CN117559833A - 一种感应加热电源控制方法和感应加热电源 - Google Patents

一种感应加热电源控制方法和感应加热电源 Download PDF

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Abstract

本申请提供一种感应加热电源控制方法和感应加热电源。该方法通过对所述电源中的变压器原边进行扫频检测，以确定所述电源是否处于第一工作状态，所述第一工作状态用于表征电源工作在并联谐振点；获取所述电源处于第一工作状态下的第一工作频率；控制所述电源在所述第一工作频率工作。采用本申请能够选取并联谐振点作为感应加热电源的工作点，减小了变压器的无功电流，大大减小了变压器的视在功率，提升了系统的效率，同时降低了变压器的体积，也便于实现感应加热电源的模块化；采用碳化硅MOS管作为逆变部分的开关管，可承受系统在并联谐振点工作模式下带来的较大开关管关断电流，同时保持较低的开关损耗。

Description

一种感应加热电源控制方法和感应加热电源
技术领域
本申请涉及感应加热技术领域，尤其涉及一种感应加热电源控制方法和感应加热电源。
背景技术
近年来一种电流源型感应加热电源得到越来越广泛的应用，在这种电流源型感应加热电源的结构包括整流部分、逆变桥部分和谐振部分，具体请参见图1，图1中感应线圈配合被加热工件即作为电源的负载，可以等效为电阻和电感的并联，图1的谐振部分通过引入补偿电容和匹配电感Lp，可以进行无功补偿，提高功率因数。
在图1中，Lp、、L1、R1构成的谐振部分存在一个频率/>，使得从逆变器桥臂中点A点、B点看进去的二端口网络，谐振回路呈纯阻性，网络内无功电流小，同时A点、B点的电压UAB与输出电压的相位差固定，谐振回路电流与输出电压波形接近正弦波，采用过零点检测的方法即可进行锁相控制，控制方法简单。因此目前市面上该类型的感应加热电源普遍工作在/>频率下。
但工作在该频率下最大的缺点是远离了从变压器看进去的二端口网络（、L1、R1构成的负载网络）的谐振频率，导致该部分非纯阻性，变压器内存在较大的无功电流，不仅增加了变压器的视在功率，也使得变压器的损耗、体积大幅增加，导致电源系统的效率低下。
发明内容
本申请提供一种感应加热电源控制方法和感应加热电源，能够降低整个电源系统的损耗，增强了电源系统的可靠性，也提升了电源系统的效率。
第一方面，本申请提供了一种感应加热电源控制方法，所述方法应用于感应加热电源中的控制模块，所述方法包括：
对所述电源中的变压器原边进行扫频检测，以采集变压器原边电压和变压器原边电流，并通过谐波分析算法、变压器原边电压和变压器原边电流确定所述电源是否处于第一工作状态，所述第一工作状态用于表征电源工作在并联谐振点；
获取所述电源处于第一工作状态下的第一工作频率；
控制所述电源在所述第一工作频率工作。
在第一方面的又一种可选的实施方式中，所述电源工作在并联谐振点时，变压器原边电流和变压器原边电压的基波同相位。
在第一方面的又一种可选的实施方式中，所述对所述电源中的变压器原边进行扫频检测，以采集变压器原边电压和变压器原边电流，并通过谐波分析算法、变压器原边电压和变压器原边电流确定所述电源是否处于第一工作状态，包括：
对所述电源中的变压器原边进行扫频检测，以获取变压器原边电压和变压器原边电流，其中，所述电源工作频率在预设频段内连续变化，为变压器原边注入了幅值相等、频率不同的谐波信号；
根据谐波分析算法，确定所述变压器原边电压的基波的第一相位，以及所述变压器原边电流的基波的第二相位；
根据所述第一相位和所述第二相位的相位差，确定所述电源是否处于第一工作状态。
在第一方面的又一种可选的实施方式中，在所述控制所述电源在所述第一工作频率工作之后，所述方法还包括：
