を用いて第２の実施例を説明する。本実施例は、三相交流を直流に変換する電力変換装置及び、それを用いた機器（例えば、回転機駆動機器、冷凍機器など）を並列で複数台接続した場合の制御手法について説明する。
　図１１に本実施例の回路構成を示す。装置１台の回路構成は第１の実施例で述べた図１の構成の通りであるため、重複する説明は省略する。ここで第１の実施例と異なるのは、図１１に示すように同一の前記三相交流電源１から供給される電力で複数台の回転機を動作させるために、インバータ制御器９とインバータ制御器９Ａとを繋ぎ電力情報Ｐ、回転機変調率情報Ｋｈ、および直流電圧情報Ｅｄｃを送受信する通信手段３１である。
　ここで、２台を１つのシステムとして動作させる場合、高調波規制は図１１の測定器３０の位置に接続して測定するため、測定器３０から分岐する電流値が、２台で同一とならないようにする。具体的には、インバータ制御器９とインバータ制御器９Ａの電力情報を比較して、差が一定値以下の場合には、一方の出力を上昇もしくは抑制し、２台で常に電流値に差がある状態に制御する。これにより、高調波の発生次数を分解し、特定の次数に集中しないようにすることができる。
　＜第３の実施例＞
  図１２を用いて第３の実施例を説明する。
  図１２に本実施例の回路構成図を示す。
  前述の第１の実施例と同一符号は同一の動作を行うものであり、重複する説明は省略する。ここで第１、第２の実施例と異なるのは、図１２に示すように並列に接続された交流リアクトル２と前記双方向スイッチ６とコンバータ制御器７を削除した少なくとも１台の電力変換装置を低出力動作用途に制限し、交流リアクトル２の２次側に接続することである。
　具体的には、出力の少ない回転機、例えばシステム冷却用のファンモータなどを電力変換装置を介して接続し、低出力で動作させる場合は電流値が小さく、電源電流に与える高調波の影響を少なくできる。また、直流電圧の電圧降下も少ないことから、図１１の回路構成から出力を制限した回転機が接続されている前記電力変換装置の交流リアクトル２と双方向スイッチ６とコンバータ制御器７を削除することができ、部品コストを削減することができる。本実施例では一例として低出力側の回転機１１Ｂは三相受電電力変換装置を介して並列に接続したが、これに限られない。例えば単相受電電力変換装置、もしくは直接回転機を接続、または低出力の制御装置等、負荷となる媒体であれば同様に並列接続しても問題ない。
　＜第４の実施例＞
  図１３を用いて第４の実施例を説明する。
  図１３に本実施例の回路構成図を示す。
  前述の第１の実施例と同一符号は同一の動作を行うものであり、重複する説明は省略する。ここで、第１、第２、第３の実施例と異なるのは、図１３に示すように前記平滑コンデンサにて平滑された直流部より、並列に接続されたインバータ制御器９とインバータ制御器９Ｃとコンバータ制御器７とを繋ぎ情報を送受信する通信手段３２である。
　ここで、通信手段３２において送受信される情報は実施例１では１台分であったが，本実施例では，複数台分あるため複数台分の情報を処理した後に前記双方向通電スイッチ６を制御する。
　(負荷情報Ｐについて)
  負荷情報Ｐは，並列に接続されたインバータ制御器９とインバータ制御器９Ｃからの情報を加算する。これにより，複数台接続時の前記位相差θsを算出できる。
　(回転機変調率情報Ｋｈについて)
  回転機変調率情報Ｋｈは，インバータ制御器９とインバータ制御器９Ｃの中で最も大きい値の回転機変調率情報Ｋｈを識別し、それに応じて双方向通電スイッチ６を制御する。これにより、回転機１１と１１Ｃの回転数、および出力が違う場合にも、両方の回転機に必要な直流電圧を確保できる。
　(直流電圧情報Ｅｄｃについて)
  直流電圧情報Ｅｄｃは，インバータ制御器９とインバータ制御器９Ｃからの情報の平均値を算出する。これにより，前記直流電圧検出手段８と直流電圧検出手段８Ｃのバラツキを補償できる。また，前記直流電圧検出手段８と直流電圧検出手段８Ｃの前記直流電圧情報Ｅｄｃの差が一定値以上の場合には異常信号を出力するようにすることで回路異常を監視することもできる。
　＜第５の実施例＞
  図１４を用いて第５の実施例を説明する。
