WO2021186722A1

WO2021186722A1 - 電力変換装置、冷凍サイクル装置及び空気調和機

Info

Publication number: WO2021186722A1
Application number: PCT/JP2020/012497
Authority: WO
Inventors: 洋平瀧川; 圭一朗志津; 知宏沓木
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2020-03-19
Filing date: 2020-03-19
Publication date: 2021-09-23
Also published as: CN115280661A; JPWO2021186722A1; US20230090386A1; JP7179222B2; DE112020006923T5

Abstract

電力変換装置（１００）は、リアクタ（５）と、スイッチング素子（１，２）が直列接続された第１のレグ（３０）及び第１のレグ（３０）に並列に接続されスイッチング素子（３，４）が直列接続された第２のレグ（３２）を有する整流回路（６）と、整流回路（６）の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ（７）とを備える。また、電力変換装置（１００）は、平滑コンデンサ（７）によって平滑された直流電圧をモータ（５２）への駆動電圧に変換してモータ（５２）に印加するインバータ（８）と、直流電圧を検出する電圧検出部（１１）と、整流回路（６）及びインバータ（８）の動作を制御する制御部（１０）と、を備える。制御部（１０）は、モータ（５２）に誘起される誘起電圧と直流電圧の検出値とに基づいてスイッチング素子（１，２）の動作を制御する。

Description

電力変換装置、冷凍サイクル装置及び空気調和機

　本開示は、ダイオードブリッジレス（Ｄｉｏｄｅ　Ｂｒｉｄｇｅ－Ｌｅｓｓ：ＤＢＬ）整流回路を備えた電力変換装置、電力変換装置を備えた冷凍サイクル装置、及び冷凍サイクル装置を搭載する空気調和機に関する。

　ＤＢＬ整流回路を備えた電力変換装置に関する従来技術として、下記特許文献１に記載されたものがある。この特許文献１には、平滑コンデンサの正極に接続されているスイッチング素子を、ブリッジ回路に電流が流れている期間の少なくとも一部でオン状態とし、電流経路に含まれないスイッチング素子をオフ状態で維持する同期整流を実施することが開示されている。この技術により、高効率で電力変換を行うことができると記載されている。

特開２０１８－７３２６号公報

　しかしながら、上記特許文献１に記載の同期整流では、負荷がモータであるときにおいて、モータ誘起電圧が効率に及ぼす影響については、何ら考慮されていない。モータが高速で回転する高速回転域では、モータ誘起電圧が大きくなり、モータ電流が増加して、効率に影響を及ぼす。このため、モータの高速回転域での効率に改善の余地がある。

　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、モータの高速回転域での効率の更なる改善を図ることができる電力変換装置を得ることを目的とする。

　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係る電力変換装置は、リアクタと、第１の上アーム素子と第１の下アーム素子とが直列接続された第１のレグと、第１のレグに並列に接続され、第２の上アーム素子と第２の下アーム素子とが直列接続された第２のレグとを有する整流回路と、を備える。整流回路において、第１の上アーム素子と第１の下アーム素子との接続点と、第２の上アーム素子と第２の下アーム素子との接続点との間には、リアクタを介して交流電源が出力する電源電圧が印加される。また、電力変換装置は、整流回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサによって平滑された直流電圧をモータへの駆動電圧に変換してモータに印加するインバータと、を備える。更に、電力変換装置は、直流電圧を検出する第１の電圧検出部と、整流回路及びインバータの動作を制御する制御部と、を備える。制御部は、モータに誘起される誘起電圧と直流電圧の検出値とに基づいて第１の上アーム素子及び第１の下アーム素子の動作を制御する。

　本開示に係る電力変換装置によれば、モータの高速回転域での効率の更なる改善を図ることができるという効果を奏する。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図一般的な金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）における電流－損失特性を模式的に示す図実施の形態１における整流回路の基本動作に係るスイッチングパターンの一つを示す図実施の形態１における整流回路の基本動作に係るスイッチングパターンの他の一つを示す図実施の形態１の整流回路に流れる電流の第１の経路を示す図実施の形態１の整流回路に流れる電流の第２の経路を示す図実施の形態１の整流回路に流れる電流の第３の経路を示す図実施の形態１の整流回路に流れる電流の第４の経路を示す図実施の形態１における要部の動作説明に使用するフローチャート実施の形態１における要部の動作説明に使用するタイムチャート実施の形態１の変形例に係る電力変換装置の構成例を示す図実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図実施の形態２における整流回路及び短絡回路の基本動作に係るスイッチングパターンを示す図実施の形態２の整流回路又は短絡回路に流れる電流の第５の経路を示す図実施の形態２の整流回路又は短絡回路に流れる電流の第６の経路を示す図実施の形態２の整流回路又は短絡回路に流れる電流の第７の経路を示す図実施の形態２の整流回路又は短絡回路に流れる電流の第８の経路を示す図実施の形態２における要部の動作説明に使用するタイムチャート昇圧機能を有する電力変換装置の構成を比較例として示す図実施の形態３に係る冷凍サイクル装置の構成例を示す図

実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の構成例を示す図である。実施の形態１に係る電力変換装置１００は、図１に示すように、リアクタ５と、整流回路６と、平滑コンデンサ７と、インバータ８と、制御部１０と、電圧検出部１１，１３と、電流検出部１２と、ゲート回路部１４とを備える。なお、以下の記載において、電圧検出部１１を「第１の電圧検出部」と称し、電圧検出部１３を「第２の電圧検出部」と称する場合がある。

　電力変換装置１００は、モータ５２に交流電圧を印加してモータ５２を駆動する。交流電源５０は、電力変換装置１００に電源電圧Ｖｓを印加する交流電源である。モータ５２は、不図示の負荷を駆動する駆動手段として利用される。負荷の一例は、圧縮機である。圧縮機は、空気調和機、冷蔵庫又は冷凍庫の冷凍サイクルに搭載される。

　一般的な整流回路は、４つのダイオードがブリッジ接続された構成である。これに対し、実施の形態１の整流回路６は、ＤＢＬ整流回路である。ＤＢＬ整流回路は、４つのスイッチング素子がブリッジ接続された構成となる。即ち、ＤＢＬ整流回路においては、４つのダイオードのそれぞれがスイッチング素子に置き替えられる。