确定所述第一相位和所述第二相位之间的相位差是否为零；
在所述相位差不为零的情况下，由控制模块中的锁相环对所述电源的频率进行调整，以使所述电源工作在第一工作状态；
在所述相位差为零的情况下，保持所述电源的当前的输出频率。
在第一方面的又一种可选的实施方式中，所述电源包括逆变桥模块，所述逆变桥模块包括多个逆变桥，所述逆变桥的开关管为碳化硅MOS管。
在第一方面的又一种可选的实施方式中，所述电源还包括谐振模块，所述谐振模块包括变压器，以及并联设置在变压器副边的第一电感、第一电容和等效电阻。
在第一方面的又一种可选的实施方式中，并联谐振点的公式为：
其中，为并联谐振点，L为第一电感，/>为第一电容。
第二方面，本申请提供一种感应加热电源，该感应加热电源包括：
整流模块，用于将交流电转换为直流电；
逆变桥模块，用于将所述整流模块输出的直流电转换为交流方波信号；
谐振模块，用于将模块内的变压器和并联设置在变压器副边的第一电感、第一电容和等效电阻组成谐振网络；
控制模块，用于读取谐振模块的当前状态，以及根据调整所述当前状态使所述谐振网络的谐振频率稳定在并联谐振点上。
在第二方面的又一种可选的实施方式中，所述逆变桥模块包括多个逆变器，所述逆变器的开关管包括碳化硅MOS管。
在第二方面的又一种可选的实施方式中，所述谐振模块包括变压器，所述变压器的副边由等效电阻、第一电感和第一电容并联组成；
所述变压器的原边将所述交流方波信号变换为高频交替变化电磁场，所述高频交替变化电磁场通过所述等效电阻变换为高频交变电流；
所述变压器的副边通过所述高频交变电流的电流量使所述等效电阻从内部结构发热。
本申请提供一种感应加热电源控制方法和感应加热电源，相比于当前市面上常用的感应加热电源方案，采用了碳化硅MOS管和工作在并联谐振点的方式，在能够承受较大开关管关断电流的情况下，大大减小变压器的无功电流，减小了变压器的视在功率，不仅利于变压器的选型，实现系统的模块化，也降低了整个系统的损耗；此外结合谐波分析控制算法，区别于常规的锁相方法，保证系统持续工作在并联谐振点，增强了系统的可靠性，也进一步提升了系统的效率。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单的介绍。
图1是现有技术中的电流源型感应加热电源的结构示意图；
图2为本申请实施例提供的一种感应加热电源控制方法的流程示意图；
图3为本申请实施例提供的一种感应加热电源的结构示意图；
图4为本申请实施例提供的又一种感应加热电源的结构示意图；
图5为本申请实施例提供的一种幅频相频曲线的示意图；
图6为本申请实施例提供的又一种幅频相频曲线的示意图；
图7为本申请实施例提供的电源工作在并联谐振点下的等效电路图；
图8为本申请实施例提供的一种变压器原边电压和电流的采样点的示意图；
图9为本申请实施例提供的一种串联谐振下的参数波形图；
图10为本申请实施例提供的一种并联谐振下的参数波形图。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本申请方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本申请保护的范围。
本申请的说明书和权利要求书及所述附图中的术语“第一”、“第二”和“第三”等是用于区别不同对象，而不是用于描述特定顺序。此外，术语“包括”和“具有”以及它们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备没有限定于已列出的步骤或单元，而是可选地还包括没有列出的步骤或单元，或可选地还包括对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