  図１４に電流一定とした場合の永久磁石回転機の運転範囲を示す。第１の実施例と異なるのは、双方向スイッチ６による直流電圧の昇圧動作と永久磁石回転機を高速回転速度で駆動する手法である弱め界磁制御とを組合せることにある。ここで、図１４に示すように、前記電力変換装置駆動による直流電圧の昇圧を行うことで、インバータ１０の出力電圧も大きくでき、弱め界磁制御動作点をより高速回転域にすることができる。これにより、効率の良い誘起電圧が高い永久磁石回転機においても、高速回転域まで駆動することができるため、回転機効率の向上が図れる。
　１…三相交流電源；　２、２Ａ…三相交流リアクトル；　３、３Ａ、３Ｂ…三相ダイオードブリッジ；　４、４Ａ、４Ｂ…平滑コンデンサ；　５、５Ａ…電圧位相検出手段；　６、６Ａ、６Ｂ…双方向通電スイッチ；　７、７Ａ…コンバータ制御器；　８、８Ａ、８Ｂ、８Ｃ…直流電圧検出手段；　９、９Ａ、９Ｂ、９Ｃ…インバータ制御器；　１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ…インバータ；　１１、１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ…回転機；　１２…通信手段；　１３…電源電圧位相演算器；　１４…変調波作成器；　１５…変調波乗算器；　１６…キャリア波発生器；　１７…ＰＷＭ制御器；　１８…位相補正量調整器；　１９…変調波調整器；　２０…分圧回路；　２１…コンパレータ回路；　２２…位相演算器；　２３…位相誤差演算器；　２４…ＰＩ制御器；　２５…基本電源周波数発生器；　２６…位相更新器；　２７…位相補正器；　２８…ＰＩ制御器；　２９…変調波ゲインＫｍリミッタ；　３０…測定器；　３１…通信手段；　３２…通信手段。

Claims (19)

  1. 　三相交流電源に接続される三相交流リアクトルと、三相ダイオードブリッジと、前記三相ダイオードブリッジの直流出力側と直流負荷の間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記直列に接続された複数の平滑コンデンサの中点の間に設ける双方向通電スイッチと、前記三相交流電源の電圧位相検出手段と、前記三相交流電源の電流を検出する検出手段と、回転機変調率情報Ｋｈを用いて前記双方向通電スイッチを制御し直流電圧を調整する制御器と、を備えた電力変換装置。
  2. 　請求項１記載の電力変換装置において、
    　前記双方向通電スイッチを前記電圧位相検出手段から得られた電圧位相信号θsを用いて、中間電位の相の相電圧が０電圧となる前後の期間は、パルスの幅が長くなるように予め設定された変調波テーブルを用いて変調波を作成し、それ以外の期間では、回転機変調率情報Ｋｈもしくは直流電圧情報Ｅｄｃを用いて、一定もしくは緩やかな変化の三相変調波を作成することで、電源電流の高調波成分低減および、回転機の運転状態に応じた直流電圧昇圧を行うことを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項２記載の電力変換装置において、
    　前記緩やかな変化は前記中間電位の相の相電圧が０電圧となる前後の期間で予め設定している前記変調波テーブルの変化よりも少ない変化であることを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項１又は２記載の電力変換装置において、
    　前記双方向通電スイッチを、全域でスイッチング動作することを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項１又は２記載の電力変換装置において、
    　前記双方向通電スイッチは各相に対応して複数設けられており、双方向スイッチの複数を同時にＯＮすることにより、前記交流電源が前記交流リアクトルを介して短絡するように制御し、直流電圧を任意の値に保つことを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項１又は２記載の電力変換装置において、
    　前記回転機変調率情報Ｋｈと回転機変調率指令Ｋｈ＊とＰＩ制御器を用いて、前記回転機変調率情報Ｋｈが回転機変調率指令Ｋｈ＊に近づくように、直流電圧値を調整することを特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項１又は２記載の電力変換装置において、