　整流回路６は、第１のレグ３０と、第１のレグ３０に並列に接続される第２のレグ３２とを有する。第１のレグ３０は、第１の上アーム素子であるスイッチング素子１と、第１の下アーム素子であるスイッチング素子２とを有する。スイッチング素子１とスイッチング素子２とは、直列に接続される。第２のレグ３２は、第２の上アーム素子であるスイッチング素子３と、第２の下アーム素子であるスイッチング素子４とを有する。スイッチング素子３とスイッチング素子４とは、直列に接続される。第１及び第２の上アーム素子は平滑コンデンサ７の正極に接続される素子であり、第１及び第２の下アーム素子は平滑コンデンサ７の負極に接続される素子である。

　図１において、スイッチング素子１，２，３，４のそれぞれには、並列にダイオードが接続されている。スイッチング素子１，２，３，４の一例は、図示のＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子１，２，３，４にＭＯＳＦＥＴを用いた場合、素子内部に寄生ダイオードが存在する。このため、ＭＯＳＦＥＴを用いた場合、寄生ダイオードを使用することで、並列に接続されるダイオードを省略することができる。

　ＭＯＳＦＥＴは一般的に、ダイオードのように一方向にのみ電流を流す一方向性素子とは異なり、双方向に電流を流すことができる双方向性素子である。即ち、ＭＯＳＦＥＴをオンに制御するためにＭＯＳＦＥＴのゲートに電荷を供給すると、逆方向にも電流を流すことができる。なお、ここで言う逆方向とは、ＭＯＳＦＥＴに内蔵される寄生ダイオードに流れる電流の方向とは逆の方向を意味する。

　リアクタ５の一端は交流電源５０の一方の側に接続され、リアクタ５の他端はスイッチング素子１，２の接続点３４に接続される。スイッチング素子３，４の接続点３６は、交流電源５０の他方の側に接続される。なお、図１の構成に代え、リアクタ５は、交流電源５０の他方の側に接続される構成でもよい。また、リアクタ５を２つに分割し、分割された２つのリアクタ５が交流電源５０の一方の側と他方の側の両方に接続される構成でもよい。何れの構成においても、整流回路６には、接続点３４と、接続点３６との間にリアクタ５を介して、交流電源５０が出力する交流電圧である電源電圧Ｖｓが印加される接続形態となる。接続点３４，３６は、整流回路６の入力端を構成する。

　整流回路６の出力端間には、平滑コンデンサ７が接続される。整流回路６は、リアクタ５を介して交流電源５０から印加される電源電圧Ｖｓを整流して直流電圧に変換する。

　平滑コンデンサ７は、整流回路６の出力によって充電される。平滑コンデンサ７は、整流回路６の出力電圧を平滑する。平滑コンデンサ７の両端には、インバータ８が接続される。インバータ８は、平滑コンデンサ７によって平滑された直流電圧Ｖｄｃをモータ５２への駆動電圧に変換してモータ５２に印加する。

　モータ５２は、回転センサ５４を備えている。回転センサ５４は、モータ５２の図示しない回転子の位置又は速度を検出する検出器である。回転センサ５４の検出値は、制御部１０に入力される。制御部１０は、回転センサ５４の検出値に基づいてモータ５２の回転速度を演算する。

　電圧検出部１３は、電源電圧Ｖｓを検出する。電圧検出部１１は、平滑コンデンサ７によって平滑された直流電圧Ｖｄｃを検出する。直流電圧Ｖｄｃは、インバータ８への入力電圧でもある。電源電圧Ｖｓ及び直流電圧Ｖｄｃの各検出値は、制御部１０に入力される。

　電流検出部１２は、整流回路６の入力側に流れる一次電流Ｉｓを検出する。一次電流Ｉｓは、リアクタ５に流れるリアクタ電流でもある。一次電流Ｉｓの検出値は、制御部１０に入力される。なお、図１では、電流検出部１２の検出器が交流電源５０の一方の側の電気配線に配置される構成を例示しているが、これに限定されない。電流検出部１２の検出器は、交流電源５０の他方の側の電気配線に配置されていてもよい。

　制御部１０は、電源電圧Ｖｓ、一次電流Ｉｓ、直流電圧Ｖｄｃの各検出値及びモータ５２の回転速度に基づいて、スイッチング素子１，２，３，４の導通を制御するための制御信号を生成してゲート回路部１４に出力する。

　ゲート回路部１４は、制御部１０から出力される制御信号に基づいて、スイッチング素子１，２，３，４を駆動するためのゲート信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成して出力する。ゲート信号Ｑ１は、スイッチング素子１の導通状態をオンからオフ、又はオフからオンに制御する信号である。ゲート信号Ｑ２は、スイッチング素子２の導通状態をオンからオフ、又はオフからオンに制御する信号である。ゲート信号Ｑ３は、スイッチング素子３の導通状態をオンからオフ、又はオフからオンに制御する信号である。ゲート信号Ｑ４は、スイッチング素子４の導通状態をオンからオフ、又はオフからオンに制御する信号である。

　スイッチング素子１，２，３，４を駆動する際、ゲート信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、スイッチング素子１，２，３，４を駆動可能な電圧レベルに変換されて出力される。ゲート回路部１４は、レベルシフト回路などを用いて実現することができる。

　制御部１０は、プロセッサ１０ａと、メモリ１０ｂとを備える。プロセッサ１０ａは、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段である。メモリ１０ｂは、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリである。

　メモリ１０ｂには、制御部１０の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ１０ａは、図示しないアナログディジタル変換器及びディジタルアナログ変換器を含むインタフェースを介して必要な情報を授受し、メモリ１０ｂに格納されたプログラムをプロセッサ１０ａが実行することにより、所要の処理を行う。プロセッサ１０ａによる演算結果は、メモリ１０ｂに記憶される。

　図２は、一般的なＭＯＳＦＥＴにおける電流－損失特性を模式的に示す図である。図２には、ダイオードの損失特性と、ＭＯＳＦＥＴがオン動作するときの損失特性とが示されている。図２に示すように、電流値Ｉ０よりも電流が小さい領域Ａでは、スイッチング素子の損失よりも、ダイオードの損失の方が大きい。また、電流値Ｉ０よりも電流が大きい領域Ｂでは、スイッチング素子の損失よりも、ダイオードの損失の方が小さい。これらの特性を利用し、一次電流Ｉｓがダイオードに流れるタイミングに合わせ、ダイオードに逆並列に接続されるスイッチング素子をオン動作させる同期整流を利用すれば、装置を高効率に動作させることができる。