在本文中提及“实施例”意味着，结合实施例描述的特定特征、结构或特性可以包含在本申请的至少一个实施例中。在说明书中的各个位置出现该短语并不一定均是指相同的实施例，也不是与其它实施例互斥的独立的或备选的实施例。本领域技术人员显式地和隐式地理解的是，本文所描述的实施例可以与其它实施例相结合。
下面先对本申请实施例涉及到的关键概念和特征进行解释说明。
整流：在电力电子方面，将交流电变换为直流电称为AC/DC变换，这种变换的功率流向是由电源传向负载，称之为整流。
逆变桥：把直流电能（电池、蓄电瓶）转变成定频定压或调频调压交流电（一般为220V，50Hz正弦波）的转换器。它由逆变桥、控制逻辑和滤波电路组成。
谐振电路：对于包含电容和电感及电阻元件的无源一端口网络，其端口可能呈现容性、感性及电阻性，当电路端口的电压U和电流I，出现同相位，电路呈电阻性时。称之为谐振现象，这样的电路，称之为谐振电路。谐振的实质是电容中的电场能与电感中的磁场能相互转换，此增彼减，完全补偿。电场能和磁场能的总和时刻保持不变，电源不必与电容或电感往返转换能量，只需供给电路中电阻所消耗的电能。
请参见图1，图1是现有技术中的电流源型感应加热电源的结构示意图，在常见的感应加热电源中，通常通过控制逆变桥部分和谐振部分的电流和电压，进行过零点检测的锁相控制，具体的，在图1中，Lp、、L1、R1构成的谐振部分存在一个串联谐振点，该串联谐振点的频率为/>，使得从逆变器桥臂中点A点、B点看进去的二端口网络，谐振回路呈纯阻性，网络内无功电流小，同时A点、B点的电压UAB与输出电压的相位差固定，谐振回路电流与输出电压波形接近正弦波，采用过零点检测的方法即可进行锁相控制，控制方法简单。因此目前市面上该类型的感应加热电源普遍工作在/>频率下。
但工作在该频率下最大的缺点是远离了从变压器看进去的二端口网络的谐振频率，导致该部分非纯阻性，变压器内存在较大的无功电流，不仅增加了变压器的视在功率，也使得变压器的损耗、体积大幅增加，导致电源系统的效率低下。
针对上述问题，本申请实施例提供一种感应加热电源控制方法，请参见图2，图2为本申请实施例提供的一种感应加热电源控制方法的流程示意图，本方法应用于感应加热电源的控制模块，所述控制模块具体可参见图3，图3为本申请实施例提供的一种感应加热电源的结构示意图，在图3中，所述感应加热电源包括整流模块、逆变桥模块、谐振模块和控制模块。上述的感应加热电源控制方法，包括：
步骤S201：对所述电源中的变压器原边进行扫频检测，以采集变压器原边电压和变压器原边电流，并通过谐波分析算法、变压器原边电压和变压器原边电流确定所述电源是否处于第一工作状态。
其中，所述第一工作状态用于表征电源工作在并联谐振点，所述电源工作在并联谐振点时，变压器原边电流和变压器原边电压的基波同相位。
需要说明的是，所述变压器属于电源中的谐振模块，具体结构可参见图4，图4为本申请实施例提供的又一种感应加热电源的结构示意图，在图4中，变压器以及并联设置在变压器副边的第一电感L、第一电容和等效电阻R均属于谐振模块，可选的，变压器副边只并联了第一电容/>和加热线圈，在实际应用中，所述加热线圈和被加热工件同时存在，因此，在本申请实施例中，将加热线圈和被加热工件等效为第一电感L和等效电阻R。
上述的扫频检测过程具体包括如下过程：
对所述电源中的变压器原边进行扫频检测，以获取变压器原边电压和变压器原边电流，其中，所述电源工作频率在预设频段内连续变化，为变压器原边注入了幅值相等、频率不同的谐波信号，所述预设频段包括加热场景规定的频段，需要说明的是，上述电源的工作频率的连续变化可以是从高到低的变化，也可以是从低到高的变化，进一步的，上述的变化是规律性地，可选的，上述的变化是不规律的；
