CN104604113B - 整流电路装置的控制装置和整流电路装置 - Google Patents

整流电路装置的控制装置和整流电路装置 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种整流电路装置，其中，控制装置以使检测出的电流的波形成为目标电流波形的方式，控制半导体开关(104)的斩波动作，以使检测出的直流电压成为规定的目标直流电压的方式，控制目标电流波形的振幅，以使半导体开关(104)为斩波动作状态的斩波动作相位宽度或半导体开关(104)为斩波停止状态的斩波停止相位宽度成为根据负载状况或来自外部的指令设定的规定的相位宽度的方式，控制目标直流电压。

Description

整流电路装置的控制装置和整流电路装置
技术领域
本发明涉及将来自交流电源的交流整流成直流的整流电路装置的控制装置和整流电路装置，特别涉及将来自家庭等的单相交流电源的交流整流而形成大致直流的整流电路装置的控制装置和整流电路装置。
本发明的整流电路装置可适用于驱动直流负载的电路装置，以及利用逆变电路将被形成的直流再次转换成任意频率的交流而对作为负载的电动机进行可变速度驱动的装置。本发明的整流电路装置例如可适用于通过利用压缩机压缩制冷剂而构成热泵，从而进行制冷、取暖(制热)或食品等的冷冻的装置，在这种装置中，通过降低电源电流所包含的高次谐波成分以及改善功率因数，能够减轻送电系统的负担，高效率地进行驱动控制。
背景技术
作为这种整流电路装置，通常提案有各种装置(例如，参照专利文献1)。图18是表示专利文献1所公开的表示整流电路装置的结构的电路图，图19是表示图18的整流电路装置的控制部的详细结构的框图。
图18所示的整流电路装置中，经由整流桥2和电抗器(reactor)3a，并通过半导体开关3c的导通(ON)状态使交流电源1的两个输出端子形成闭合电路，向电抗器3a充电，在半导体开关3c成为截止(OFF，也称为“断开”)状态时，利用二极管3b向负载4供给电流。通过这样的结构，图18的整流电路装置在交流电源1的瞬时电压低的期间也流过电源电流，电源电流的高次谐波成分变少，改善功率因数。
但是，在现有的整流电路装置中存在如下问题：当通过以比交流电源1的频率充分高的频率极精细(即，间距极小)地对半导体开关3c进行导通/截止(ON/OFF)驱动，对交流电源1的交流电压进行斩波(以下称为“使半导体开关进行斩波动作”或“半导体开关的斩波”)时，由于电流流过半导体开关3c，因此产生电路的损失。
为了解决该问题，提案有一种方法：并非总使半导体开关3c进行斩波动作，而是仅在交流相位的特定期间使其斩波动作，其余的期间使其停止(例如，参照专利文献1)。
在图18所示的整流电路装置中，利用整流桥2对来自交流电源1的交流电压进行整流，将其转换成包含脉动的直流电压后，将其电力经电抗器3a和二极管3b向平滑电容器3d及负载4供给。进而，在图18中，通过构成为能够利用半导体开关3c经电抗器3a使来自整流桥2的输出电压短路，构成利用众所周知的升压斩波电路3的带功率因数改善功能的整流电路装置。在图18所示的整流电路装置中，升压斩波电路3以利用输入电流检测器6及输入电流检测部10检测输入电流，以输入电流的波形成为与由输入电压检测部11检测出的输入电压波形(电源电压波形)相同的形状的方式使半导体开关3c进行斩波动作，且调整输入电流的大小，使得输出电压成为希望的电压。
特别是在专利文献1中提案有一种方法：仅在用于使高次谐波减少的最低限度的区间使半导体开关进行斩波动作，由此来降低电路的损失。图19以框图表示用于该提案的控制方法。图19中，利用电源过零(zero cross)检测单元5检测电源电压的相位，利用脉冲计数器13a仅在一定的期间允许图18的半导体开关3c的斩波动作，在除此之外的期间，保持使半导体开关3c截止。根据该方法，能够实现基本上不增加电源高次谐波，且低损失的整流电路装置。
另外，在专利文献1的整流电路装置的控制方法中，需要使用电源电压的波形，但也提案有一种不使用电源电压的波形，按照预先确定的波形实现同样的动作的控制方法(例如，参照专利文献2)。而且，还提出有一种以不具有成为目标的电流波形而发挥同样效果为目的的、简便的方法(例如，参照专利文献3)。
此外，在图18所示的整流电路装置的情况下，为如下结构：输入电流被整流后的电流替代，得到该输入电流的绝对值的信息，对该绝对值的大小进行调整。这样调整输入电流的绝对值的大小与调整输入电流的振幅是等价的是众所周知的。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2005－253284号公报
专利文献2：日本特开2007－129849号公报
专利文献3：日本特开2000－224858号公报
专利文献4：日本特开2001－045763号公报
发明内容
发明所要解決的课题
在上述现有技术的整流电路装置的结构中，在负载确定的条件下，进行控制使输出电压为一定，另外，使半导体开关进行斩波动作的期间也固定。因此，在检测出的输出电压包含误差的情况下，电流波形会变化。例如，在对有效值200V的交流进行整流而得到大约280V的直流的情况下，直流电压仅变化1V电流波形就会大幅变化。对于280V的直流电压，1V的精度相当于0.3％，在利用电阻对电压进行分压而成低电压的情况下，需要非常高精度的电阻。因此，在现有技术的整流电路装置中，加入输出电压的检测精度，为了使高次谐波在变化的电流波形中也减少，需要更长地设定进行斩波的期间。因此，在这种现有的整流电路装置中存在电路损失增加的问题。
另外，这种现有的整流电路装置的控制方法一般用数字计算机来实现，但当想要实现高精度的直流电压的电压控制时，需要对直流电压进行高分辨率即比特(bit，也称为“位”)数多的模拟－数字转换(以下称为“AD转换”。)器，电路负担变大。在这种情况下，也加入实际控制电路能够检测的精度，为了使高次谐波即使在变化后的电流波形中也减少，需要将进行斩波的期间设定得更长，存在需要使电路损失稍微增加的问题。
而且，在这种现有的整流电路装置中，输出电压越低，损失越少，但是在要将输出电压设定为比电源电压的瞬时值低的电压的情况下，即使使半导体开关进行斩波动作的期间的交流电压比输出电压低，在使半导体开关进行斩波动作的期间也由于升压动作而发生输出电压上升的现象。因此，在现有的整流电路装置中，具有难以设定成电路损失更少且更低输出电压的问题。
另外，在这种现有的整流电路装置中，进行斩波的期间被一样地设定，并且进行斩波的期间相对于想定(设想确定)的最大的输入电力被设定。因此，这种现有的整流电路装置在输入电力小且相对于电源高次谐波电流的限制电平具有余裕(充裕)的状况下，也必须执行规定的斩波动作，其结果是，具有不能使电路损失最小的问题。
本发明的目的在于，解决上述问题点，提供一种不论输出电压的检测精度如何，都能够按照连接的负载的状况或来自外部的指令，降低电源高次谐波电流且能够减少电路损失的整流电路装置的控制装置及整流电路装置。
用于解决课题的手段
本发明提供一种整流电路装置的控制装置，其是通过使半导体开关进行斩波动作，将来自单相交流电源的交流电压或对该交流电压进行整流而得到的脉动电压经由电抗器短路或开路(即，开放)，从所述单相交流电源整流成直流电压而向负载供给电力的整流电路装置的控制装置，其中，
所述控制装置具备：
波形形成部，其形成与所述交流电压的波形为相同频率的目标电流波形；
交流电流检测部，其检测从所述单相交流电源流动的交流电流(即，检测从所述单相交流电源流动的交流电流)；
直流电压检测部，其检测所述直流电压；
第一控制部，其以使所述检测出的交流电流的波形实质上成为所述目标电流波形的方式，控制所述半导体开关的斩波动作；
第二控制部，其以使所述检测出的直流电压实质上成为规定的目标直流电压的方式，控制所述目标电流波形的振幅；和
第三控制部，其以使所述半导体开关为斩波动作状态的斩波动作相位宽度或所述半导体开关为斩波停止状态的斩波停止相位宽度实质上成为规定的相位宽度的方式，控制所述规定的目标直流电压。
本发明提供一种整流电路装置，其通过使半导体开关进行斩波动作，将来自单相交流电源的交流电压或对该交流电压进行整流而得到的脉动电压经由电抗器短路或开路(即，开放)，从所述单相交流电源整流成直流电压而向负载供给电力，该整流电路装置具备：
波形形成部，其形成与所述交流电压的波形为相同频率的目标电流波形；
交流电流检测部，其检测从所述单相交流电源流动的交流电流(即，从所述单相交流电源检测流动的交流电流)；
直流电压检测部，其检测所述直流电压；
第一控制部，其以使所述检测出的交流电流的波形实质上成为所述目标电流波形的方式，控制所述半导体开关的斩波动作；
第二控制部，其以使所述检测出的直流电压实质上成为规定的目标直流电压的方式，控制所述目标电流波形的振幅；和
第三控制部，其以使所述半导体开关为斩波动作状态的斩波动作相位宽度或所述半导体开关为斩波停止状态的斩波停止相位宽度实质上成为规定的相位宽度的方式，控制所述规定的目标直流电压。
发明的效果
根据本发明，能够提供一种整流电路装置的控制装置和整流电路装置，它们能够根据连接的负载的状况或来自外部的指令，使希望的相位宽度发生变化，不论负载的变动状况如可，都能够精确地测量与希望的相位宽度进行比较的斩波动作相位宽度或斩波停止相位宽度，由此，能够总实现电路损失少且高次谐波电流少的整流动作。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的整流电路装置的结构的电路图。
图2A是表示图1的整流电路装置的控制电路的结构的框图。