　次に、実施の形態１に係る電力変換装置１００の基本動作について、図３及び図４の図面を参照して説明する。図３は、実施の形態１における整流回路６の基本動作に係るスイッチングパターンの一つを示す図である。図４は、実施の形態１における整流回路６の基本動作に係るスイッチングパターンの他の一つを示す図である。図３及び図４の横軸は時間を表している。また、図３及び図４の何れの図においても、上段側から順に、電源電圧Ｖｓ、一次電流Ｉｓ、ゲート信号Ｑ１、ゲート信号Ｑ２、ゲート信号Ｑ３及びゲート信号Ｑ４の動作波形が示されている。なお、電源電圧Ｖｓの極性については、電源電圧Ｖｓが正の値をとるときの極性を「正極性」と呼び、電源電圧Ｖｓが負の値をとるときの極性を「負極性」と呼ぶ。

　図３において、電源電圧Ｖｓが正極性であるとき、スイッチング素子４は、並列接続されるダイオードに電流が流れる期間中においてオンに制御される。言い替えると、電源電圧Ｖｓが正極性であるとき、スイッチング素子４は、並列接続されるダイオードに電流が流れるタイミングでオンに制御され、並列接続されるダイオードに電流が流れなくなるタイミングでオフに制御される。この動作は、前述した同期整流である。

　電源電圧Ｖｓが負極性であるとき、スイッチング素子３は、並列接続されるダイオードに電流が流れる期間中においてオンに制御される。言い替えると、電源電圧Ｖｓが負極性であるとき、スイッチング素子３は、並列接続されるダイオードに電流が流れるタイミングでオンに制御され、並列接続されるダイオードに電流が流れなくなるタイミングでオフに制御される。この動作も同期整流である。

　また、図３において、電源電圧Ｖｓが正極性であるとき、スイッチング素子２は、スイッチング素子４がオンに制御されるタイミングでオンに制御される。このとき、整流回路６には、交流電源５０、リアクタ５、スイッチング素子２、スイッチング素子４、交流電源５０の経路の一次電流Ｉｓが流れる。この動作は、平滑コンデンサ７を介さずに一次電流Ｉｓを流す動作であるため「電源短絡」と呼ばれる。

　電源短絡動作によって、リアクタ５にエネルギーが蓄えられる。そして、直後の同期整流動作によって、リアクタ５に蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサ７に放出される。これにより、平滑コンデンサ７の電圧である直流電圧Ｖｄｃが昇圧される。

　なお、電源短絡の際、スイッチング素子１はオフに制御される。平滑コンデンサ７に充電された電荷がスイッチング素子１，２を介して流れるのを防止するためである。なお、図３には、２回の電源短絡が実施される例が示されているがこれに限定されない。１回のみの電源短絡でもよいし、３回以上、数回以下の電源短絡が実施されてもよい。

　電源電圧Ｖｓが正極性であるとき、スイッチング素子２に対する１回以上のスイッチング制御が実施された後は、通常の同期整流に戻る。具体的に、スイッチング素子１は、スイッチング素子４がオンに制御されている期間においてオンに制御される。なお、上アーム素子であるスイッチング素子１と、下アーム素子であるスイッチング素子４とは、対角の位置関係にある。

　電源電圧Ｖｓが負極性であるとき、スイッチング素子１は、スイッチング素子３がオンに制御されるタイミングでオンに制御される。このとき、整流回路６には、交流電源５０、スイッチング素子３、スイッチング素子１、リアクタ５、交流電源５０の経路の一次電流Ｉｓが流れる。この動作も、平滑コンデンサ７を介さずに一次電流Ｉｓを流す電源短絡動作である。この短絡の際、スイッチング素子２はオフに制御される。平滑コンデンサ７に充電された電荷がスイッチング素子１，２を介して流れるのを防止するためである。図３の正の半周期と同様に、２回の電源短絡が実施される例が示されているが、１回の電源短絡でもよいし、３回以上、数回以下の電源短絡が実施されてもよい。

　また、電源電圧Ｖｓが負極性であるとき、スイッチング素子１に対する１回以上のスイッチング制御が実施された後は、通常の同期整流に戻る。具体的に、スイッチング素子２は、スイッチング素子３がオンに制御されている期間においてオンに制御される。なお、下アーム素子であるスイッチング素子２、上アーム素子であるスイッチング素子３とは、対角の位置関係にある。

　次に、図４の動作について説明する。まず、スイッチング素子４は、電源電圧Ｖｓが正極性である期間中においてオンに制御され、電源電圧Ｖｓが負極性である期間中においてオフに制御される。また、スイッチング素子３は、電源電圧Ｖｓが正極性である期間中においてオフに制御され、電源電圧Ｖｓが負極性である期間中においてオンに制御される。

　電源電圧Ｖｓが正極性であるとき、スイッチング素子２は、スイッチング素子４がオンに制御されるタイミングでオンに制御される。この動作は、電源短絡動作である。電源短絡動作の後、スイッチング素子２はオフに制御され、スイッチング素子１はオンに制御される。この動作は、同期整流動作である。以降、スイッチング素子１，２は、交互にオンオフ制御され、電源短絡動作と同期整流動作とが交互に繰り返される。

　電源電圧Ｖｓが負極性であるとき、スイッチング素子２は、スイッチング素子４がオンに制御されるタイミングでオンに制御される。この動作は、電源短絡動作である。電源短絡動作の後、スイッチング素子２はオフに制御され、スイッチング素子１はオンに制御される。この動作は、同期整流動作である。以降、スイッチング素子１，２は、交互にオンオフ制御され、電源短絡動作と同期整流動作とが交互に繰り返される。

　以上の動作によって、直流電圧Ｖｄｃは、電源電圧Ｖｓを超える大きさの電圧に昇圧される。また、一次電流Ｉｓは電源電圧Ｖｓの半周期の全域に渡って流れるので、力率が改善される。