进一步地，不同驱动工作频率不等于电源系统为负载端（变压器副边一侧）提供的供能信号的原始工作频率，并且所述不同驱动工作频率之间数值差满足一定跨度以便信号检测。例如，不同驱动工作频率之间数值差大于20％。
可选地，所述控制模块控制所述供能端（变压器原边一侧）的工作频率在加热场景规定的频段内从高到低（或从低到高）连续变化，以产生幅值相等、频率不同的方波信号。
更进一步地，所述谐振模块还包括第二电感Lp，可选的，所述谐振模块还包括第二电容Cp，图4中有示出所述第二电容Cp，相应的，所述谐振模块还可以不设置第二电容Cp。
更进一步地，根据谐振部分的结构，可列出等效阻抗表达式：
其中，表示输入谐波信号角频率，j为虚单位，/>为第一电容，L为第一电感，R为等效电阻，Lp为第二电感。
更进一步地，可得到幅频相频曲线，具体如图5和图6所示，图5为本申请实施例提供的一种幅频相频曲线的示意图，图6为本申请实施例提供的又一种幅频相频曲线的示意图。
在图5和图6中，可明显看出谐振回路（谐振模块）在不同的谐波信号下，存在两个谐振点，并分别记为并联谐振点和串联谐振点/>。
其中，；/>；
其中，为第一电容，L为第一电感，Lp为第二电感。
除了各大厂商使用的工作频率外，本申请选择并联谐振点/>作为工作点，其优势是从变压器看进去的二端口网络（/>、L、R构成的负载网络）呈纯阻性，该网络内基本没有无功电流，输出相同有功功率下，降低了变压器的视在功率，使得变压器的损耗降低，体积也可以小型化，提高效率的同时可实现感应加热电源的模块化设计。
将逆变部分桥臂中点：A点、B点的输出视为交流方波源，工作在并联谐振点下的等效电路图如图7所示，图7为本申请实施例提供的电源工作在并联谐振点下的等效电路图。
结合图7发现工作在并联谐振点会存在两个问题：
问题1，由于高次谐波的影响，谐振网络内（谐振模块）的电流会存在“上翘”，逆变器开关管的关断电流比较大，使用绝缘栅双极晶体管（Insulate-Gate BipolarTransistor，IGBT）作为开关管将会大大提高开关损耗。
针对问题1，由于逆变器的输出是交流方波源，可以分解为不同频率的正弦信号，除了角频率的基波信号外，还包含大量的高次谐波，正是这种高次谐波的影响，变压器原边电流Ip波形会出现上翘，即关断电流较大，若使用IGBT作为逆变器的开关管，结合IGBT本身存在的“拖尾电流”现象，将会产生很大的关断损耗，不仅导致损耗增加，还存在可靠性风险。在一种可选的实施方式中，使用碳化硅MOS管作为逆变器的开关管，由于其本身具有较小的导通电阻，也不存在“拖尾电流”现象，在关断损耗未明显上升的情况下，大大减小了变压器的损耗，整体上相比IGBT与串联谐振点结合的方案，效率获得了提升，实现了感应加热电源的高效率。
问题2，A点、B点电压UAB与输出电压的相位差并不固定，而且谐振回路（谐振模块）的电流存在多次过零的可能，常规的过零点检测进行锁相的方法不再适用，需要新的锁相控制方案。
针对问题2，在电源系统实际运行过程中，各元器件的参数也会发生偏移，导致实际谐振点频率发生变化。为了保证系统运行的可靠性和高效率，需要将电源的主功率部分结合相应控制算法进行控制。由于工作在并联谐振点时，变压器原边电压Up和原边电流Ip的基波同相位，可使用这两个变量进行锁相控制，保证系统工作在并联谐振点。考虑到系统工作在并联谐振点时，变压器原边电流包含谐波成分，因此可对电压电流进行谐波分析，提取出基波分量进行锁相即可，变压器原边电压Up和原边电流Ip的采样点具体可参见图8，图8为本申请实施例提供的一种变压器原边电压和电流的采样点的示意图。
综上，为了解决在并联谐振点工作带来的问题，本申请通过采用碳化硅MOS管作为逆变器的开关管，其优异的开关特性在承受较大的关断电流时，关断损耗也不会太大，同时采用谐波分析的算法，准确计算出输出电压Up、输出电流Ip基波的相位，工作过程中对两者的相位差进行实时锁相（并联谐振点，两者相位差为0），确保系统始终工作在并联谐振点。