图2B是表示图1的整流电路装置的控制的变形例的图，是表示在控制电路的斩波相位检测器的处理中利用波形成形器(也称为“波形形成器”)的输出信号的情况的框图。
图2C是表示图1的整流电路装置的控制的变形例的图，是表示在控制电路的斩波相位检测器的处理中利用电流检测器的输出的情况的框图。
图2D是表示图1的整流电路装置的控制的变形例的图，是表示在控制电路的斩波相位检测器的处理中利用DC电压检测器的输出的情况的框图。
图2E是表示图1的整流电路装置的控制的变形例的图，是表示在控制电路的斩波相位检测器的处理中利用PWM调制器的输出的情况的框图。
图3A是在本发明的整流电路装置中希望的相位宽度为斩波动作相位宽度时的目标相位宽度设定器的特性图。
图3B是在本发明的整流电路装置中希望的相位宽度为斩波停止相位宽度时的目标相位宽度设定器的特性图。
图4A是用于说明图1的整流电路装置的控制装置的第一动作例的控制动作的图，(a)表示交流电压(以下，称为AC电压)和整流后的直流电压(以下，称为DC电压)的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的交流电流(以下，称为AC电流)的信号波形图。
图4B是用于说明图1的整流电路装置的控制装置的第二动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
图5A是用于说明本发明实施方式2的整流电路装置的控制装置的第三动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
图5B是用于说明本发明实施方式2的整流电路装置的控制装置的第四动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
图6A是用于说明本发明实施方式3的整流电路装置的控制装置的第五动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
图6B是用于说明本发明实施方式3的整流电路装置的控制装置的第六动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
图7A是用于说明本发明实施方式4的整流电路装置的控制装置的第七动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
图7B是用于说明本发明实施方式4的整流电路装置的控制装置的第八动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
图8A是用于说明本发明实施方式5的整流电路装置的控制装置的第九动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
图8B是用于说明本发明实施方式5的整流电路装置的控制装置的第十动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
图9A是用于说明本发明实施方式6的整流电路装置的控制装置的第十一动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
图9B是用于说明本发明实施方式6的整流电路装置的控制装置的第十二动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
图10A是用于说明本发明实施方式6的整流电路装置的控制装置的第十三动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
图10B是用于说明本发明实施方式6的整流电路装置的控制装置的第十四动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
图10C是用于说明本发明实施方式6的整流电路装置的控制装置的第十五动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
图10D是用于说明本发明实施方式6的整流电路装置的控制装置的第十六动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
图11是表示本发明实施方式7的整流电路装置的结构的电路图。
图12是表示本发明实施方式8的整流电路装置的结构的电路图。
图13是表示本发明实施方式9的整流电路装置的结构的电路图。
图14A是用于对本发明实施方式1～9的整流电路装置的电压电平比较器的二值化处理的第一动作例进行说明的图，(a)是表示AC电压和阈值电压(Vth)的关系的信号波形图，(b)是表示来自电压电平比较器的二值信号的信号波形图。
图14B是用于对本发明实施方式1～9的整流电路装置的电压电平比较器的二值化处理的第二动作例进行说明的图，(a)是表示AC电压和阈值电压(Vth)的关系的信号波形图，(b)是表示来自电压电平比较器的二值信号的信号波形图。
图15是表示本发明实施方式10的整流电路装置的控制电路的详细结构的框图。
图16是表示图15的整流电路装置的低通滤波运算器(以下，称为“LPF运算器”)的详细结构的框图。
图17是表示图15的整流电路装置的动作的图，(a)是表示来自交流电源的AC电流(Iac)的信号波形图，(b)是表示DC电压(Vdc)的信号波形图，(c)是表示AD转换器的AD转换值(Vad)(以虚线表示上述DC电压Vdc)的信号波形图。
图18是表示现有的整流电路装置的结构的电路图。
图19是表示图18的现有的整流电路装置的控制部的详细结构的框图。
具体实施方式
以下，对本发明的整流电路装置的控制装置及整流电路装置的各方式进行说明。在以下各方式的说明中，括弧内的附图标记等表示后述的各实施方式的相关的要素的附图标记等，但不将本发明限定于各实施方式的结构。
本发明第一方式的整流电路装置的控制装置，是通过使半导体开关进行斩波动作，将来自单相交流电源的交流电压或对该交流电压进行整流而得到的脉动电压经由电抗器短路或开路，从所述单相交流电源整流成直流电压而向负载供给电力的整流电路装置的控制装置，
所述控制装置具备：
波形形成部(201，202)，其形成与所述交流电压的波形为相同频率的目标电流波形；
交流电流检测部(103)，其检测从所述单相交流电源流动的交流电流；
直流电压检测部(110)，其检测所述直流电压；
第一控制部(208，209，210，211)，其以使检测出的所述交流电流(Iac)的波形实质上成为所述目标电流波形的方式，控制所述半导体开关的斩波动作；
第二控制部(206，207)，其以使检测出的所述直流电压(Vdc)实质上成为规定的目标直流电压(Vdc＊)的方式，控制所述目标电流波形的振幅；和
第三控制部(203，204，205，212)，其以使所述半导体开关为斩波动作状态的斩波动作相位宽度(θwON)或所述半导体开关为斩波停止状态的斩波停止相位宽度(θwOFF)实质上成为规定的相位宽度的方式，控制所述规定的目标直流电压。
本发明第二方式的整流电路装置的控制装置构成为：所述第一方式的所述规定的相位宽度，相对于电源半周期在0度～180度的范围内根据(按照)负载状况或来自外部的指令被变更并设定。
本发明第三方式的整流电路装置的控制装置构成为：所述第二方式中的所述负载的状况由所述交流电流的值、基于所述交流电流计算的输入电力或所述整流电路装置的输出电力表示。
本发明第四方式的整流电路装置的控制装置构成为，所述第一方式～第三方式中的任一方式的所述第三控制部，以使在所述交流电压的极性被固定的期间内检测出的斩波停止相位宽度或斩波动作相位宽度的瞬时值、或预先设定的次数的平均值实质上成为规定的相位宽度的方式，控制所述规定的目标直流电压。
本发明第五方式的整流电路装置的控制装置构成为，所述第一方式～第三方式中的任一方式的所述第三控制部，以使在包含规定的期间中的最低的所述直流电压时的、所述交流电压的极性被固定的期间内检测出的斩波停止相位宽度或斩波动作相位宽度实质上成为规定的相位宽度的方式，控制所述规定的目标直流电压。
本发明第六方式的整流电路装置的控制装置构成为，所述第一方式～第三方式中的任一方式的所述第三控制部，以使在包含规定的期间中的最大的所述交流电流时的、所述交流电压的极性被固定的期间内检测出的斩波停止相位宽度或斩波动作相位宽度实质上成为规定的相位宽度的方式，控制所述规定的目标直流电压。
本发明第七方式的整流电路装置的控制装置构成为，所述第一方式～第六方式中的任一方式的所述第三控制部，以使在所述交流电压的极性被固定的期间内存在多个所述斩波动作相位宽度或多个所述斩波停止相位宽度时，该期间内的任一相位宽度或合计相位宽度实质上成为规定的相位宽度的方式，控制所述规定的目标直流电压。
本发明第八方式的整流电路装置的控制装置构成为，所述第一方式～第七方式中的任一方式的所述目标电流波形设定成，所述目标电流波形的瞬时的绝对值在所述交流电压的极性被固定的期间内，具有(a)从该期间的开始点到规定的中间点，随着时间经过，至少增加或者以至少增加且在一部分期间固定的方式实质上单调增加，(b)从所述中间点到结束点，随着时间经过，至少减少或以至少减少且在一部分期间固定的方式实质上单调减少之后成为零的期间。
本发明第九方式的整流电路装置的控制装置构成为，所述第一方式～第七方式中的任一方式的所述目标电流波形设定成，所述目标电流波形的瞬时的绝对值在所述交流电压的极性被固定的期间内，具有(a)从该期间的开始点到规定的第一中间点，随着时间经过为零的期间，并且具有(b)从所述第一中间点到规定的第二中间点，至少增加或以至少增加且在一部分期间固定的方式实质上单调增加，(c)从所述第二中间点到结束点，随着时间经过，至少减少或以至少减少且在一部分期间固定的方式实质上单调减少之后成为零的期间。