　図３と図４の動作の違いは、電源電圧Ｖｓの１周期の全域に渡ってスイッチング制御が実施されるか否かである。このため、図４の動作は「全域スイッチング」と呼ばれ、図３の動作は「部分スイッチング」と呼ばれることがある。また、スイッチング速度の差異に着目して、図４の動作は「高速スイッチング」と呼ばれ、図３の動作は「低速スイッチング」と呼ばれることがある。

　大きな昇圧比を得るには、図４の動作の方が適している。一方、スイッチング損失を小さくするには、図３の動作の方が適している。このため、モータ５２の回転速度に応じて、図３の動作と図４の動作とを切り替えるようにすれば、直流電圧Ｖｄｃの可変幅を大きくとりつつ、効率の改善を図ることができる。

　次に、実施の形態１に係る電力変換装置１００における要部の動作について説明する。なお、要部の動作説明の前に、実施の形態１の整流回路６に流れる一次電流Ｉｓの経路について説明する。

　図５は、実施の形態１の整流回路６に流れる電流の第１の経路を示す図である。図５に示す電流経路を「電流経路（１）」と定義する。図５には、電源電圧Ｖｓが正極性のときの同期整流による電流経路が示されている。スイッチング素子１，４はオン状態であり、スイッチング素子２，３はオフ状態である。この状態において、電流は、交流電源５０、リアクタ５、スイッチング素子１、インバータ８、スイッチング素子４、交流電源５０の経路で流れる。

　図６は、実施の形態１の整流回路６に流れる電流の第２の経路を示す図である。図６に示す電流経路を「電流経路（２）」と定義する。図６には、電源電圧Ｖｓが正極性のときの電源短絡による電流経路が示されている。スイッチング素子２，４はオン状態であり、スイッチング素子１，３はオフ状態である。この状態において、電流は、交流電源５０、リアクタ５、スイッチング素子２、スイッチング素子４、交流電源５０の経路で流れる。

　図７は、実施の形態１の整流回路６に流れる電流の第３の経路を示す図である。図７に示す電流経路を「電流経路（３）」と定義する。図７には、電源電圧Ｖｓが負極性のときの同期整流による電流経路が示されている。スイッチング素子２，３はオン状態であり、スイッチング素子１，４はオフ状態である。この状態において、電流は、交流電源５０、スイッチング素子３、インバータ８、スイッチング素子２、リアクタ５、交流電源５０の経路で流れる。

　図８は、実施の形態１の整流回路６に流れる電流の第４の経路を示す図である。図８に示す電流経路を「電流経路（４）」と定義する。図８には、電源電圧Ｖｓが負極性のときの電源短絡による電流経路が示されている。スイッチング素子１，３はオン状態であり、スイッチング素子２，４はオフ状態である。この状態において、電流は、交流電源５０、スイッチング素子３、スイッチング素子１、リアクタ５、交流電源５０の経路で流れる。

　図９は、実施の形態１における要部の動作説明に使用するフローチャートである。まず、制御部１０は、回転センサ５４の検出値に基づいてモータ５２の現在の回転速度を算出する（ステップＳ１０１）。次に、制御部１０は、現在の回転速度と誘起電圧定数とに基づいてモータ５２に誘起される誘起電圧を算出する（ステップＳ１０２）。誘起電圧定数が大きいほど誘起電圧は大きくなる。また、回転速度が速いほど誘起電圧は大きくなる。なお、誘起電圧定数は、使用するモータの特性を記録したパラメータのうちの一つである。誘起電圧定数を含むモータ定数に関するデータは、制御部１０内のメモリ１０ｂに記憶されている。

　制御部１０は、ステップＳ１０１の処理と並行して現在の直流電圧の検出値を確認する（ステップＳ１０３）。制御部１０は、誘起電圧と直流電圧とを比較し（ステップＳ１０４）、誘起電圧が直流電圧以下であれば（ステップＳ１０４，Ｎｏ）、フローの最初に戻って、ステップＳ１０１，Ｓ１０３の処理を繰り返す。一方、誘起電圧が直流電圧を超えていれば（ステップＳ１０４，Ｙｅｓ）、直流電圧を昇圧する処理を行う（ステップＳ１０５）。ステップＳ１０５の処理の後は、フローの最初に戻って、ステップＳ１０１，Ｓ１０３の処理を繰り返す。

　なお、上記のステップＳ１０４では、誘起電圧と直流電圧とが等しいときを“Ｎｏ”と判定しているが、“Ｙｅｓ”と判定してもよい。即ち、誘起電圧と直流電圧とが等しいときを“Ｙｅｓ”又は“Ｎｏ”の何れで判定してもよい。

　図１０は、実施の形態１における要部の動作説明に使用するタイムチャートである。図１０には、図９のフローチャートに従って動作したときの要部における動作波形が示されている。具体的に、図１０では、上段側から順に、電源電圧Ｖｓ、一次電流Ｉｓ、直流電圧Ｖｄｃ及び誘起電圧Ｖｍ、ゼロクロス信号Ｚｃ、ゲート信号Ｑ１、ゲート信号Ｑ２、ゲート信号Ｑ３及びゲート信号Ｑ４の動作波形が示されている。また、横軸は時間を表している。直流電圧Ｖｄｃ及び誘起電圧Ｖｍについては、直流電圧Ｖｄｃが実線で示され、誘起電圧Ｖｍが一点鎖線で示されている。

　ゼロクロス信号Ｚｃは、電源電圧Ｖｓの検出値に基づいて制御部１０の内部で生成される信号である。図１０では、電源電圧Ｖｓが正極性であるときには“Ｈｉｇｈ”が出力され、電源電圧Ｖｓが負極性であるときには“Ｌｏｗ”が出力されるように図示されているが、これに限定されない。ゼロクロス信号Ｚｃは、電源電圧Ｖｓが正極性であるときに“Ｌｏｗ”が出力され、電源電圧Ｖｓが負極性であるときに“Ｈｉｇｈ”が出力される信号であってもよい。

　前述したように、電源電圧Ｖｓが正極性であるとき、即ちゼロクロス信号ＺｃがＨｉｇｈであるときは、一次電流Ｉｓが流れるタイミングに合わせてゲート信号Ｑ４がオンになる。また、電源電圧Ｖｓが負極性であるとき、即ちゼロクロス信号ＺｃがＬｏｗであるときは、一次電流Ｉｓが流れるタイミングに合わせてゲート信号Ｑ３がオンになる。

