JP2017060353A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高調波を十分に抑制できる電力変換装置を提供する。
【解決手段】交流電源電圧を全波整流する全波整流回路３と、この全波整流回路の出力電圧をスイッチングにより昇圧するコンバータ４と、このコンバータの出力電圧が目標値となるように且つ前記コンバータへの入力電流が全波整流波形にオフセット値を加えた波形となるように前記コンバータのスイッチングをＰＷＭ制御する制御手段と、を備える。制御回路（ＥＣＵ）２０は、コンバータ制御部（制御手段）３０およびインバータ制御部５０を含む。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、交流電圧を全波整流して昇圧する電力変換装置に関する。

交流電源の電圧を全波整流する全波整流回路、およびこの全波整流回路の出力電圧をスイッチングにより昇圧するコンバータを備え、コンバータの出力電圧が目標値となるように、かつコンバータへの入力電流が全波整流波形となるように、コンバータのスイッチングをフィードバック制御する電力変換装置が知られている。コンバータへの入力電流を全波整流波形にすることで、電源ラインに流れる電流（電源電流という）が歪みのない正弦波となるようにしている。これにより、力率を向上させ、電源電流に含まれる高調波成分を抑制している。コンバータとして、例えば昇圧チョッパ形のコンバータが用いられる。

特開２００２−８４７４３号公報

上記電力変換装置では、電源電流を歪みのない正弦波とするべく制御するが、歪みをなくすことは難しく、このため高調波を十分に抑制できない。

本発明の実施形態の目的は、高調波を十分に抑制できる電力変換装置を提供することである。

請求項１の電力変換装置は、交流電源電圧を全波整流する全波整流回路と、この全波整流回路の出力電圧をスイッチングにより昇圧するコンバータと、このコンバータの出力電圧が目標値となるように且つ前記コンバータへの入力電流が全波整流波形にオフセット値を加えた波形となるように前記コンバータのスイッチングをＰＷＭ制御する制御手段と、を備える。

各実施形態の構成を示すブロック図。 第１実施形態の基準電流値Ｉｒ、オフセット値Ｉｏ、補正基準電流値Ｉｒ´を示す図。 第２実施形態の基準電流値Ｉｒ、オフセット値Ｉｏ、補正基準電流値Ｉｒ´を示す図。 各実施形態における総合歪み率を負荷電力をパラメータとして示す図。

［１］第１実施形態について図面を参照して説明する。
図１に示すように、単相交流電源１にノイズフィルタ２を介して全波整流回路３が接続され、その全波整流回路３の出力端にコンバータ４が接続される。ノイズフィルタ２は、コンバータ４のスイッチングに伴って電源電圧に重畳するノイズを除去する。全波整流回路３は、ブリッジ接続した４つのダイオード３ａ〜３ｄにより、入力電圧（交流電源電圧）を全波整流する。

全波整流回路３の後に接続されるコンバータ４は、例えば昇圧チョッパ形のコンバータであり、エネルギーを蓄えるリアクタ５、このリアクタ５を介して全波整流後の直流電源間を短絡するスイッチング素子（例えばＭＯＳＦＥＴ）６、このスイッチング素子６に逆並列接続した保護用のダイオード６ａ、リアクタ５のエネルギーを負荷側に送り、負荷側からの電流の逆流を阻止するダイオード７、このダイオード７の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ８を含み、後述のコンバータ制御部３０から供給される駆動信号（ＰＷＭ信号）に応じてスイッチング素子６がオン，オフ（スイッチング）を繰返すことにより、入力電圧（全波整流電圧）Ｖを目標とする所定レベル（後述の目標値Ｖｄｃref）に昇圧する。全波整流回路３とコンバータ４との間の通電ラインに、コンバータ４への入力電流（リアクタ電流）Ｉを検知する電流センサ９が配置される。

コンバータ４の出力端にインバータ１０が接続される。インバータ１０は、後述のインバータ制御部５０から供給される駆動信号（ＰＷＭ信号）に応じたスイッチングにより、コンバータ４の出力電圧（平滑コンデンサ８の電圧）Ｖｄｃを所定周波数Ｆ（およびその周波数Ｆに対応するレベル）の３相交流電圧に変換し出力する。このインバータ１０の出力電圧の周波数（出力周波数）Ｆに応じてブラシレスＤＣモータ１１の速度（回転数）が変化する。ブラシレスＤＣモータ１１は、圧縮機１２を駆動する圧縮機モータであり、圧縮機１２の密閉ケースに収容される。圧縮機１２は、冷媒を吸込んで圧縮し吐出する。この圧縮機１２に凝縮器（放熱器）１３、膨張弁１４、蒸発器（吸熱器）１５が順次に配管接続される。この配管接続により、図示矢印のように、圧縮機１２の吐出冷媒を凝縮器１３および膨張弁１４を通して蒸発器１５に流し、その蒸発器１５から流出する冷媒を圧縮機１２に戻す冷凍サイクルが構成される。凝縮器１３では熱を放出し、蒸発器１５では、熱を吸収するため、必要に応じて対象物や空間を加熱、冷却することができる。