本发明第十方式的整流电路装置的控制装置构成为，在所述第一方式～第九方式中的任一方式中，
还具备相位检测部(109)，其通过将所述交流电压与规定的阈值电压进行比较而生成(即，产生)二值信号，
所述波形形成部基于所述二值信号检测所述交流电压的周期和相位，并基于检测出的该交流电压的周期和相位，形成与所述交流电压的波形为相同频率的目标电流波形，
所述第三控制部基于所述二值信号对所述半导体开关为斩波动作状态的斩波动作相位宽度或所述半导体开关为斩波停止状态的斩波停止相位宽度进行检测。
本发明第十一方式的整流电路装置的控制装置，在所述第一方式～第十方式中的任一方式中，
所述控制装置还具备：
AD转换部(230)，其设置在所述直流电压检测部与所述第二控制部之间，将检测出的所述直流电压AD转换成数字电压；和
运算部(231)，其设置在所述AD转换部与所述第二控制部之间，在对所述数字电压进行低通滤波运算之后，将该运算结果的电压作为检测出的所述直流电压输出至所述第二控制部。
在本发明第十二方式的整流电路装置的控制装置中，所述第十一方式中的所述AD转换部的采样频率设定为比所述单相交流电源的频率充分高。
在本发明第十三方式的整流电路装置的控制装置中，所述第十一方式或第十二方式中的所述低通滤波运算按如下方式执行：将紧邻的之前(即，上一次)的运算结果乘以“(2n-1)/(2n)”的系数之后，与输入的数字电压相加，将该相加的结果的值用作下一次运算结果，其中，n为整数。
本发明第十四方式的整流电路装置具备所述第一方式～第十三方式中任一方式的整流电路装置的控制装置。
根据上述各方式的结构，即使直流电压的检测精度存在误差，直流电压也会被调整为相对适当的值，成为与输入电压波形同样的电流波形，且能够根据负载状况或来自外部的指令改变希望的相位宽度，不论负载的变动状况如何，均能够精确地测量与希望的相位宽度进行比较的斩波动作相位宽度或斩波停止相位宽度，由此，总能够实现电路损失少且高次谐波电流少的整流动作。
另外，以比交流电源的频率充分高(即，足够大)的采样频率通过AD转换部将直流电压转换为数字信号并进行检测，对得到的数字信号按每个上述周期执行低通滤波运算(LPF运算)，对数字信号以插值(也称为“插补”)方式追加分辨率以下的微小信息，将插值有微小信息的数字信号作为直流电压信息，调整插值有微小信息的数字信号，以使得实际进行斩波的相位宽度成为希望的值。即使在直流电压的平滑电压所包含的电源频率成分中存在变动(揺らぎ，脉动)，数字信息的分辨率低(即，粗糙)的情况下，也由于变动使数字信号分散，因此能够平均地得到与高分辨率等价的数字信号。由此，即使利用低分辨率的AD转换单元，也能够高精度地调节直流电压的平均值，总是实现损失少且高次谐波电流少的整流动作。
以下，参照附图对本发明的整流电路装置及控制电路的实施方式进行说明。此外，本发明的整流电路装置及控制电路不限定于以下实施方式所记载的整流电路装置及控制电路的结构，包含基于与以下的实施方式中说明的技术思想同等的技术思想构成的结构。另外，以下的各实施方式中，对具有相同功能的构成要素标注相同的附图标记进行说明。
(实施方式1)
图1是表示本发明实施方式1的整流电路装置的结构的电路图。图1中，通过利用半导体开关104将单相的交流电源1的两个输出端子经由电抗器102短路而构成一个回路。作为交流电流检测部的电流检测器103检测该回路的电流，将表示所检测出的电流值Iac的信号输出到控制电路100。当使半导体开关104为导通(ON)状态时，电抗器102的电流增加。另一方面，当使半导体开关104为截止(OFF)状态时，流过电抗器102的电流被二极管电桥电路105整流，该整流过的电流流入平滑电容器106和负载4，驱动负载4。向负载4施加的平滑电容器106的两端的DC电压Vdc被DC电压检测器110检测，DC电压检测器110将表示检测出的DC电压Vdc的信号输出到控制电路100。
另外，作为从交流电源1输入的交流电压的相位检测部的电压电平比较器109，通过将交流电源1的AC电压电平与规定的阈值电压进行比较，生成表示是否为该阈值电压以上的二值信号Scom并输出到控制电路100。控制电路100基于二值信号Scom的周期和相位，对从交流电源1输出的AC电压的相位进行检测。控制电路100基于检测出的AC电压的相位，生成与AC电压实质上是相同频率且具有与AC电压相似形状的目标电流波形，进行控制，使半导体开关104进行斩波动作，以使得由电流检测器103检测出的电流值Iac逐渐接近(渐近)上述生成的目标电流波形的相似形状。
进而，控制电路100，为了使由DC电压检测器110检测出的DC电压Vdc成为在控制电路100内设定的希望的电压，根据其偏差调整生成的目标电流波形的相似比率。在此，控制电路100，按照如果实际的DC电压Vdc比希望的DC电压低，则使目标电流波形的相似比率增大，使得成为大电流的方式进行控制，并按照如果实际的DC电压Vdc比希望的DC电压高，则使得成为小电流的方式进行控制。另外，控制电路100基于半导体开关104的斩波状态，检测对半导体开关104进行脉冲宽度调制(以下，称为“PWM”)驱动的相位宽度，检测其相位宽度与希望的值的偏差，根据该偏差调整上述希望的DC电压值。
图2A是表示图1的控制电路100的详细结构的框图。在图2A的控制电路100中，该控制系统的最终控制目标在于，将进行斩波驱动的斩波动作相位宽度θwON控制为来自目标相位宽度设定器203的希望的相位宽度θwON *。首先，AC电压相位检测器201，基于通过将交流电源1的电压电平与规定的阈值电压Vth进行比较而得的二值化的二值信号Scom，检测AC相位，将表示检测出的AC相位的信号输出到目标电流波形形成器202及斩波相位宽度检测器212。其中，AC电压相位检测器201的具体动作详情在后面叙述。接着，目标电流波形形成器202基于表示上述AC相位的信号，生产(产生)在后面进行详细说明的规定的目标电流波形并输出到乘法器208。
此外，本发明实施方式1中，利用控制电路100中的AC电压相位检测器201和目标电流波形形成器202，构成形成与交流电压的波形为相同频率的目标电流波形的波形形成部。
斩波相位宽度检测器212，基于从Iac补偿运算器210输出到PWM调制器211的相对于半导体开关104的斩波驱动信号Sch的原信号，以来自AC电压相位检测器201的信号所表示的AC电压的相位为基准，检测作为斩波状态的相位宽度(以下，称为“斩波动作相位宽度”或简称为“斩波相位宽度”)θwON，将表示斩波相位宽度θwON的信号输出到减法器204。另一方面，目标相位宽度设定器203从由作为电流检测部的电流检测器103检测到的实际的电流值Iac按照预先设定的关系将表示希望的斩波相位宽度θwON *的信号输出到减法器204。
在此，图3A是表示从目标相位宽度设定器203输出的希望的斩波相位宽度θwON *和输入至目标相位宽度设定器203的由电流检测器103检测到的实际的电流值Iac的关系的一例的图。
如图3A所示，其特性(也称为“特定”)在于，随着实际的电流值Iac的增加，希望的斩波相位宽度θwON *增加。通过设为这种特性，若是低输入，则高次谐波电流本身的大小小，因此重视损失减小，另一方面，若是高输入，则能够使得具有重视高次谐波电流的减小的特性。其结果是，能够使得具有以损失减小和高次谐波电流的抑制为目标的特性。
此外，在图3A所示的特性中，将前后设为平坦，利用平滑(流畅)的直线连接在它们中间，但作为表示斩波相位宽度θwON *和电流值Iac的关系的特性，不限定于图3A所示的特性。
另外，在图3A的特性图中，以横轴为实际的电流值Iac进行了说明，但使用基于电流值Iac计算的输入电力、或根据检测流过负载4的电流的电流检测器112的输出和作为直流电压检测部的DC电压检测器110的输出得到的整流电路装置的输出电力，也能够得到相同的结果。
减法器204是所谓的相位比较器，通过从实际的斩波相位宽度θwON减去希望的斩波相位宽度θwON *来计算其相位宽度的偏差，将表示该偏差的信号输出到相位宽度补偿运算器205。相位宽度补偿运算器205，通过进行用于稳定地保持PWM驱动状态的相位宽度的规定的补偿运算，产生要由该整流电路装置输出的DC电压的指令电压Vdc*，将表示该指令电压Vdc*的信号输出到减法器206。另一方面，表示由作为直流电压检测部的DC电压检测器110检测出的实际的输出DC电压Vdc的信号被输入到减法器206。
减法器206通过从DC电压的指令电压Vdc*减去实际的输出DC电压Vdc来运算电压偏差，生成表示电压偏差的信号并输出到Vdc补偿运算器207。Vdc补偿运算器207通过执行用于使实际的DC电压Vdc与指令电压Vdc*实质上一致且变得稳定的补偿运算，将表示补偿运算后的电压偏差的信号输出到乘法器208。乘法器208对来自目标电流波形形成器202的目标电流波形乘以补偿运算后的电压偏差(即，进行乘法运算)，形成作为乘法运算结果的瞬时的电流指令值Iac*并输出到减法器209。在乘法器208的动作中，当实际电压Vdc比指令电压Vdc*低时，使目标电流波形的振幅增大，另一方面，当实际电压Vdc比指令电压Vdc*高时，使目标电流波形的振幅减少。