　ここで、図１０の動作波形では、ゲート信号Ｑ４がオンになる期間Ｔ１において、直流電圧Ｖｄｃは誘起電圧Ｖｍよりも大きい。このため、昇圧動作は行われず、上記で定義した、電流経路（１）の電流が流れる。図１０では、“（１）”と表記している。以下、他の電流経路についても同様に表記する。

　また、ゲート信号Ｑ３がオンになる期間Ｔ２においても、直流電圧Ｖｄｃは誘起電圧Ｖｍよりも大きい。このため、昇圧動作は行われず、上記で定義した、電流経路（３）の電流が流れる。

　一方、電源電圧Ｖｓの次の１周期では、誘起電圧Ｖｍが直流電圧Ｖｄｃよりも大きくなる期間が存在する。このため、ゲート信号Ｑ４がオンになる期間Ｔ３においては、電流経路（１）の電流が流れる動作と、電流経路（２）の電流が流れる動作とが繰り返される。また、ゲート信号Ｑ３がオンになる期間Ｔ４においても、電流経路（３）の電流が流れる動作と、電流経路（４）の電流が流れる動作とが繰り返される。即ち、期間Ｔ３，Ｔ４においては、同期整流と昇圧動作とが繰り返される。

　また、期間Ｔ３，Ｔ４においては、同期整流を行っているゲート信号Ｑ３，Ｑ４のスイッチング動作を変更することなく、同期整流と昇圧動作とが切り替えられている。即ち、期間Ｔ３，Ｔ４においては、スイッチング動作の停止期間を間に挟むことなく、同期整流と昇圧動作とを切り替えることができる。

　モータ５２の回転速度が速いと、モータ５２の誘起電圧Ｖｍが大きくなる。このため、同一の負荷条件では、モータ５２に流れる電流であるモータ電流が大きくなり、モータ５２での損失が大きくなる。これに対し、実施の形態１の制御では、モータ５２の誘起電圧Ｖｍが直流電圧Ｖｄｃよりも大きい場合、同期整流を昇圧動作に切り替えて直流電圧Ｖｄｃを昇圧するので、モータ電流が増加するのを抑制することができる。これにより、モータ５２の高速回転域での効率の更なる改善を図ることが可能となる。

　また、実施の形態１の制御では、スイッチング制御を行わないスイッチング停止期間を間に挟むことなく、同期整流と昇圧動作とを切り替えることができるので、同期整流と昇圧動作との切り替えを迅速に行うことができる。これにより、昇圧動作に伴う損失の増加を抑制することができる。

　なお、図１では、モータ５２が回転センサ５４を備える構成を例示したが、この構成に限定されない。例えば、図１１のように構成してもよい。図１１は、実施の形態１の変形例に係る電力変換装置１００Ａの構成例を示す図である。図１１に示すように、モータ５２が誘起電圧検出器５６を備え、電力変換装置１００Ａの制御装置１０に誘起電圧検出器５６の検出値が入力されるように構成されていてもよい。誘起電圧検出器５６は、モータ５２の図示しない巻線に誘起される誘起電圧を直接検出する検出器である。

　誘起電圧検出器５６の検出値は、制御部１０に入力される。図１１に示す電力変換装置１００Ａの場合、誘起電圧を演算する必要がないので、図９のフローチャートにおけるステップＳ１０１，Ｓ１０２の処理を省略することができる。

　なお、図１１では、３つの検出器を図示しているが、少なくとも一つの検出器を有していればよい。

　また、図１及び図１１の構成において、スイッチング素子１，２，３，４、整流回路６を構成する整流素子、並びにインバータ８を構成するスイッチング素子は、シリコン系材料により形成された半導体素子を用いて形成するのが一般的であるが、これに限定されない。これらの半導体素子のうち、スイッチング素子１，２，３，４、整流回路６を構成する整流素子、又はインバータ８を構成するスイッチング素子は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ（Ｗｉｄｅ　Ｂａｎｄ　Ｇａｐ：ＷＢＧ）半導体により形成されたスイッチング素子でもよい。

　一般的にＷＢＧ半導体は、シリコン半導体に比べて低損失である。このため、これらの半導体素子を、ＷＢＧ半導体を用いて形成することにより、より低損失な装置を構成することができる。また、ＷＢＧ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧が高い。このため、半導体素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、半導体スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。更に、ＷＢＧ半導体は、耐熱性も高いため、半導体モジュールで発生した熱を放熱するための放熱部の小型化が可能であり、また半導体モジュールで発生した熱を放熱する放熱構造の簡素化が可能である。

　以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換装置は、リアクタと、リアクタを介して交流電源が出力する電源電圧が印加される整流回路と、を備える。整流回路は、第１の上アーム素子と第１の下アーム素子とが直列接続された第１のレグと、第１のレグに並列に接続され、第２の上アーム素子と第２の下アーム素子とが直列接続された第２のレグとを有する。制御部は、整流回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサによって平滑された直流電圧を検出し、検出した直流電圧の検出値と、モータに誘起される誘起電圧とに基づいて第１の上アーム素子及び第１の下アーム素子の動作を制御する。これにより、モータ誘起電圧が大きくなるモータの高速回転域での効率の更なる改善を図ることができる。なお、第２の上アーム素子及び第２の下アーム素子は、それぞれに並列に接続されるダイオードに電流が流れるタイミングでオンに制御され、ダイオードに電流が流れなくなるタイミングでオフに制御される素子である。

　上記の制御において、誘起電圧が直流電圧の検出値よりも小さいとき、第１の上アーム素子及び第１の下アーム素子は、電源電圧の半周期ごとに交互にオンオフ制御される。また、誘起電圧が直流電圧の検出値よりも小さい状態から大きい状態に変化したとき、第１の上アーム素子及び第１の下アーム素子は、電源電圧の極性に関わらず、同一極性の半周期内で交互にオンオフ制御される。このように制御すれば、同期整流と昇圧動作との切り替えを迅速に行うことができ、昇圧動作に伴う損失の増加を抑制することができる。