结合上述内容，扫频检测过程还包括：
根据谐波分析算法，确定所述变压器原边电压的基波的第一相位，以及所述变压器原边电流的基波的第二相位；考虑到系统工作在并联谐振点时，变压器原边电流包含谐波成分，因此可对电压电流进行谐波分析，提取出基波分量进行锁相即可，需要说明的是，在其它工作频率下进行锁相时一般采用过零点检测的方法，而本申请基于基波分量进行锁相，考虑采用谐波分析算法。
根据所述第一相位和所述第二相位的相位差，确定所述电源是否处于第一工作状态，即确定所述电源是否工作在并联谐振点。
在所述第一相位和所述第二相位之间的相位差为零的情况，确定所述电源处于第一工作状态，反之，则确定所述电源不处于第一工作状态。
步骤S202：在确定所述电源处于第一工作状态的情况下，获取所述电源处于第一工作状态下的第一工作频率。
可选的，所述第一工作频率为并联谐振点的频率，所述并联谐振点/>可以是在上述的扫频检测中获取的，也可以是在预设计算出的。
在一种可选的实施方式中，由于所述电源的工作频率是有规律变化的，在确定在所述第一相位和所述第二相位之间的相位差为零的情况，停止扫频，确定所述电源当前处于第一工作状态，并维持当前的第一工作频率进行工作。
在确定所述电源不处于第一工作状态的情况下，调整所述电源的工作频率，直至所述电源处于第一工作状态。
步骤S203：控制所述电源在所述第一工作频率工作。
可选的，在本步骤中结束扫频。
步骤S204：确定所述第一相位和所述第二相位之间的相位差是否为零。
在系统实际运行过程中，各元器件的参数也会发生偏移，导致实际谐振点频率发生变化。因此，需要实时确定所述第一相位和所述第二相位之间的相位差是否为零。
步骤S205：在所述相位差不为零的情况下，由控制模块中的锁相环对所述电源的频率进行调整，以使所述电源工作在第一工作状态。
在一种可选的实施方式中，所述电源还包括有第二工作状态，所述第二工作状态为所述相位差不为零的情况下，电源系统的工作状态。
步骤S206：在所述相位差为零的情况下，保持所述电源的当前的输出频率。
为验证本申请实施例所提出的感应加热电源工作在并联谐振点的有效性，在母线电压、输出功率相同的情况下，对串联谐振点和并联谐振点两种情况进行仿真，以根据各项参数、结果来证明本实施例所提出的感应加热电源工作在并联谐振点与原始的感应加热电源工作在串联谐振点相比，修正后的感应加热电源方法减小了设备的功耗，实现了高效率。
仿真实验结果如下：
在母线电压、输出功率相同的情况下，对串联谐振点和并联谐振点两种情况进行仿真，各器件参数如下表1所示，请参见表1：
表1
在仿真中主要关注变压器原边电流Ip、变压器副边电流Is，负载电阻电压U、变压器原边电压Up和逆变器桥臂中点输出电压UAB，各参数波形如图9和图10所示，图9为本申请实施例提供的一种串联谐振下的参数波形图，图10为本申请实施例提供的一种并联谐振下的参数波形图，在图9和图10中的竖线和箭头标记将波形的一个完整周期给标注出来，在这个周期内的在串联谐振下的一个周期内的有效值RMS1，以及在这个周期内的并联谐振下的一个周期内的有效值RMS2，具体可见表2，但在表2中的开关管关断电流为瞬间发生的，因此，不为有效值，应为发生时的瞬时值，交流电流、电压、电动势在某一时刻所对应的值称为它们的瞬时值。瞬时值随时间的变化而变化。而交变电流的有效值是根据电流的热效应来定义的，让一个交流电流和一个直流电流分别通过阻值相同的电阻，如果在相同时间内产生的热量相等，那么就把这一直流电的数值叫做这一交流电的有效值。