减法器209通过从瞬时的电流指令值Iac*减去由电流检测器103检测出的实际的电流值Iac(即，进行减法运算)，将表示作为减法运算结果的电流偏差的信号输出到Iac补偿运算器210。Iac补偿运算器210，以使得从交流电源1输入的电流稳定且迅速地与电流指令值Iac*实质上一致的方式进行规定的补偿运算，将表示补偿运算后的电流偏差的信号输出到PWM调制器211和斩波相位宽度检测器212。PWM调制器211通过对输入的信号表示的补偿运算后的电流偏差进行PWM调制，形成用于使半导体开关104导通截止(ON/OFF)的斩波驱动信号Sch，输出到半导体开关104。另一方面，如上所述，斩波相位宽度检测器212基于从Iac补偿运算器210输出到PWM调制器211的相对于半导体开关104的斩波驱动信号Sch的原信号，以来自AC电压相位检测器201的信号所表示的AC电压的相位为基准，检测斩波相位宽度θwON，将表示该斩波相位宽度θwON的信号输出到减法器204。由此，构成斩波相位宽度的控制回路。
在以上述方式构成的对半导体开关104进行斩波驱动控制的控制电路100中，在图2A的比减法器204更靠右侧的回路(是指从204经由205、206、207、208、209、210、212返回到204的回路(loop，也称为“环路”))中，对DC电压Vdc进行控制，以使得由斩波相位宽度检测器212检测出的斩波相位宽度与由目标相位宽度设定器203设定的目标相位宽度实质上一致。另外，在图2A的比减法器206更靠右侧的回路(是指从206经由207、208、209、210、211、104、110返回到206的回路)中，以使得由DC电压检测器110检测出的DC电压Vdc与由相位宽度补偿运算器205所示的希望的DC电压Vdc*实质上一致的方式对目标电流的振幅进行控制，进行斩波驱动控制。而且，在图2A的比减法器209更靠右侧的回路(是指从209经由210、211、104、103返回到209的回路)中，以使得由电流检测器103检测出的电流Iac与基于由目标电流波形形成器202形成的目标电流波形产生的目标电流Iac*实质上一致的方式，进行斩波驱动控制。
图4A是用于说明实施方式1的控制装置的第一动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。另外，图4B是用于说明实施方式1的控制装置的第二动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
图4A的第一动作例是输出的DC电压比较低、且相对于半导体开关104的斩波相位宽度(例如，最小的相位宽度)θwON比希望的相位宽度θwON *小的情况。此时，AC电压比DC电压高的相位期间增加，因此，从交流电源1经由电抗器102和二极管电桥电路105流入DC侧的电流增加。因此，AC电流的波形变得尖锐，AC电流的高次谐波成分增加。
另一方面，图4B的第二动作例是输出的DC电压比较高、且相对于半导体开关104的斩波相位宽度(例如，最大的相位宽度)θwON比希望的相位宽度θwON *大的情况。此时，AC电压比DC电压高的相位期间与第一动作例比较减少，因此，从交流电源1经由电抗器102和二极管电桥电路105流入DC侧的电流也减少，AC电流的高次谐波成分减少。但是，图4B的第二动作例与图4A的第一动作例中的波形相比，相对于半导体开关104进行斩波的期间增加，因此，电路的损失增加。
在此，如果来自交流电源1的AC电压中包含变形(畸变)，则在AC电压的半周期的期间中进行斩波的区间出现多次。在此情况下，斩波相位宽度检测器212也可以将接近AC电压的相位的0度或180度的斩波相位宽度选择为控制用斩波相位宽度，进行该斩波控制。另外，斩波相位宽度检测器212也可以代替AC电压的相位的0度或180度，而将与判定AC电流或AC电压的极性的基准相位接近的相位宽度选择为控制用斩波相位宽度，进行该斩波控制。进而，斩波相位宽度检测器212也可以将得到的上述多个斩波相位宽度相加，将相加结果的相位宽度作为控制用斩波相位宽度，进行该斩波控制。
在本发明实施方式1的结构中，作为整流电路装置的控制装置，包括：控制电路100、作为交流电流检测部的电流检测器103、作为直流电流检测部的电流检测器112、作为直流电压检测部的DC电压检测器110、和电压电平比较器109。
另外，实施方式1中的控制电路100，功能上分为波形成形部、第一控制部、第二控制部和第三控制部。
第一控制部控制半导体开关104的斩波动作，以使得检测出的交流电流Iac的波形实质上成为目标电流波形。第一控制部在图2A所示的实施方式1的结构中，由乘法器208、减法器209、Iac补偿运算器210和PWM调制器211构成。
第二控制部控制目标电流波形的振幅，以使得检测出的直流电压Vdc实质上成为规定的目标直流电压Vdc＊。第二控制部在实施方式1的结构中，由减法器206、和Vdc补偿运算器207构成。
第三控制部控制规定的目标直流电压Vdc＊，以使得半导体开关104为斩波动作状态的斩波动作相位宽度或半导体开关104为斩波停止状态的斩波停止相位宽度实质上成为规定的相位宽度。第三控制部在实施方式1的结构中，由目标相位宽度设定器203、减法器204、相位宽度补偿运算器205和斩波相位宽度检测器212构成。
此外，在实施方式1中，目标相位宽度设定器203的结构为，根据由电流检测器103检测出的实际的电流值Iac，按照预先设定的关系，求取希望的斩波相位宽度θwON *，但也可以通过为其它结构进行对应。例如，也可以采用如下结构：目标相位宽度设定器203将交流电压的极性被固定的期间内由电流检测器103得到的最大电流(瞬时值)依次存储，从预先设定的次数中提取最大的电流，作为相位宽度设定用电流Iacp，代替实际的电流Iac。或也可以采用如下结构：在目标相位宽度设定器203中，将使用了在预先设定的次数中存储的最大电流(瞬时值)的平均值作为相位宽度设定用电流Iacp，替代实际的电流Iac。
或也可以采用如下结构：目标相位宽度设定器203不使用实际的电流Iac，而使用基于实际的电流Iac计算的输入电力、或由DC电压检测器110和电流检测器112计算的整流电路装置的输出电力。
另外，也可以是如下方法：在负载4为包括电动机的逆变器的情况下，从外部赋予指示信号(未图示)，以根据输向电动机的转速指令切换希望的斩波相位宽度θwON *。或也可以是如下方法：从外部赋予指示信号(未图示)，以在特定的条件下，根据希望高功率因数、高DC电压等包括整流电路装置的系统整体的要求切换希望的斩波相位宽度θwON *。在该方法的情况下，也可以采用如下方式：令希望的斩波相位宽度θwON *为180度，进行整个区域开关。另外，也可以是将这些方法混合在一起的方法。
在实施方式1的斩波相位宽度检测器212中，基于从Iac补偿运算器210向PWM调制器211输出的相对于半导体开关104的斩波驱动信号Sch的原信号，以来自AC电压相位检测器201的信号所表示的AC电压的相位为基准，检测斩波动作相位宽度θwON，对这种结构进行了说明，但作为本发明，例如即使是以下说明的图2B、图2C、图2D或图2E所示的结构，也可以实现相同的作用效果。
图2B所示的结构为如下结构：设置被输入斩波驱动信号Sch的波形成形器111，波形成形器111将斩波驱动信号Sch成形为开关连续的部分和开关停止的部分的二值信号，并将该二值信号输出到斩波相位宽度检测器212。在斩波相位宽度检测器212中，以来自AC电压相位检测器201的信号所表示的AC电压的相位为基准，从与二值信号的开关连续的部分相当的部分提取斩波相位宽度，将提取的斩波相位宽度作为斩波动作相位宽度θwON。
即使在上述那样图2B所示的结构中，也具有与上述图2A所示的结构相同的作用效果。
另外，图2C所示的结构也可以构成为：斩波相位宽度检测器212将极性被固定的周期的期间的斩波相位宽度和测定期间中从电流检测器103输出的实际的电流值Iac的最大值相关联地存储，从连续的多个测定结果提取实际的电流值Iac为最大的斩波相位宽度，将提取的斩波相位宽度作为斩波动作相位宽度θwON。
之所以将实际的电流值Iac的最大值相关联地存储使用，是由于电源高次谐波电平与输入电流成比例，因此通过着眼于电源高次谐波电平最大的电流波形来控制斩波相位宽度，将电源高次谐波控制在目标电平以下。
另外，在斩波相位宽度检测器212中，之所以从连续的多个测定结果进行提取，是由于在负载4是具有脉动的特性的情况下，每一次的斩波相位宽度的测定值不同。
另外，图2D所示的结构构成为：斩波相位宽度检测器212将极性被固定的周期的期间的斩波相位宽度和在测定期间中从DC电压检测器110输出的DC电压Vdc的最小值相关联地存储，从连续的多个测定结果提取DC电压Vdc最小的斩波相位宽度，将提取的斩波相位宽度作为斩波动作相位宽度θwON。
电源高次谐波的电平与输入电流成比例。当将该关系以DC电压Vdc置换时，在负载最大之处，DC电压Vdc的电压降低相应地变大。因此，在图2D所示的结构中，与DC电压Vdc的最小值相关联地进行存储，着眼于电源高次谐波电平最大的电流波形，进行斩波相位宽度控制，由此能够将电源高次谐波控制在目标电平以下。
其中，之所以从连续的多个测定结果进行提取，是由于在负载4保持脉动的特性的情况下，每一次的斩波相位宽度的测定值不同。
在以上那样构成的情况下，即使在负载4保持脉动的特性中，也具有与图2A所示的结构相同的作用效果。
或图2E所示的结构也可以构成为：斩波相位宽度检测器212，对极性被固定的周期的期间的PWM调制器211的输出即脉冲数进行测量(即，计测)，将斩波周期与测量得到的脉冲数相乘，由此计算斩波相位宽度，将其计算结果作为斩波动作相位宽度θwON。在图2E所示的结构中，通过根据实际上驱动半导体开关的脉冲数控制斩波相位宽度，能够将电源高次谐波控制在目标电平以下。