上記コンバータ４および上記インバータ１０に、ＥＣＵ（制御回路）２０が接続される。ＥＣＵ２０は、コンバータ制御部（制御手段）３０およびインバータ制御部５０を含む。

コンバータ制御部３０は、コンバータ４の出力電圧Ｖｄｃが目標値Ｖｄｃrefとなるように、かつコンバータ４への入力電流Ｉが全波整流波形にオフセット値を加えた波形となるように、コンバータ４のスイッチングをＰＷＭ制御するもので、減算部３１、ＰＩ制御器３２、乗算部３３、位相同期回路部（ＰＬＬ）３４、加算部３５、オフセット発生部３６、減算部３７、ＰＩ制御器３８、ＰＷＭ信号生成部３９、キャリア発生部４０を含む。

減算部３１は、コンバータの出力電圧Ｖｄｃと目標値Ｖｄｃrefとの偏差ΔＶｄｃを求める。ＰＩ制御器３２は、減算部３１で得られた偏差ΔＶｄｃを入力とする比例・積分演算により、コンバータ４への入力電流Ｉの値（最大値）を設定するための電流指令値Ｉｍrefを求める。位相同期回路部３４は、単相交流電源１の電流に同期する全波整流波形の基準電流値Ｉｒを発する。オフセット発生部３６は、図２に示す直流一定レベルのオフセット値Ｉｏを、インバータ１０の負荷電力（冷凍負荷）が所定値Ｌｓ未満の低・中負荷時に発し、インバータ１０の負荷電力が所定値Ｌｓ以上の高負荷時に発しない（Ｉｏ＝零）。加算部３５は、オフセット発生部３６から発せられるオフセット値Ｉｏを全波整流波形の基準電流値Ｉｒに加えることにより、基準電流値Ｉｒを高調波抑制用の補正基準電流値Ｉｒ´に補正する。以上の処理によって得られる基準電流値Ｉｒ、オフセット値Ｉｏ、補正基準電流値Ｉｒ´を図２に示す。

続いて、乗算部３３は、ＰＩ制御器３２で得られた電流指令値Ｉｍrefを加算部３５から供給される補正基準電流値Ｉｒ´に乗算することにより、その電流指令値Ｉｍrefを交流電源電流に同期した高調波抑制用の電流指令値Ｉrefに変換する。この電流指令値Ｉrefは、図２の補正基準電流値Ｉｒ´を電流指令値Ｉｍrefによって増幅した波形となる。電流指令値Ｉｍrefが位相全体にわたって一定値の状態であれば、電流指令値Ｉrefは、補正基準電流値Ｉｒ´と相似形となる。

減算部３７は、乗算部３３で得られた電流指令値Ｉrefとコンバータ４への入力電流（電流センサ９の検知電流）Ｉとの偏差ΔＩを求める。ＰＩ制御器３８は、減算部３７で得られた偏差ΔＩを入力とする比例・積分演算により、パルス幅変調用の電圧指令値Ｖrefを求める。キャリア発生部４０は、所定周波数の三角波状のキャリア信号電圧Ｖｃを発する。ＰＷＭ信号生成部３９は、キャリア発生部４０から発せられるキャリア信号電圧ＶｃをＰＩ制御器３８で得られた電圧指令値Ｖrefでパルス幅変調（電圧比較）することにより、コンバータ４のスイッチング素子６に対するスイッチング用のパルス状の駆動信号（ＰＷＭ信号）を生成する。

減算部３１およびＰＩ制御器３２が電圧制御系として機能する。乗算部３３、位相同期回路部３４、加算部３５、減算部３７、およびＰＩ制御器３８が電流制御系として機能する。以上の構成によって、コンバータ４への入力電流Ｉが全波整流波形にオフセット値を加えた波形、すなわち補正基準電流値Ｉｒ´の波形、となるようにコンバータ４のスイッチングがＰＷＭ制御される。