実施の形態２．
　図１２は、実施の形態２に係る電力変換装置１００Ｂの構成例を示す図である。実施の形態２に係る電力変換装置１００Ｂでは、図１に示す実施の形態１に係る電力変換装置１００の構成において、リアクタ５と整流回路６との間に短絡回路１７が配置されている。短絡回路１７は、短絡スイッチング素子１６と、短絡スイッチング素子１６に並列に接続されるダイオードブリッジ１５とを備える。短絡回路１７は、短絡スイッチング素子１６のオン動作により、リアクタ５を介して印加される電源電圧Ｖｓを短絡させる電源短絡動作を行う。また、図１２では、ゲート回路部１４がゲート回路部１４Ｂに置き替えられている。ゲート回路部１４Ｂは、ゲート信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に加え、短絡スイッチング素子１６を駆動するためのゲート信号Ｑ５を生成して出力する。なお、その他の構成については、実施の形態１の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。

　図１３は、実施の形態２における整流回路６及び短絡回路１７の基本動作に係るスイッチングパターンを示す図である。図１３の横軸は時間を表している。また、図１３の縦軸方向には、上段側から順に、電源電圧Ｖｓ、一次電流Ｉｓ、ゲート信号Ｑ５、ゲート信号Ｑ１、ゲート信号Ｑ２、ゲート信号Ｑ３及びゲート信号Ｑ４の動作波形が示されている。

　図１３において、電源電圧Ｖｓが正極性であるとき、スイッチング素子１，４のそれぞれは、並列接続されるダイオードに電流が流れる期間中においてオンに制御される。また、電源電圧Ｖｓが負極性であるとき、スイッチング素子２，３のそれぞれは、並列接続されるダイオードに電流が流れる期間中においてオンに制御される。これらの動作は、前述した同期整流である。

　直流電圧Ｖｄｃの昇圧が必要な場合には、図１３に示されるように、ゲート信号Ｑ５がオンに制御され、短絡スイッチング素子１６が導通する。このとき、短絡回路１７には、交流電源５０、リアクタ５、ダイオードブリッジ１５、短絡スイッチング素子１６、ダイオードブリッジ１５、交流電源５０の経路で電流が流れる。これにより、リアクタ５にエネルギーが蓄えられる。その後、短絡スイッチング素子１６が非導通となったときに、リアクタ５に蓄えられたエネルギーが整流回路６を介して平滑コンデンサ７に放出される。これにより、平滑コンデンサ７の電圧である直流電圧Ｖｄｃが昇圧される。

　なお、図１３では、電源電圧Ｖｓの半周期ごとに２回の電源短絡が実施される例が示されているがこれに限定されない。１回のみの電源短絡でもよいし、３回以上、数回以下の電源短絡が実施されてもよい。

　次に、実施の形態２に係る電力変換装置１００Ｂにおける要部の動作について説明する。なお、要部の動作説明の前に、実施の形態２の整流回路６又は短絡回路１７に流れる電流の経路について説明する。

　図１４は、実施の形態２の整流回路６又は短絡回路１７に流れる電流の第５の経路を示す図である。図１４に示す電流経路を「電流経路（５）」と定義する。図１４には、電源電圧Ｖｓが正極性のときの同期整流による電流経路が示されている。スイッチング素子１，４はオン状態であり、スイッチング素子２，３はオフ状態であり、短絡スイッチング素子１６はオフ状態である。この状態において、電流は、交流電源５０、リアクタ５、スイッチング素子１、インバータ８、スイッチング素子４、交流電源５０の経路で流れる。

　図１５は、実施の形態２の整流回路６又は短絡回路１７に流れる電流の第６の経路を示す図である。図１５に示す電流経路を「電流経路（６）」と定義する。図１５には、電源電圧Ｖｓが正極性のときの電源短絡による電流経路が示されている。スイッチング素子１，４はオン状態であり、スイッチング素子２，３はオフ状態であり、短絡スイッチング素子１６はオン状態である。この状態において、電流は、交流電源５０、リアクタ５、ダイオードブリッジ１５、短絡スイッチング素子１６、ダイオードブリッジ１５、交流電源５０の経路で流れる。

　図１６は、実施の形態２の整流回路６又は短絡回路１７に流れる電流の第７の経路を示す図である。図１６に示す電流経路を「電流経路（７）」と定義する。図１６には、電源電圧Ｖｓが負極性のときの同期整流による電流経路が示されている。スイッチング素子２，３はオン状態であり、スイッチング素子１，４はオフ状態であり、短絡スイッチング素子１６はオフ状態である。この状態において、電流は、交流電源５０、スイッチング素子３、インバータ８、スイッチング素子２、リアクタ５、交流電源５０の経路で流れる。

　図１７は、実施の形態２の整流回路６又は短絡回路１７に流れる電流の第８の経路を示す図である。図１７に示す電流経路を「電流経路（８）」と定義する。図１７には、電源電圧Ｖｓが負極性のときの電源短絡による電流経路が示されている。スイッチング素子２，３はオン状態であり、スイッチング素子１，４はオフ状態であり、短絡スイッチング素子１６はオン状態である。この状態において、電流は、交流電源５０、ダイオードブリッジ１５、短絡スイッチング素子１６、ダイオードブリッジ１５、リアクタ５、交流電源５０の経路で流れる。

　図１８は、実施の形態２における要部の動作説明に使用するタイムチャートである。図１８には、図９のフローチャートに従って動作したときの要部における動作波形が示されている。具体的に、図１８では、上段側から順に、電源電圧Ｖｓ、一次電流Ｉｓ、直流電圧Ｖｄｃ及び誘起電圧Ｖｍ、ゼロクロス信号Ｚｃ、ゲート信号Ｑ５、ゲート信号Ｑ１、ゲート信号Ｑ２、ゲート信号Ｑ３及びゲート信号Ｑ４の動作波形が示されている。また、横軸は時間を表している。直流電圧Ｖｄｃ及び誘起電圧Ｖｍについては、直流電圧Ｖｄｃが実線で示され、誘起電圧Ｖｍが一点鎖線で示されている。

　ここで、図１８の動作波形では、ゲート信号Ｑ４がオンになる期間Ｔ５において、直流電圧Ｖｄｃは誘起電圧Ｖｍよりも大きい。このため、昇圧動作は行われず、上記で定義した、電流経路（５）の電流が流れる。