(实施方式2)
以下，对本发明实施方式2的整流电路装置及该整流电路装置的控制装置进行说明。
在上述实施方式1的整流电路装置中，检测进行斩波的相位宽度θwON，使用该相位宽度θwON调整DC电压指令Vdc*。但在本发明实施方式2的整流电路装置中，通过检测斩波成为停止状态的相位宽度(以下，称为“斩波停止相位宽度”。)θwOFF，使用该斩波停止相位宽度θwOFF调整DC电压指令Vdc*，得到相同的作用效果。
因此，作为本发明实施方式2的整流电路装置及控制装置的结构，具有与以上述实施方式1中说明的图1及图2A的结构实质上相同的结构，实施方式2中，使用与实施方式1的附图标记相同的附图标记进行说明。
但是，从目标相位宽度设定器203输出的希望的斩波相位宽度θwOFF *、与输入至目标相位宽度设定器203的由电流检测器103检测出的实际的电流值Iac的关系，与实施方式1不同。从目标相位宽度设定器203输出的希望的斩波相位宽度θwOFF *、与输入至目标相位宽度设定器203的由电流检测器103检测出的实际的电流值Iac的关系的一例表示在图3B中。图3B表示从目标相位宽度设定器203输出的希望的斩波相位宽度θwOFF *、与输入至目标相位宽度设定器203的由电流检测器103检测出的实际的电流值Iac的关系的一例。
图3B所示的特性是：随着由电流检测器103检测出的实际的电流值Iac的增加，希望的斩波相位宽度θwOFF *减少的特性。通过采用这种特性，在低输入的情况下，高次谐波电流本身的大小小，因此重视损失减少，另一方面，在高输入的情况下，能够使得具有重视高次谐波电流的减少的特性。其结果是，能够使得保持以损失减少和高次谐波电流的抑制为目标的特性。
此外，在图3B所示的特性中，使前后平坦，并利用平滑的直线连接它们之间，但是表示斩波相位宽度斩波相位宽度θwOFF *和电流值Iac的关系的特性，不限定于该形状。
另外，在图3B的特性图中，将横轴设为实际的电流值Iac进行了说明，但使用基于电流值Iac计算的输入电力、或根据检测流过负载4的电流的电流检测器112的输出和DC电压检测器110的输出得到的整流电路装置的输出电力，也可得到相同的结果。
图5A是用于说明实施方式2的整流电路装置的控制装置的第三动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。另外，图5B是用于说明实施方式2的整流电路装置的控制装置的第四动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
图5A的第三动作例中是，输出的DC电压比较低且半导体开关104不被进行斩波动作的斩波停止相位宽度(例如，最大的相位宽度)θwOFF变大的情况。另一方面，图5B的第四动作例中是，输出的DC电压与第三动作例相比较高，半导体开关104不被进行斩波的斩波停止相位宽度(例如，最小的相位宽度)θwOFF与第三动作例相比较小的情况。由于斩波停止相位宽度θwOFF与斩波动作相位宽度θwON是互补的，因此能够得到相同的作用效果。
另外，当来自交流电源1的AC电压中包括变形(畸变)时，在AC电压的半周期的期间中进行斩波的区间多次出现的情况存在。在这种情况下，也可以采用如下方式：斩波相位宽度检测器212也可以将与AC电压的相位的90度接近的截止期间的斩波停止相位宽度θwOFF选择为控制用斩波相位宽度，进行该斩波控制。进一步，也可以采用如下方式：斩波相位宽度检测器212将得到的上述多个斩波停止相位宽度相加(即，进行加法运算)，将加法运算结果的相位宽度作为控制用斩波相位宽度进行该斩波控制。
此外，在图5A和图5B的特性图中，仅表示了AC电压的半周期的波形，但根据图4A及图4B以及现有技术可知，剩下的半周期其绝对值(瞬时绝对值)为同样的波形，因此省略说明。
此外，实施方式2虽然构成为：目标相位宽度设定器203根据由电流检测器103检测出的实际的电流值Iac，按照预先设定的关系求取希望的斩波停止相位宽度θwOFF *，但也可以通过其它结构进行对应。例如，也可以采用如下方式：目标相位宽度设定器203将交流电压的极性被固定的期间内由电流检测器103得到的最大电流依次存储，从预先设定的次数中提取最大的电流，作为相位宽度设定用电流Iacp，替代实际的电流Iac。或也可以采用如下方式：目标相位宽度设定器203将使用了存储的最大电流的平均值作为相位宽度设定用电流Iacp，替代实际的电流Iac。
或也可以采用如下方式：目标相位宽度设定器203不使用实际的电流Iac，而使用基于实际的电流Iac计算的输入电力、或由DC电压检测器110和电流检测器112计算的整流电路装置的输出电力。
另外，也可以是如下方法：在负载4为包括电动机的逆变器的情况下，从外部赋予指示信号(未图示)，以根据输向电动机的转速指令切换希望的斩波停止相位宽度θwOFF *。或也可以是如下方法：从外部赋予指示信号(未图示)，以在特定的条件下，根据希望高功率因数和高DC电压等的包括整流电路装置的系统整体的要求，切换希望的斩波停止相位宽度θwOFF *。在此情况下，也可以将希望的斩波停止相位宽度θwOFF *设为0度，进行整个区域开关。另外，也可以是将这些方法混合在一起的方法。
在实施方式2的斩波相位宽度检测器212中，基于从Iac补偿运算器210向PWM调制器211输出的相对于半导体开关104的斩波驱动信号Sch的原信号，以来自AC电压相位检测器201的信号所表示的AC电压的相位为基准，检测斩波停止相位宽度θwOFF。对这样的结构进行了说明，但作为本发明，例如即使是上述实施方式1中说明的图2B、图2C、图2D或图2E所示的结构，也可以实现相同的作用效果。
在应用图2B所示的结构的情况下，构成为：设置被输入斩波驱动信号Sch的波形成形器111，波形成形器111将斩波驱动信号Sch成形为开关连续的部分和开关停止的部分的二值信号，将该二值信号输出到斩波相位宽度检测器212。在斩波相位宽度检测器212中，也可以采用如下结构：以来自AC电压相位检测器201的信号所表示的AC电压的相位为基准，从二值信号的与开关停止的部分相当的部分提取斩波停止相位宽度，将提取的斩波相位停止宽度作为斩波停止相位宽度θwOFF。
如以上所述，即使在实施方式2的整流电路装置具有图2B所示的结构的情况下，也具有与上述图2A所示的结构相同的作用效果。
另外，在应用上述图2C所示的结构的情况下，也可以采用如下结构：斩波相位宽度检测器212将极性被固定的周期的期间的斩波停止相位宽度和在测定期间中从电流检测器103输出的实际的电流值Iac的最大值(瞬时值)相关联地存储，从连续的多个测定结果提取实际的电流值Iac为最大的斩波停止相位宽度，将提取的斩波停止相位宽度作为斩波停止相位宽度θwOFF。
之所以将实际的电流值Iac的最大值(瞬时值)相关联地存储使用，是由于电源高次谐波电平与输入电流成比例，因此通过着眼于电源高次谐波电平最大的电流波形来控制斩波相位宽度，将电源高次谐波控制在目标电平以下。
另外，在斩波相位宽度检测器212中，之所以从连续的多个测定结果进行提取，是由于在负载4是具有脉动的特性的情况下，每一次的斩波相位宽度的测定值不同。
进而，在应用图2D所示的结构的情况下：斩波相位宽度检测器212将极性被固定的周期的期间的斩波相位宽度和在测定期间中从DC电压检测器110输出的DC电压Vdc的最小值相关联地存储，从连续的多个测定结果提取DC电压Vdc最小的斩波停止相位宽度，将提取的斩波停止相位宽度作为斩波停止相位宽度θwOFF。
电源高次谐波的电平与输入电流成比例。当将该关系以DC电压Vdc置换时，在负载最大之处，DC电压Vdc的电压降低相应地变大。因此，在图2D所示的结构中，与DC电压Vdc的最小值相关联地进行存储，着眼于电源高次谐波电平最大的电流波形，进行斩波相位宽度控制，由此能够将电源高次谐波控制在目标电平以下。
其中，之所以从连续的多个测定结果进行提取，是由于在负载4保持脉动的特性的情况下，每一次的斩波相位宽度的测定值不同。
如上所述，在实施方式2的整流电路装置具有图2B～2D所示的结构的情况下，即使是负载4保持脉动的特性，也具有与图2A所示的结构相同优异的作用效果。
(实施方式3)
以下，对本发明实施方式3的整流电路装置及该整流电路装置的控制装置进行说明。
本发明实施方式3的整流电路装置是将上述实施方式1的整流电路装置的控制方法简化而得到的装置。实施方式3的整流电路装置中的斩波相位宽度检测器212，对从0度或180度起到斩波成为停止状态为止的AC电压的极性(符号)不变化而被固定的区间(正区间或负区间)中的前半的相位宽度θ1wON(斩波相位宽度)进行检测，使用该相位宽度θ1wON进行该斩波控制。
因此，作为本发明实施方式3的整流电路装置及控制装置的结构，具有与上述实施方式1中说明的图1及图2A的结构实质上相同的结构，实施方式3中，使用与实施方式1中的附图标记相同的附图标记进行说明。
图6A是用于说明实施方式3的整流电路装置的控制装置的第五动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。另外，图6B是用于说明实施方式3的整流电路装置的控制装置的第六动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
图6A的第五动作例中，是输出的DC电压比较低，半导体开关104进行斩波的相位宽度θ1wON比较小的情况。另一方面，图6B的第六动作例中，是输出的DC电压与第五动作例相比较高，半导体开关104进行斩波的相位宽度θ1wON与第五动作例相比较大的情况。