インバータ制御部５０は、冷凍負荷の大きさに対応する周波数Ｆの３相交流電圧がインバータ１０から出力されるよう、インバータ１０のスイッチングをＰＷＭ制御する。

上記ノイズフィルタ２、全波整流回路３、コンバータ４、電流センサ９、インバータ１０、およびＥＣＵ２０により、本実施形態の電力変換装置が構成される。

従来は、位相同期回路部３４の出力する交流電源電流に同期する全波整流波形である基準電流値ＩｒをＰＷＭ制御用の電流指令値の基準として用いることにより、単相交流電源１と当該電力変換装置との間の電源ラインに流れる電流（電源電流という）を正弦波形とするようにしていた。ここで、基準電流値ＩｒをそのままＰＷＭ制御用の電流指令値の基準として用いると、基準電流値Ｉｒが零レベルとなるタイミングおよびその近辺期間において、ＰＷＭ信号生成部３９のパルス幅変調により得られるスイッチング用のパルス状の駆動信号（ＰＷＭ信号）のオン期間が不要に短くなる。その結果、基準電流値Ｉｒが零レベルとなるタイミングおよびその近辺期間において、電源電流の波形に減少方向の歪みが生じてしまう。電源電流に含まれる高調波成分を十分に抑制できない。

これに対し、本実施形態では、オフセット値Ｉｏの分だけ基準電流値Ｉｒより高いレベルの補正基準電流値Ｉｒ´をＰＷＭ制御用の電流指令値として用いるようにしている。これにより、ＰＷＭ信号生成部３９から得られるスイッチング用のパルス状の駆動信号（ＰＷＭ信号）のオン期間が不要に小さくなる不具合を解消できる。結果として、電源電流を歪みのない正弦波形により近づけることができる。電源電流に含まれる高調波成分を十分に抑制できる。

電源電流の総合歪み率がインバータ１０の負荷電力（冷凍負荷）に応じてどのように変わるかを実験により確かめた結果が図４である。この図４では、直流一定レベルのオフセット値Ｉｏを含む補正基準電流値Ｉｒ´をＰＷＭ制御用の電流指令値の基準（乗算）に用いた状態を「一定値」で表し、従来の直流一定レベルのオフセット値Ｉｏがない状態、すなわち全波整流波形そのものである基準電流値Ｉｒを用いた場合を「なし」で表している。また、図４に示す総合歪み率とは、単相交流電源１を流れる電流（電源電流）において低減が必要な奇数次数の高調波電流値の基本波（正弦波）に対する比率である。

図４によれば、インバータ１０の負荷電力が所定値Ｌｓ未満の低・中負荷時は、直流一定レベルのオフセット値Ｉｏを含む補正基準電流値Ｉｒ´をＰＷＭ制御用の電流指令値の基準として用いる方（「一定値」）が、オフセット値Ｉｏを含まない基準電流値ＩｒをＰＷＭ制御用の電流指令値の基準として用いる場合（「なし」）よりも、総合歪み率が小さい。

一方、負荷電力が所定値Ｌｓ以上の高負荷時は、反対に、「なし」の方が、「一定値」よりも総合歪み率が小さい結果となる。この点を考慮し、オフセット発生部３６は、インバータ１０の負荷電力が所定値Ｌｓ未満の低・中負荷時のみ直流一定レベルのオフセット値Ｉｏを発し、インバータ１０の負荷電力が所定値Ｌｓ以上の高負荷時は直流一定レベルのオフセット値Ｉｏを発しない（Ｉｏ＝零）ようにしている。なお、図示しないが、インバータ１０の負荷電力は、コンバータ４への入力電流Ｉ及び／又はコンバータ４の出力電圧Ｖｄｃから算出もしくは推定し、この算出結果もしくは推定結果を用いることにより、オフセット発生部３６内で判定する。

［２］第２実施形態について説明する。
この第２実施形態では、第１の実施形態とオフセット発生部３６のみが異なる。このため、図１に示す回路構成は第１実施形態とほぼ同じで、図１中に破線で示す、位相同期回路部３４で検出される電源電圧位相タイミング（ゼロクロス）信号のみが追加される。この第２実施形態のオフセット発生部３６は、位相同期回路部３４で検出される電源電圧位相タイミング信号を受け、図３に示すように、この電源電圧のゼロクロスタイミングを基準に、基準電流値Ｉｒの全波整流波形の半波期間（半周期）においてレベルが零から上昇方向に直線的に変化する三角波状のオフセット値Ｉｏをインバータ１０の負荷電力にかかわらず常に発する。なお、全波整流波形の全波期間について見ると、オフセット値Ｉｏは三角波が連続した鋸波状となる。