　また、ゲート信号Ｑ３がオンになる期間Ｔ６においても、直流電圧Ｖｄｃは誘起電圧Ｖｍよりも大きい。このため、昇圧動作は行われず、上記で定義した、電流経路（７）の電流が流れる。

　一方、電源電圧Ｖｓの次の１周期では、誘起電圧Ｖｍが直流電圧Ｖｄｃよりも大きくなる期間が存在する。このため、ゲート信号Ｑ４がオンになる期間Ｔ７においては、電流経路（５）の電流が流れる動作と、電流経路（６）の電流が流れる動作とが繰り返される。また、ゲート信号Ｑ３がオンになる期間Ｔ８においても、電流経路（７）の電流が流れる動作と、電流経路（８）の電流が流れる動作とが繰り返される。即ち、期間Ｔ７，Ｔ８においては、同期整流と昇圧動作とが繰り返される。

　また、期間Ｔ７，Ｔ８においては、同期整流を行っているゲート信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のスイッチング動作を変更することなく、同期整流と昇圧動作とが切り替えられている。即ち、期間Ｔ３，Ｔ４においては、スイッチング動作の停止期間を間に挟むことなく、同期整流と昇圧動作とを切り替えることが可能である。

　モータ５２の回転速度が速いと、モータ５２の誘起電圧Ｖｍが大きくなる。このため、同一の負荷条件では、モータ５２に流れる電流であるモータ電流が大きくなり、モータ５２での損失が大きくなる。これに対し、実施の形態２の制御では、モータ５２の誘起電圧Ｖｍが直流電圧Ｖｄｃよりも大きい場合、同期整流を昇圧動作に切り替えて直流電圧Ｖｄｃを昇圧するので、モータ電流が増加するのを抑制することができる。これにより、モータ５２の高速回転域での効率の更なる改善を図ることが可能となる。

　また、実施の形態２の制御では、整流回路６における同期整流のスイッチングパターンを変更せず、短絡スイッチング素子１６の制御のみで同期整流と昇圧動作とをシームレスに切り替えることができる。これにより、昇圧動作を行うときの制御を実施の形態１よりも簡素化することができる。

　また、実施の形態２の構成では、同期整流を行う回路と昇圧動作を行う回路とが分散して配置されている。これにより、１つあたりのスイッチング素子で発生する発熱量を実施の形態１のものよりも小さくできるという効果が期待できる。

　また、実施の形態１及び実施の形態２の回路構成では、リアクタ５は整流回路６の入力側に配置されている。これらの構成とは、別に、整流回路６の出力側にリアクタ５を配置する構成も公知である。その一例を図１９に示す。図１９は、昇圧機能を有する電力変換装置１００Ｃの構成を比較例として示す図である。

　比較例に係る電力変換装置１００Ｃでは、図１に示す実施の形態１に係る電力変換装置１００の構成において、リアクタ５が整流回路６の出力側に配置されると共に、リアクタ５と平滑コンデンサ７との間に昇圧回路２０が配置されている。昇圧回路２０は、平滑コンデンサ７に並列に接続されるスイッチング素子２２と、平滑コンデンサ７に充電された電荷が整流回路６に流れ込むのを防止する向きに接続されたダイオード２１とを備える。また、図１９では、ゲート回路部１４がゲート回路部１４Ｃに置き替えられている。ゲート回路部１４Ｃは、ゲート信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に加え、スイッチング素子２２を駆動するためのゲート信号Ｑ６を生成して出力する。

　昇圧回路２０は、スイッチング素子２２のオン動作により、リアクタ５を介して印加される整流回路６の出力電圧を短絡させる短絡動作を行う。この短絡動作により、リアクタ５にはエネルギーが蓄えられる。その後、スイッチング素子２２を非導通にすることで、リアクタ５に蓄えられたエネルギーを平滑コンデンサ７に放出する。これにより、平滑コンデンサ７の電圧である直流電圧Ｖｄｃが昇圧される。

　図１９に示す構成では、インバータ８に供給される電力は、全てダイオード２１を通過する。これに対し、実施の形態１及び実施の形態２の構成では、ダイオード２１に相当する素子は存在しない。従って、実施の形態１及び実施の形態２の電力変換装置１００，１００Ａ，１００Ｂによれば、図１９に示す電力変換装置１００Ｃよりも、半導体素子による損失を小さくすることが可能である。

　以上説明したように、実施の形態２に係る電力変換装置は、リアクタと、リアクタを介して交流電源が出力する電源電圧が印加される整流回路と、リアクタと整流回路との間に配置され、オン動作によりリアクタを介して電源電圧を短絡させる短絡回路と、を備える。整流回路は、第１の上アーム素子と第１の下アーム素子とが直列接続された第１のレグと、第１のレグに並列に接続され、第２の上アーム素子と第２の下アーム素子とが直列接続された第２のレグとを有する。制御部は、整流回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサによって平滑された直流電圧を検出し、検出した直流電圧の検出値と、モータに誘起される誘起電圧とに基づいて短絡回路の動作を制御する。これにより、モータ誘起電圧が大きくなるモータの高速回転域での効率の更なる改善を図ることができる。なお、第１及び第２の上アーム素子、並びに第１及び第２の下アーム素子は、それぞれに並列に接続されるダイオードに電流が流れるタイミングでオンに制御され、ダイオードに電流が流れなくなるタイミングでオフに制御される素子である。

　上記の制御において、誘起電圧が直流電圧の検出値よりも小さいとき、短絡回路はオフに制御され、誘起電圧が直流電圧の検出値よりも大きいとき、短絡回路はオンオフ制御される。このように、実施の形態２では、短絡回路の制御のみで、同期整流と昇圧動作との切り替えが可能になる。これにより、昇圧動作を行うときの制御を実施の形態１よりも簡素化することができる。