在实施方式3的整流电路装置中，在图6A及图6B所示的动作例的AC电压的半周期的区间中，进行前半的斩波的相位宽度θ1wON具有与上述图4A及图4B所示的倾向相同的倾向，因此，能够得到与实施方式1相同的作用效果。
(实施方式4)
以下，对本发明实施方式4的整流电路装置及该整流电路装置的控制装置进行说明。
本发明实施方式4的整流电路装置与上述实施方式3的整流电路装置一样，是将实施方式1的整流电路装置的控制方法简化得到的装置。实施方式4的整流电路装置中的斩波相位宽度检测器212，对从0度或180度起到斩波成为停止状态为止的AC电压的极性(符号)不变化而被固定的区间(正区间或负区间)中的后半的相位宽度θ2wON进行检测，进行该斩波控制。
因此，作为本发明实施方式4的整流电路装置及控制装置的结构，具有与上述实施方式1中说明的图1及图2A的结构实质上相同的结构，实施方式4中，使用与实施方式1中的附图标记相同的附图标记进行说明。
图7A是用于说明本发明的实施方式4的整流电路装置的控制装置的第七动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。另外，图7B是用于说明本发明的实施方式4的整流电路装置的控制装置的第八动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
在图7A的第七动作例中，是输出的DC电压比较低且半导体开关104进行斩波的相位宽度θ2wON(斩波相位宽度)比较小的情况。另一方面，在图7B的第八动作例中，是输出的DC电压与第七动作例相比较高，半导体开关104进行斩波的相位宽度θ2wON与第七动作例相比较大的情况。
在实施方式4的整流电路装置中，在图7A及图7B所示的动作例的交流电源1的半周期的区间中，进行后半的斩波的相位宽度θ2wON具有与上述图4A及图4B所示的倾向相同的倾向，因此，能够得到与实施方式1相同的作用效果。
(实施方式5)
以下，对本发明实施方式5的整流电路装置及该整流电路装置的控制装置进行说明。
本发明实施方式5的整流电路装置构成为：利用斩波相位宽度检测器212，对上述实施方式3的整流电路装置中的斩波相位宽度θw1ON和实施方式4的整流电路装置中的斩波相位宽度θw2ON的合计相位宽度(θw1ON+θw2ON)进行检测，控制DC电压，以使该合计相位宽度(θw1ON+θw2ON)成为希望的相位宽度。
图8A是用于说明本发明的实施方式5的整流电路装置的控制装置的第九动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。另外，图8B是用于说明本发明的实施方式5的整流电路装置的控制装置的第十动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
在图8A的第九动作例中，是输出的DC电压比较低且半导体开关104进行斩波的前半的斩波相位宽度θ1wON及后半的斩波相位宽度θ2wON比较小的情况。另一方面，图8B的第十动作例中，是输出的DC电压与第九动作例相比较高，半导体开关104进行斩波的前半的斩波相位宽度θ1wON及后半的斩波相位宽度θ2wON与第九动作例相比较大的情况。
在实施方式5的整流电路装置中，在图8A及图8B所示的动作例的交流电源1的半周期的区间中，前半的斩波相位宽度θ1wON及后半的斩波相位宽度θ2wON具有与上述图4A及图4B所示的倾向相同的倾向，因此，能够得到与实施方式1～实施方式4相同的作用效果。
(实施方式6)
以下，对本发明实施方式6的整流电路装置及和整流电路装置的控制装置进行说明。
图9A是用于说明本发明的实施方式6的整流电路装置的控制装置的第十一动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。另外，图9B是用于说明本发明的实施方式6的整流电路装置的控制装置的第十二动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
实施方式6的整流电路装置的控制装置的特征在于，目标电流波形为正弦波以外的波形，例如通过设为三角波，能够进一步减少电路损失。特别是在负载轻时，即使波形畸变增加，也由于高次谐波电流本身少，因此能够进一步减少电路损失。
图9A的第十一动作例是输出的DC电压比较低且半导体开关104进行斩波的相位宽度θwON比希望的相位宽度θwON *小的情况。此时，AC电压比DC电压高的相位期间增加，因此，从交流电源1经由电抗器102和二极管电桥电路105流入DC侧的电流增加。因此，AC电流的波形变得尖锐，AC电流的高次谐波成分增加。
另一方面，图9B的第十二动作例是输出的DC电压与第十一动作例相比较高，半导体开关104进行斩波的相位宽度θwON比希望的相位宽度θwON *大的情况。此时，由于AC电压比DC电压高的相位期间减少，因此，从交流电源1经由电抗器102和二极管电桥电路(也称为“二极管桥电路”)105流入DC侧的AC电流减少，AC电流的高次谐波成分减少。但是，在图9B的第十二动作例中，与图4A和图4B一样，与图9A的第十一动作例的波形相比，半导体开关104进行斩波的期间(相位宽度)增加，因此，电路的损失增加。
在实施方式6中，优选如图9A和图9B所示，使用一种三角波形，该三角波形是：具有目标电流波形的瞬时的绝对值随着时间经过，在从AC电压的0度(开始点)到180度(结束点)为止的期间的前半的期间中，以一定的倾斜度单调增加后，从规定的中间点(比90度小的角度)起以一定的倾斜度单调减少，之后直到结束点为止为零的区间的波形。
另外，在图9A和图9B中，在AC电压的半周期图示了一个斩波相位宽度θwON，因此，在AC电压的1周期图示了两个斩波停止相位宽度。因此，如上述，也可以基于两个斩波停止相位宽度的任一个相位宽度或合计的相位宽度进行斩波控制。或如上述实施方式2中说明的那样，从AC电压的半周期减去斩波相位宽度θwON，求取斩波停止相位宽度θwOFF。或也可以直接求取斩波停止相位宽度θwOFF，基于求得的该斩波停止相位宽度θwOFF进行控制。
(实施方式6的变形例)
以下，参照图10A～图10D说明本发明实施方式6的整流电路装置及控制装置的变形例。本发明实施方式6的变形例中，具有与图9A及图9B所示的目标电流波形不同的其它形状。
图10A是用于说明本发明实施方式6的整流电路装置的控制装置的第十三动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。另外，图10B是用于说明本发明实施方式6的整流电路装置的控制装置的第十四动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。另外，图10C是用于说明本发明实施方式6的整流电路装置的控制装置的第十五动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。另外，图10D是用于说明本发明的实施方式6的整流电路装置的控制装置的第十六动作例的控制动作的图，(a)是表示AC电压和整流后的DC电压的关系的信号波形图，(b)是表示要控制的目标电流波形的信号波形图，(c)是表示实际上进行控制之后的AC电流的信号波形图。
图10A的第十三动作例的目标电流波形为一种三角波形，该三角波形构成为，与图9A的第十一动作例的目标电流波形相比，替代随着时间经过而单调减少的区间，而具有在后半的超过90度的规定的相位(例如，110度)的中间点Tm瞬时为零的区间(为零的固定不变的区间)的波形。
另外，图10B的第十四动作例的目标电流波形是，与图10A的第十三动作例的目标电流波形相比，具有随着时间经过，使单调增加的区间以正弦波形状增加，在后半的超过90度的规定的角度(例如110度)的中间点Tm瞬时为零的区间(为零的固定不变的区间)的波形。
而且，图10C的第十五动作例的目标电流波形是，在图10B的第十四动作例的目标电流波形中设置制约条件，在前半部的正弦波波形中在90度之前的中间点Tm的相位(例如70度)瞬时为零的波形。
另外，图10D的第十六动作例的目标电流波形是，在图10C的第十五动作例的目标电流波形中，随着时间经过，在从0度到第一中间点Tm1为止的规定期间为零(为零的固定不变的区间)，之后直到第二中间点Tm2为止单调增加的波形。
在图10C和图10D的动作例中，在90度之前使目标电流为零，但是只要使用在成为零的相位之前从半导体开关104的斩波动作变为斩波停止的期间这样的负载即可。而且，本动作例中，DC电压比AC电压的最高瞬间电压低，因此，在90度附近，电流从交流电源1经由电抗器102和二极管电桥电路105流入。因此，即使目标电流变为零，AC电流也会暂时继续流动一会儿，能够高效地实现高次谐波成分少的电流。
在以上各实施方式中，在目标电流波形的单调增加或单调减少中，也可以包含目标电流固定不变的期间，即也可以使该单调增加或单调减少实质上单调增加或实质上单调减少。在此，“实质上单调增加”是指在目标电流波形的相位θ1<θ2时，存在f(θ1)≤f(θ2)的关系的广义的单调增加，换言之，是指随着时间经过，至少增加，或以至少增加且一部分期间固定不变的方式实质上单调增加。另外，“实质上单调减少”是指在目标电流波形的相位θ1<θ2时，存在f(θ1)≥f(θ2)的关系的广义的单调减少，换言之，是指随着时间经过，至少减少或者以至少减少且在一部分期间固定不变的方式实质上单调减少。
(实施方式7)
以下，对本发明实施方式7的整流电路装置及该整流电路装置的控制装置进行说明。