在图9和图10中，使用圆圈出的部分波形中代表的值为开关管关断电流的瞬时值，在图10中，电流波形上翘的点（圆圈圈出的位置）代表开关管关断电流时的值，具体是由于逆变器的输出电压是频率为f方波电压，方波电压可以通过傅里叶分解得到不同频率(f、3f、5f、7f....)的正弦电压，工作在并联谐振点，L、Cs只是对频率为f的基波呈阻性，对于高次谐波不是纯阻性，这些高次谐波就要导致电流的上翘，表2如下：
表2
根据各波形和数据，可验证前述的结论：在母线电压、输出功率相同的情况下，并联谐振的关断电流较大，但是变压器副边电流大大减小；结合碳化硅MOS管使用可减小变压器容量，实现模块化设计，同时大幅度减小了设备的功耗，实现了高效率。
在本申请实施例中，根据图2的控制方法的整体流程图，在系统上电完成初始化配置后，程序会对系统进行一次扫频。根据并联谐振点负载端呈纯阻性，输出电流和输出电压之间基波的相位差为0，扫频过程中通过谐波分析的方法比较两者基波的相位差即可获得初始工作频率。在结束扫频阶段后，系统将会进入闭环运行阶段，在闭环运行的过程中会实时检测两者基波的相位差，确保参数发生变化时也能及时调整工作频率，系统始终运行在并联谐振点。
进一步的，本申请实施例通过选取并联谐振点作为感应加热电源的工作点，减小了变压器的无功电流，大大减小了变压器的视在功率，提升了系统的效率，同时降低了变压器的体积，也便于实现感应加热电源的模块化；采用碳化硅MOS管作为逆变部分的开关管，可承受系统在并联谐振点工作模式下带来的较大开关管关断电流，同时保持较低的开关损耗；利用包含谐波分析的控制方法，实现了对输出电压电流的锁相，使系统保持在并联谐振点工作，保证了系统工作的可靠性，也提升了系统的效率。
本申请实施例提供一种感应加热电源，所述感应加热电源包括：整流模块，用于将交流电转换为直流电；逆变桥模块，用于将所述整流模块输出的直流电转换为交流方波信号；谐振模块，用于将模块内的变压器和并联设置在变压器副边的第一电感、第一电容和等效电阻组成谐振网络；控制模块，用于读取谐振模块的当前状态，以及根据调整所述当前状态使所述谐振网络的谐振频率稳定在并联谐振点上。
其中，所述整流模块可以是由整流主电路和滤波器组成，具体地，所述主电路多用硅整流二极管和晶闸管组成，滤波器接在所述主电路与负载之间，所述整流模块用于将交流电能转换为直流电能。
所述逆变桥模块可以是由逆变桥、控制逻辑和滤波电路组成，所述逆变桥模块用于将直流电转换为方波信号。可选的，所述逆变桥模块包括多个逆变器，所述逆变器的开关管包括碳化硅MOS管。
所述谐振模块可以包括变压器、以及并联设置于所述变压器的副边的等效电阻、第一电感和第一电容，具体地，谐振模块对应的谐振网络可以通过电容中的电场能与电感中的磁场能相互转换，此增彼减，完全补偿，减少能量的损耗。
进一步的，所述变压器的原边将所述交流方波信号变换为高频交替变化电磁场，所述高频交替变化电磁场通过所述等效电阻变换为高频交变电流；所述变压器的副边通过所述高频交变电流的电流量使所述等效电阻从内部结构发热。其中，感应线圈根据电力电子学和电磁兼容测试技术性，把高频率交变电流变换为高频率交替变化电磁场，磁场遇到金属材料料筒又转化为高频率交变电流，通过高频率交变电流的电流量使感应线圈内部结构发热，感应加热效果受电流强度和线圈匝数影响。
可见，本上述示例以及本示例中，通过在感应加热电源系统中设置感应等效电阻，可以通过高频率交变电流产生磁场，再将产生的磁场转换为高频率交变电流，利用该高频率交变电流的电流量使感应等效电阻的内部发热，实现感应加热。
所述控制模块可以是依次串联的驱动板、系统主控板和智能通讯控制板，所述控制模块通过系统主控板或主机控制芯片下发指令实现，系统主控板通过通信线不断读取各个模块状态（如图8所示，通过图8中示出的采样点，采集变压器原边电压和变压器原边电流），以及通过通信线下发指令控制所述谐振模块进入第一工作状态，进而使电源系统工作在并联谐振点上。