加算部３５は、オフセット発生部３６から発せられるオフセット値Ｉｏを位相同期回路部３４から出力される基準電流値Ｉｒに加えることにより、基準電流値Ｉｒを高調波抑制用の補正基準電流値Ｉｒ´に補正する。補正基準電流値Ｉｒ´は、図３に示すように、半波期間の始まりタイミングにおいて零レベルから徐々に立ち上がり、半波期間の終りタイミングにおいて所定レベルから零レベルへと急峻に立ち下がる。
この補正基準電流値Ｉｒ´をＰＷＭ制御用の電流指令値の基準に用いることにより、電源電流に含まれる高調波成分を十分に抑制できる。

第２実施形態に基づく三角波状のオフセット値Ｉｏを加えた場合の電源電流の総合歪み率を、図４中に「三角波状」として示す。この図から分かるように、インバータ１０の負荷電力（冷凍負荷）の大小にかかわらず、三角波状のオフセット値Ｉｏを加えた補正基準電流値Ｉｒ´をＰＷＭ制御用の電流指令値の基準として用いる場合の方が、オフセット値Ｉｏを含まない基準電流値ＩｒをＰＷＭ制御用の電流指令値の基準として用いる場合よりも、電源電流の総合歪み率が小さい。さらに、いずれの負荷状態においても、第１実施形態における「一定値」のオフセットを付加した場合よりも三角波状のオフセット値Ｉｏを含む方が、電源電流の総合歪み率が小さくなり、高調波の低減が可能となっている。このため、第２実施形態においては、全ての負荷領域において、三角波状のオフセット値Ｉｏを加えることができ、負荷によるオフセット値Ｉｏの切替が不要となる。

［３］変形例
上記第２実施形態では、全波整流波形の半波期間においてレベルが零から上昇方向に直線的に変化する三角波状のオフセット値Ｉｏを用いる構成としたが、図３に二点鎖線で示すように、全波整流波形の半波期間においてレベルが零から上昇方向に湾曲的に変化する三角波状のオフセット値Ｉｏを用いても、同様の効果を得ることができる。

上記各実施形態では、インバータ１０の負荷がブラシレスＤＣモータである場合を例に説明したが、ブラシレスＤＣモータ以外の機器が負荷である場合にも同様に実施できる。
その他、上記各実施形態および変形は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態および変形例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態や変形は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…単相交流電源、２…ノイズフィルタ、３…全波整流回路、４…コンバータ、５…リアクタ、６…スイッチング素子、７…ダイオード、８…平滑コンデンサ、９…電流センサ、１０…インバータ、１１…ブラシレスＤＣモータ、１２…圧縮機、１３…凝縮器、１４…膨張弁、１５…蒸発器、２０…ＥＣＵ（制御回路）、３０…コンバータ制御部、３６…オフセット発生部、５０…インバータ制御部

Claims (5)

1. 交流電源電圧を全波整流する全波整流回路と、
   前記全波整流回路の出力電圧をスイッチングにより昇圧するコンバータと、
   前記コンバータの出力電圧が目標値となるように且つ前記コンバータへの入力電流が全波整流波形にオフセット値を加えた波形となるように前記コンバータのスイッチングをＰＷＭ制御する制御手段と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記オフセット値は、直流一定レベルである
   ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記制御手段は、前記電力変換装置の負荷が所定値未満の場合のみ、前記直流一定レベルのオフセット値を加える
   ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記オフセット値は、全波整流波形の半波期間においてレベルが零から上昇方向に変化する三角波状である
   ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
5. 前記制御手段は、
   前記コンバータの出力電圧Ｖｄｃと目標値Ｖｄｃrefとの偏差ΔＶｄｃを入力とする比例・積分演算により、前記コンバータへの入力電流Ｉの値（最大値）を設定するための電流指令値Ｉｍrefを求め、
   前記交流電源の電流に同期する全波整流波形の基準電流値Ｉｒに前記オフセット値を加えることにより、その基準電流値Ｉｒを補正基準電流値Ｉｒ´に補正し、補正した補正基準電流値Ｉｒ´に前記電流指令値Ｉｍrefを乗算することにより、その電流指令値Ｉｍrefを前記交流電源の電流に同期する電流指令値Ｉrefに変換し、
   前記電流指令値Ｉrefと前記コンバータへの入力電流Ｉとの偏差ΔＩを入力とする比例・積分演算により、パルス幅変調用の電圧指令値Ｖrefを求め、
   所定周波数の三角波状のキャリア信号電圧Ｖｃを前記電圧指令値Ｖrefでパルス幅変調することにより、前記コンバータに対するスイッチング用の駆動信号を生成する、
   ことを請求項１ないし４のいずれかに記載の電力変換装置。

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