图11是表示本发明实施方式7的整流电路装置的结构的电路图。实施方式7的整流电路装置构成为，来自交流电源1的AC电压经由电抗器602在利用半导体开关604a、604b及二极管605a、605b、605c、605d构成的桥电路被整流，经平滑电容器106驱动负载4。
实施方式7的整流电路装置的斩波控制方法与上述图1所示的实施方式1的整流电路装置的控制装置一样，对于两个半导体开关604a、604b，使用斩波驱动信号Sch同时进行驱动。
关于实施方式7的整流电路装置的斩波驱动信号Sch，能够利用与在上述实施方式1中使用图2A～图2E说明的结构相同的结构形成。另外，在实施方式7的整流电路装置中，通过进行在上述各实施方式中说明过的斩波控制，能够实现相同的作用效果。
(实施方式8)
以下，对本发明实施方式8的整流电路装置及该整流电路装置的控制装置进行说明。
图12是表示本发明实施方式8的整流电路装置的结构的电路图。实施方式8的整流电路装置构成为，来自交流电源1的AC电压经由电抗器702在由半导体开关704a、704b及二极管705a、705b、705c、705d构成的桥电路被整流，经平滑电容器106驱动负载4。
实施方式8的整流电路装置的斩波控制方法，根据来自交流电源1的AC电压的极性，使用两个斩波驱动信号Sch1、Sch2，仅使任一方的半导体开关704a或704b进行斩波动作。例如，如果是AC电压的极性在与电抗器702连接的一侧高的期间，则使用斩波驱动信号Sch2使半导体开关704b进行斩波动作，如果是AC电压的极性在与电抗器702连接的一侧低的期间，则使用斩波驱动信号Sch1使半导体开关704a进行斩波动作。
此外，在实施方式8的整流电路装置中，如果使半导体开关704a和704b同时导通，则会使得输向负载4的DC输出电压短路，因此，存在需要设定为在AC电压的极性反转的附近，半导体开关704a和704b均不成为导通状态的情况。在这样设定的情况下，在上述图4A和图4B中，斩波动作变化为停止状态的相位在0度及180度附近也可能发生。但是，在此情况下，作为DC输出电压的短路防止，有意使斩波动作停止，因此，在本发明实施方式8的整流电路装置中，在0度及180度附近不作为斩波动作变化为停止状态的相位来处理，由此，能够容易地实现。
关于实施方式8的整流电路装置的斩波驱动信号Sch1、Sch2，能够通过与上述实施方式1中使用图2A～图2E说明的结构相同的结构形成。另外，实施方式8的整流电路装置中，通过对各个半导体开关进行上述各实施方式中说明的斩波控制，也能够实现相同的作用效果。
(实施方式9)
以下，对本发明实施方式9的整流电路装置及该整流电路装置的控制装置进行说明。
图13是表示本发明实施方式9的整流电路装置的结构的电路图。实施方式9的整流电路装置构成为，交流电源1的两输出端子经整流桥105和电抗器102在半导体开关104为导通(ON)状态时对电抗器102充电，在半导体开关104成为截止(OFF，也称为“断开”)状态时，利用二极管304对平滑用电容器106和负载4进行驱动。
对于实施方式9的整流电路装置的斩波驱动信号Sch，能够通过与上述实施方式1中使用图2A～图2E说明的结构相同的结构成形。另外，在实施方式9的整流电路装置中，通过对各自的半导体开关进行上述各实施方式中说明的斩波控制，也能够实现相同的作用效果。
以下，参照图14A及图14B对本发明实施方式1～9的整流电路装置中使用的电压电平比较器109的二值化处理进行说明。
图14A是用于说明本发明实施方式1～9的整流电路装置中的电压电平比较器109的二值化处理的第一动作例的波形图。图14A的波形图中，(a)表示AC电压和阈值电压Vth的关系，(b)表示来自电压电平比较器109的二值信号。另外，图14B是用于说明本发明实施方式1～9的整流电路装置中的电压电平比较器109的二值化处理的第二动作例的波形图。图14B的波形图中，(a)表示AC电压和阈值电压Vth的关系，(b)表示来自电压电平比较器109的二值信号。
图14A及图14B表示根据AC电压是否为一定电平以上的信息检测电压相位的方法。该信息是以AC电压的瞬时电压是否超过阈值为二值信号而得到的信息。即，电压电平比较器109将AC电压与阈值电压Vth相比，AC电压为阈值电压Vth以上时输出高电平信号，另一方面，AC电压不足阈值电压Vth时，输出低电平信号。
在此，即使阈值电压Vth变动，二值信号的周期也与电源频率相同，如果求出二值信号的高电平侧或低电平侧的中点，就能够获知AC电压相位的90度或270度的时间。另外，AC电压相位的90度和270度的中点成为180度和0度的相位。如果对这样得到的信息使用PLL等来倍增(逓倍，multiplication)，就能够准确地获知瞬时的相位。
例如，如果倍增360，则一个脉冲相当于1度，如果对该脉冲计数，则能够得到单位为度的相位信息。而且，利用得到的相位信息，调出其瞬时的目标电流波形即可。对于使用根据其它的电平比较而得到的二值信息来检测相位的方法，例如，也在本发明人公开的专利文献4中提出，没有特别限定。
如上述，在本发明实施方式1～9的整流电路装置中，即使DC电压的检测精度存在误差，也能够相对地调整DC电压，使得进行斩波动作的相位宽度成为希望的相位宽度。因此，本发明实施方式1～9的整流电路装置中，能够实现成为相同的电流波形，电路损失总是少且高次谐波电流少的整流动作。
(实施方式10)
以下，对本发明实施方式10的整流电路装置及用于该整流电路装置的控制电路进行说明。
图15是表示本发明实施方式10的整流电路装置的控制电路100的详细结构的框图。与上述图2A所示的实施方式1的整流电路装置的控制电路100相比，实施方式10的整流电路装置的控制电路100构成为，在DC电压检测器110和减法器206之间插入有作为AD转换部的AD转换器230及作为运算部的低通滤波器运算器(以下，称为“LPF运算器”。)231。实施方式10的整流电路装置是在用数字运算实施的情况下提供特别有效的实施方式的装置。以下，对与图2A所示的控制电路100的不同点进行说明。
在图15中，表示由DC电压检测器110检测出的DC电压Vdc的模拟信号，通过以比交流电源1的频率充分高的采样频率进行AD转换的AD转换器230，被转换为表示AD转换值Vad的数字信号。来自AD转换器230的AD转换值Vad被输入进行具有低通滤波特性的运算(详情后述)的LPF运算器231而被进行LPF运算。表示LPF运算器231的运算结果的信号(LPF运算值Vdca)被输出到减法器206。实施方式10的整流电路装置中，例如，交流电源1的频率为60Hz，采样频率为600kHz。
图16是表示图15所示的控制电路100的LPF运算器231的详细结构的框图。在图16中，表示来自AD转换器230的AD转换值Vad的信号被输入到LPF运算器231的加法器253。加法器253将所输入的表示AD转换值Vad的信号与来自常数乘法器251的信号相加(即，进行加法运算)，将表示作为加法运算结果的LPF运算值Vdca的信号输出到减法器206，并且经由延迟一个时钟时间的延迟器252输出到常数乘法器251。常数乘法器251对输入的信号乘以规定的常数(2n－1)/(2n)，将表示其乘法结果的信号输出到加法器253。
当以输入为X(j)、输出为Y(j)，用时间序列的递推公式表现图16所示的LPF运算器231的运算时，如下式(1)。
Y(j+1)←[(2n－1)/(2n)]×Y(j)+X(j)……(1)
该LPF运算处理为具有运算周期的“2n”倍的时间常数的一次型的低通滤波，且振幅成为“2n”倍。因此，通过执行该LPF运算处理，对AD转换值Vad追加小数点以下的n比特(bit，位)的信息。
图17是表示图15所示的整流电路装置的控制电路100的动作的信号波形图。图17的信号波形图中，(a)表示来自交流电源1的AC电流Iac，(b)表示DC电压Vdc，(c)表示AD转换器230的AD转换值Vad。此外，图17的(c)中，用虚线表示DC电压Vdc。即，图17表示，通过利用单相AC的整流电路进行低通滤波处理，能够提高电压检测精度的动作原理。
来自单相交流电源1的AC电压存在为零的区间，瞬时的电力不固定不变，因此，即使使用平滑电容器106，DC电压中也残留具有电源频率的2倍的频率的变动。为了使该变动少，需要使平滑电容器106的电容器容量无限大，现实上是不可能的。
图17的(c)表示由虚线表示的DC电压Vdc和以比交流电源1的频率充分高的采样频率对该DC电压Vdc进行AD转换后的情况下的AD转换值Vad。在此，充分高的采样频率是指与交流电源1的频率相比2倍以上的频率。根据瞬时的DC电压Vdc，得到的AD转换值Vad(数字值)取K、K+1、K+2、K+3、…的值。在此，当对AD转换值Vad进行低通滤波运算时，在图17的情况下，收敛于(K+1)与(K+2)之间的值。进而，如图16所示，作为低通滤波运算包含进行2n倍的功能，因此，得到{(K+1)×2n}和{(K+2)×2n}之间的值(整数值)。即，对AD转换器230的分辨率追加小数点以下的n比特的信息，从而改善分辨率。此外，在DC电压Vdc中完全没有具有电源频率的2倍的频率的变动、图17的(c)的平均值那样的情况下，AD转换值Vad总是为(K+1)，即使进行LPF运算，也不能改善分辨率。即，该LPF运算的方法(低通滤波处理)通过单相AC的整流电路装置能够发挥其效果。
(实施方式10的变形例及补充说明)