実施の形態３．
　図２０は、実施の形態３に係る冷凍サイクル装置２００の構成例を示す図である。図２０に示す実施の形態３に係る冷凍サイクル装置２００は、実施の形態１で説明した電力変換装置１００を備える。冷凍サイクル装置２００は、モータ５２を有する圧縮機４１、四方弁４２、室外熱交換器４３、膨張弁４４、室内熱交換器４５が冷媒配管４６を介して取り付けられた冷凍サイクル１５０を有して構成されている。モータ５２は、インバータ８によって駆動される。なお、冷凍サイクル装置２００は、実施の形態１で説明した電力変換装置１００Ａ又は実施の形態２で説明した電力変換装置１００Ｂを備えて構成されていてもよい。

　圧縮機４１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構４７と、これを動作させるモータ５２とが設けられている。これにより、圧縮機４１から室外熱交換器４３と室内熱交換器４５との間を冷媒が循環することで冷暖房などを行う冷凍サイクル１５０が構成される。なお、図２０に示す冷凍サイクル１５０は、例えば空気調和機に適用可能である。

　実施の形態３に係る冷凍サイクル装置２００は、実施の形態１で説明した電力変換装置１００を備える。前述したように、実施の形態１に係る電力変換装置１００は、モータの高速回転域での効率の更なる改善を図ることができる。これにより、実施の形態３に係る冷凍サイクル装置２００を、例えば空気調和機に適用した場合、これらの製品の効率を従来よりも高くできるという効果が得られる。

　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

　１，２，３，４，２２　スイッチング素子、５　リアクタ、６　整流回路、７　平滑コンデンサ、８　インバータ、１０　制御部、１０ａ　プロセッサ、１０ｂ　メモリ、１１，１３　電圧検出部、１２　電流検出部、１４，１４Ｂ，１４Ｃ　ゲート回路部、１５　ダイオードブリッジ、１６　短絡スイッチング素子、１７　短絡回路、２０　昇圧回路、２１　ダイオード、３０　第１のレグ、３２　第２のレグ、３４，３６　接続点、４１　圧縮機、４２　四方弁、４３　室外熱交換器、４４　膨張弁、４５　室内熱交換器、４６　冷媒配管、４７　圧縮機構、５０　交流電源、５２　モータ、５４　回転センサ、５６　誘起電圧検出器、１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ　電力変換装置、１５０　冷凍サイクル、２００　冷凍サイクル装置。

Claims

　リアクタと、
　第１の上アーム素子と第１の下アーム素子とが直列接続された第１のレグと、前記第１のレグに並列に接続され、第２の上アーム素子と第２の下アーム素子とが直列接続された第２のレグとを有し、前記第１の上アーム素子と前記第１の下アーム素子との接続点と、前記第２の上アーム素子と前記第２の下アーム素子との接続点との間に前記リアクタを介して、交流電源が出力する電源電圧が印加される整流回路と、
　前記整流回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、
　前記平滑コンデンサによって平滑された直流電圧をモータへの駆動電圧に変換して前記モータに印加するインバータと、
　前記直流電圧を検出する第１の電圧検出部と、
　前記整流回路及び前記インバータの動作を制御する制御部と、
　を備え、
　前記制御部は、前記モータに誘起される誘起電圧と前記直流電圧の検出値とに基づいて前記第１の上アーム素子及び前記第１の下アーム素子の動作を制御する
　電力変換装置。
　前記第２の上アーム素子及び前記第２の下アーム素子は、それぞれに並列に接続されるダイオードに電流が流れるタイミングでオンに制御され、前記ダイオードに電流が流れなくなるタイミングでオフに制御される
　請求項１に記載の電力変換装置。
　前記整流回路の入力側に流れる一次電流を検出する電流検出部と、
　前記電源電圧を検出する第２の電圧検出部と、
　を備え、
　前記誘起電圧が前記直流電圧の検出値よりも小さいとき、
　前記第１の上アーム素子及び前記第１の下アーム素子は、前記電源電圧の半周期ごとに交互にオンオフ制御され、
　前記誘起電圧が前記直流電圧の検出値よりも大きいとき、
　前記第１の上アーム素子及び前記第１の下アーム素子は、前記電源電圧の極性に関わらず、同一極性の半周期内で交互にオンオフ制御される
　請求項２に記載の電力変換装置。
　リアクタと、
　第１の上アーム素子と第１の下アーム素子とが直列接続された第１のレグと、前記第１のレグに並列に接続され、第２の上アーム素子と第２の下アーム素子とが直列接続された第２のレグとを有し、前記第１の上アーム素子と前記第１の下アーム素子との接続点と、前記第２の上アーム素子と前記第２の下アーム素子との接続点との間に前記リアクタを介して、交流電源が出力する電源電圧が印加される整流回路と、
　前記リアクタと前記整流回路との間に配置され、オン動作により前記リアクタを介して前記電源電圧を短絡させる短絡回路と、
　前記整流回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、
　前記平滑コンデンサによって平滑された直流電圧をモータへの駆動電圧に変換して前記モータに印加するインバータと、
　前記直流電圧を検出する第１の電圧検出部と、
　前記整流回路、前記インバータ及び前記短絡回路の動作を制御する制御部と、
　を備え、
　前記制御部は、前記モータに誘起される誘起電圧と前記直流電圧の検出値とに基づいて前記短絡回路の動作を制御する
　電力変換装置。
　前記第１及び第２の上アーム素子、並びに前記第１及び第２の下アーム素子は、それぞれに並列に接続されるダイオードに電流が流れるタイミングでオンに制御され、前記ダイオードに電流が流れなくなるタイミングでオフに制御される
　請求項４に記載の電力変換装置。
　前記整流回路の入力側に流れる一次電流を検出する電流検出部と、
　前記電源電圧を検出する第２の電圧検出部と、
　を備え、
　前記誘起電圧が前記直流電圧の検出値よりも小さいとき、
　前記短絡回路はオフに制御され、
　前記誘起電圧が前記直流電圧の検出値よりも大きいとき、
　前記短絡回路はオンオフ制御される
　請求項５に記載の電力変換装置。
　前記第１及び第２のレグにおける上下アーム素子は、ワイドバンドギャップ半導体で形成されている
　請求項２から６の何れか１項に記載の電力変換装置。
　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである
　請求項７に記載の電力変換装置。
　請求項２から８の何れか１項に記載の電力変換装置と、
　前記モータを搭載する圧縮機と、
　を備える冷凍サイクル装置。
　請求項９に記載の冷凍サイクル装置を備える空気調和機。