可选的，所述整流模块、所述逆变桥模块、所述谐振模块为串联结构，保证各模块之间的连接的紧密性，可见，本示例中，通过将整流模块、逆变桥模块、谐振模块串联，提高感应加热电源系统的整体性，便于控制模块读取各模块的工作状态并进行调控。
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，可以通过程序来指令相关的硬件来完成，该程序可存储于计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可存储程序代码的介质。

Claims (9)

1.一种感应加热电源控制方法，其特征在于，所述方法应用于感应加热电源中的控制模块，所述方法包括：
对所述电源中的变压器原边进行扫频检测，以获取变压器原边电压和变压器原边电流，其中，所述电源工作频率在预设频段内连续变化，为所述变压器原边注入了幅值相等、频率不同的谐波信号；
根据谐波分析算法，确定所述变压器原边电压的基波的第一相位，以及所述变压器原边电流的基波的第二相位；
根据所述第一相位和所述第二相位的相位差，确定所述电源是否处于第一工作状态，所述第一工作状态用于表征电源工作在并联谐振点，所述电源的开关管为碳化硅MOS管；
在确定所述电源处于第一工作状态的情况下，获取所述电源处于第一工作状态下的第一工作频率；
控制所述电源在所述第一工作频率工作。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述电源工作在并联谐振点时，变压器原边电流和变压器原边电压的基波同相位。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述控制所述电源在所述第一工作频率工作之后，所述方法还包括：
确定第一相位和第二相位之间的相位差是否为零；
在所述相位差不为零的情况下，由控制模块中的锁相环对所述电源的频率进行调整，以使所述电源工作在第一工作状态；
在所述相位差为零的情况下，保持所述电源的当前的输出频率。
4.根据权利要求1-3任一项所述的方法，其特征在于，所述电源包括逆变桥模块，所述逆变桥模块包括多个逆变桥，所述逆变桥的开关管为碳化硅MOS管。
5.根据权利要求1-3任一项所述的方法，其特征在于，所述电源还包括谐振模块，所述谐振模块包括变压器，以及并联设置在变压器副边的第一电感、第一电容和等效电阻。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，并联谐振点的公式为：
；
其中，为并联谐振点，L为第一电感，/>为第一电容。
7.一种感应加热电源，其特征在于，包括：
整流模块，用于将交流电转换为直流电；
逆变桥模块，用于将所述整流模块输出的直流电转换为交流方波信号；
谐振模块，用于将模块内的变压器和并联设置在变压器副边的第一电感、第一电容和等效电阻组成谐振网络；
控制模块，用于读取谐振模块的当前状态，以及根据调整所述当前状态使所述谐振网络的谐振频率稳定在并联谐振点上。
8.根据权利要求7所述的感应加热电源，其特征在于，所述逆变桥模块包括多个逆变器，所述逆变器的开关管包括碳化硅MOS管。
9.根据权利要求7所述的感应加热电源，其特征在于，所述谐振模块包括变压器，所述变压器的副边由等效电阻、第一电感和第一电容并联组成；
所述变压器的原边将所述交流方波信号变换为高频交替变化电磁场，所述高频交替变化电磁场通过所述等效电阻变换为高频交变电流；
所述变压器的副边通过所述高频交变电流的电流量使所述等效电阻从内部结构发热。
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