在上述图2A所示的实施方式1的整流电路装置的减法器206中，在指令电压Vdc*中也需要具有与AD转换器230同等的分辨率。由于直流电压Vdc*仅为信息，因此，能够容易与上述实施方式10同样地实现分辨率的提高。
另外，以在LPF运算中使用2的乘幂(乘方)的事例进行了说明。只要将常数乘法器251的常数设定为0～1之间的值，也同样能够实现LPF运算。另外，根据图17的动作原理可知，LPF运算使用图16所示的结构以外的方式也能够得到同样的效果。
在实施方式10的整流电路装置的结构中，即使在AD转换器230的分辨率粗糙(即，分辨率低)的情况下，也能够得到非常精细的电压信息，因此，能够实现能够高精度地调节DC电压Vdc，电路损失总数少且高次谐波电流少的整流动作。
另外，提高实施方式10的整流电路装置的电压检测精度的方式，能够与到此为止说明过的实施方式1～9组合来实施。
此外，本发明的各实施方式中，“实质上”是指，大约或平均的意思。
本发明的整流电路装置的控制电路及整流电路装置中，从上述各实施方式可知，即使直流电压的检测精度存在误差，也能够将直流电压调整成相对适当的值，成为相同的电流波形，且根据负载状况或来自外部的指令变更希望的相位宽度。另外，根据本发明，通过不论负载的变动状况如何，均精确地测量与希望的相位宽度比较的斩波动作相位宽度或斩波停止相位宽度，能够实现电路损失总是少且高次谐波电流少的整流动作。
另外，本发明中，以比交流电源的频率充分高的采样频率将直流电压利用AD转换部转换成数字信号进行检测，将得到的数字信号按照每个周期执行LPF运算，以插值的方式对数字信号追加分辨率以下的微小信息。另外，本发明中，以插值有微小信息的数字信号为直流电压信息，调整插值有微小信息的数字信号，使得实际进行斩波的相位宽度成为希望的值。即使在直流电压的平滑电压所包含的电源频率成分中具有变动(脉动)且数字信息的分辨率低的情况下，也由于通过变动(脉动)使数字信号分散，因此，根据本发明，平均而言能够得到与高分辨率等价的数字信号。由此，本发明中，即使使用低分辨率的AD转换单元，也能够高精度地调节直流电压的平均值，能够总是实现损失少且高次谐波电流少的整流动作。因此，本发明的整流电路装置通过根据连接的负载的状况变更希望的相位宽度，能够总是实现损失少且高次谐波电流少的整流动作。
此外，作为本发明的所有实施方式共用的情况，在斩波从停止状态变化为斩波状态时，由于电路的变动(脉动)、噪声，存在仅在一瞬间再次变化为停止状态的情况。在这种情况下，不作为本发明中的斩波变化为停止状态的相位来处理，由此，能够容易地实现本发明的整流电路装置及控制电路的结构。
进而，在本发明的实施方式中，对在AC电压相位检测器201中检测AC电压的相位，并以该检测出的相位为基准检测斩波相位宽度的结构进行了说明，但本发明并不限定于这种结构。例如，作为本发明的结构，在交流电源的频率固定的情况下，也可以基于交流电源的过零等信息检测斩波相位宽度。另外，在检测斩波相位宽度时，也可以通过利用实现作为斩波方式的一例的PWM控制的载波信号的脉冲数进行计数，来测量斩波相位宽度的时间。
在各实施方式中一定程度上详细地说明了本发明，但这些实施方式的公开内容当然可以在结构的细节上进行变化，各实施方式的要素组合或顺序变化，不脱离权利要求所记载的本发明的范围及思想就能够实现。
产业上的可利用性
本发明的整流电路装置能够同时实现高次谐波电流的抑制和电路损失的减少，因此，能够广泛适用于通过利用压缩机来压缩制冷剂构成热泵，进行制冷、供暖或食品等的冷冻等各种用途。
附图标记的说明
1 交流电源
4 负载
100 控制电路
102，602，702 电抗器
103，112 电流检测器
104，604a，604b，704a，704b 半导体开关
105 二极管桥电路(也称为“二极管桥接电路”或“二极管电桥电路”)
106 平滑电容器
109 电压电平比较器
110 DC电压检测器
111 波形成形器
201 AC电压相位检测器
202 目标电流波形形成器
203 目标相位宽度设定器
204，206，209 减法器
205 相位宽度补偿运算器
207 Vdc补偿运算器
208 乘法器
210 Iac补偿运算器
211 PWM调制器
212 斩波相位宽度检测器
230 AD转换器
231 低通滤波运算器(LPF运算器)
251 常数乘法器
252 延迟器
253 加法器(也称为“加法运算器”)
605a～605d，705a～705d 二极管

Claims (12)

1.一种整流电路装置的控制装置，其是通过使半导体开关进行斩波动作，将来自单相交流电源的交流电压或对该交流电压进行整流而得到的脉动电压经由电抗器短路或开路，从所述单相交流电源整流成直流电压而向负载供给电力的整流电路装置的控制装置，该整流电路装置的控制装置的特征在于：
所述控制装置具备：
波形形成部，其形成与所述交流电压的波形为相同频率的目标电流波形；
交流电流检测部，其检测从所述单相交流电源流动的交流电流；
直流电压检测部，其检测所述直流电压；
第一控制部，其以使所述检测出的交流电流的波形实质上成为所述目标电流波形的方式，控制所述半导体开关的斩波动作；
第二控制部，其以使所述检测出的直流电压实质上成为规定的目标直流电压的方式，控制所述目标电流波形的振幅；和
第三控制部，其以使所述半导体开关为斩波动作状态的斩波动作相位宽度或所述半导体开关为斩波停止状态的斩波停止相位宽度实质上成为规定的相位宽度的方式，控制所述规定的目标直流电压，
所述第三控制部，将在所述交流电压的极性被固定的期间内检测出的所述直流电压的最低值或所述交流电流的最大值与检测出的斩波停止相位宽度或斩波动作相位宽度相关联地存储，从在规定的期间内的存储之中提取与最低直流电压或最大交流电流相关联的斩波停止相位宽度或斩波动作相位宽度，以使得所提取的斩波停止相位宽度或斩波动作相位宽度实质上成为规定的相位宽度的方式，控制所述规定的目标直流电压。
2.根据权利要求1所述的整流电路装置的控制装置，其特征在于：
所述规定的相位宽度，相对于电源半周期在0度～180度的范围内根据负载状况或来自外部的指令被变更并设定。
3.根据权利要求2所述的整流电路装置的控制装置，其特征在于：
所述负载的状况由所述交流电流的值、基于所述交流电流计算的输入电力或所述整流电路装置的输出电力表示。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的整流电路装置的控制装置，其特征在于：
所述第三控制部，以使在所述交流电压的极性被固定的期间内检测出的斩波停止相位宽度或斩波动作相位宽度的瞬时值、或预先设定的次数的平均值实质上成为规定的相位宽度的方式，控制所述规定的目标直流电压。
5.根据权利要求1～3中任一项所述的整流电路装置的控制装置，其特征在于：
所述第三控制部，以使在所述交流电压的极性被固定的期间内存在多个所述斩波动作相位宽度或多个所述斩波停止相位宽度时，该期间内的任意相位宽度或合计相位宽度实质上成为规定的相位宽度的方式，控制所述规定的目标直流电压。
6.根据权利要求1～3中任一项所述的整流电路装置的控制装置，其特征在于：
所述目标电流波形设定成，所述目标电流波形的瞬时的绝对值在所述交流电压的极性被固定的期间内，具有(a)从该期间的开始点到规定的中间点，随着时间经过，以至少增加或者至少增加且在一部分期间中为一定值的方式实质上单调增加，(b)从所述中间点到结束点，随着时间经过，以至少减少或至少减少且在一部分期间中为一定值的方式实质上单调减少，之后成为零的期间。
7.根据权利要求1～3中任一项所述的整流电路装置的控制装置，其特征在于：
所述目标电流波形设定成，所述目标电流波形的瞬时的绝对值在所述交流电压的极性被固定的期间内，具有(a)从该期间的开始点到规定的第一中间点，随着时间经过为零的期间，并且具有(b)从所述第一中间点到规定的第二中间点，以至少增加或至少增加且在一部分期间中为一定值的方式实质上单调增加，(c)从所述第二中间点到结束点，随着时间经过，以至少减少或至少减少且在一部分期间中为一定值的方式实质上单调减少，之后成为零的期间。
8.根据权利要求1～3中任一项所述的整流电路装置的控制装置，其特征在于：
还具备相位检测部，其通过将所述交流电压与规定的阈值电压进行比较而生成二值信号，
所述波形形成部基于所述二值信号检测所述交流电压的周期和相位，并基于该检测出的交流电压的周期和相位，形成与所述交流电压的波形为相同频率的目标电流波形，
所述第三控制部基于所述二值信号对所述半导体开关为斩波动作状态的斩波动作相位宽度或所述半导体开关为斩波停止状态的斩波停止相位宽度进行检测。
9.根据权利要求1～3中任一项所述的整流电路装置的控制装置，其特征在于：
所述控制装置还具备：
AD转换部，其设置在所述直流电压检测部与所述第二控制部之间，将所述检测出的直流电压AD转换成数字电压；和
运算部，其设置在所述AD转换部与所述第二控制部之间，在对所述数字电压进行低通滤波运算之后，将该运算结果的电压作为所述检测出的直流电压输出至所述第二控制部。
10.根据权利要求9所述的整流电路装置的控制装置，其特征在于：
所述AD转换部的采样频率被设定为比所述单相交流电源的频率充分高。
11.根据权利要求9所述的整流电路装置的控制装置，其特征在于：
所述低通滤波运算，按照将紧邻的之前的运算结果乘以“(2n-1)/(2n)”的系数之后，与输入的数字电压相加，将该相加的结果的值用作下一次运算结果的方式被执行，其中，n为整数。
12.一种整流电路装置，其特征在于：
具备权利要求1～11中任一项所述的整流电路装置的控制装置。
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