    　前記直流電圧情報Ｅｄｃと直流電圧指令値Ｅｄｃ＊とＰＩ制御器を用いて、前記前記直流電圧値Ｅｄｃが直流電圧指令値Ｅｄｃ＊に近づくように、直流電圧値を調整することを特徴とする電力変換装置。
  8. 　請求項１記載の電力変換装置において、
    　前記三相交流電源と前記交流リアクトルの中間に少なくとも１台の三相もしくは単相受電の負荷を並列に接続することを特徴とする電力変換装置。
  9. 　請求項８記載の電力変換装置において、
    　コンバータ制御器は前記インバータ制御器と前記負荷から複数のインバータの電力情報を比較して、電力の差が一定値以下の場合には、少なくとも１台のインバータ出力を上昇もしくは抑制し、複数台で電流値に差がある状態に制御することを特徴とする電力変換装置。
  10. 　請求項１記載の電力変換装置において、
    　前記交流リアクトルの２次側に少なくとも１台の三相もしくは単相受電の負荷を並列に接続することを特徴とする電力変換装置。
  11. 　請求項１０の電力変換装置において、
    　前記負荷は、前記電力変換装置の出力よりも低出力であることを特徴とする電力変換装置。
  12. 　請求項１記載の電力変換装置において、
    　電力変換装置の平滑コンデンサにて平滑された直流部より、少なくとも１つの負荷を並列に接続することを特徴とする電力変換装置。
  13. 　請求項１２記載の電力変換装置において、
    　コンバータ制御器は前記インバータ制御器と前記負荷から複数の前記回転機変調率情報Ｋｈを取得し、最も大きい値の前記回転機変調率情報Ｋｈを識別し、それに応じて前記双方向通電スイッチによる直流電圧制御をすることを特徴とする電力変換装置。
  14. 　請求項１記載の電力変換装置を用いて、少なくとも１台の回転機を駆動し、前記双方向通電スイッチを、スイッチング動作することを特徴とする機器。
  15. 　請求項１記載の電力変換装置において、
    前記双方向スイッチによる直流電圧の昇圧と、弱め界磁制御を組合せることを特徴とする電力変換装置。
  16. 　電力変換装置を備えた回転機駆動システムにおいて、前記電力変換装置は、三相交流電源に接続される三相交流リアクトルと、三相ダイオードブリッジと、前記三相ダイオードブリッジの直流出力側と直流負荷の間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記直列に接続された複数の平滑コンデンサの中点の間に設ける双方向通電スイッチと、前記三相交流電源の電圧位相検出手段と、前記三相交流電源の電流を検出する検出手段と、回転機変調率情報Ｋｈを用いて前記双方向通電スイッチを制御し直流電圧を調整する制御器と、を備え、直流電源を交流電源に変換するインバータを有する回転機駆動装置を用いて、回転機を駆動し、前記双方向通電スイッチを、該当する所定の期間、スイッチング動作することを特徴とする回転機駆動システム。
  17. 　電力変換装置を備えた回転機駆動システムにおいて、前記電力変換装置は、前記三相交流電源と前記三相交流リアクトルの中間から複数の前記電力変換装置を並列に接続し、直流電源を交流電源に変換するインバータを有する複数の回転機駆動装置を用いて、複数の回転機を駆動し、前記双方向通電スイッチを、該当する所定の期間、スイッチング動作することを特徴とする回転機駆動システム。
  18. 　電力変換装置を備えた回転機駆動システムにおいて、前記電力変換装置は、前記電力変換装置の前記三相交流リアクトルと前記三相ダイオードブリッジの中間から直流電源を交流電源に変換するインバータを有する複数の回転機駆動装置を接続し、前記双方向通電スイッチを、該当する所定の期間、スイッチング動作することを特徴とする回転機駆動システム。
  19. 　電力変換装置を備えた回転機駆動システムにおいて、前記電力変換装置は、前記電力変換装置の前記平滑コンデンサにて平滑された直流部より直流電源を交流電源に変換するインバータを有する複数の回転機駆動装置を接続し、前記双方向通電スイッチを、該当する所定の期間、スイッチング動作することを特徴とする回転機駆動システム。
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