WO2019207663A1 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2019207663A1
WO2019207663A1 PCT/JP2018/016733 JP2018016733W WO2019207663A1 WO 2019207663 A1 WO2019207663 A1 WO 2019207663A1 JP 2018016733 W JP2018016733 W JP 2018016733W WO 2019207663 A1 WO2019207663 A1 WO 2019207663A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
reactor
value
reactor current
current
output voltage
Prior art date
Application number
PCT/JP2018/016733
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
優矢 田中
麻衣 中田
晋吾 加藤
又彦 池田
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to JP2020515355A priority Critical patent/JP6980102B2/ja
Priority to US16/982,767 priority patent/US11476757B2/en
Priority to CN201880092439.8A priority patent/CN112005479A/zh
Priority to DE112018007516.8T priority patent/DE112018007516T5/de
Priority to PCT/JP2018/016733 priority patent/WO2019207663A1/ja
Publication of WO2019207663A1 publication Critical patent/WO2019207663A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/157—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H02M3/1586—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel switched with a phase shift, i.e. interleaved

Definitions

  • the present application relates to a power conversion device that converts a DC voltage into a predetermined voltage, and particularly to a power conversion device in which a plurality of chopper circuits are connected in parallel.
  • Patent Document 1 As a control method that can achieve this current balance, in Patent Document 1, a plurality of chopper circuits that convert an input DC voltage into a predetermined DC voltage are connected in parallel, and a predetermined position of each chopper circuit is respectively connected. Current is taken out as a chopper current, a current deviation between the average value of each chopper current and the chopper current of the chopper circuit is detected, and the deviation amount is interrupted to the control system of the chopper circuit as a correction amount. Control of the output voltage of the circuit is performed.
  • a chopper circuit is configured by controlling so that a difference between current values output from a plurality of chopper circuits connected in parallel is reduced (as much as possible).
  • the maximum loss of the switching element to be reduced is reduced, and a smaller and lower cost power conversion device can be provided.
  • the control method for controlling the currents of the plurality of chopper circuits to be equal is described as shunt control, and the expected output current value of each chopper circuit with respect to the average value of the output current values of the plurality of chopper circuits.
  • the fact that the maximum value of the difference between the two is small will be described as being highly accurate in the diversion control.
  • the power converter of the present application includes a plurality of chopper circuits connected in parallel, a reactor current detector that detects a reactor current of each chopper circuit, an output voltage detector that detects an output voltage, and a detected reactor current.
  • a shunt controller that performs shunt control based on the output voltage and a voltage controller that performs voltage control based on the detected output voltage, and controls the output voltage of the chopper circuit so that the reactor currents of the plurality of chopper circuits are equal.
  • the control apparatus which performs is provided.
  • FIG. 1 shows a configuration diagram of the power conversion device according to the first embodiment. 2 and 4 show operation waveforms in the power conversion device of the first embodiment.
  • the power conversion apparatus according to the first embodiment includes an input smoothing capacitor 2 provided between a DC power supply 1 and a load 4 and connected in parallel with the DC power supply 1, and a reactor 101 on the positive electrode side of the input smoothing capacitor 2.
  • the first chopper circuit 100 connected, the second chopper circuit 200 connected in parallel with the first chopper circuit 100, the cathode terminal of the diode 103 of the first chopper circuit 100, and the cathode terminal of the diode 203 of the second chopper circuit.
  • the output smoothing capacitor 3 connected to the positive electrode side, the input voltage detector 5 for detecting the input voltage Vin of the input smoothing capacitor 2, the output voltage detector 6 for detecting the output voltage Vout of the output smoothing capacitor 3, and the input voltage
  • Vin_sense detected by the detector 5 and the output voltage value Vout_se detected by the output voltage detector 6 se, the current value IL1_sense detected by the reactor current detector 104 and the reactor current detector low-pass filter 105 in the first chopper circuit 100, and the reactor current detector 204 and the reactor current detector in the second chopper circuit 200 described later.
  • a control device 1000 is provided that outputs the gate signal Vgs_Q102 of the semiconductor switching element 102 and the gate signal Vgs_Q202 of the semiconductor switching element 202 in the first chopper circuit 100 using the current value IL2_sense detected by the low-pass filter 205.
  • the first chopper circuit 100 smoothes the output of the reactor 101, the semiconductor switching element 102, the diode 103, the reactor current detector 104 that detects the reactor current IL1, and the reactor current detector 104, and the ripple current of the reactor current IL1. And a low-pass filter 105 for a reactor current detector that is input to the control device 1000.
  • the drain terminal of the semiconductor switching element 102 is on a different terminal side from the terminal to which the input smoothing capacitor 2 of the reactor 101 is connected.
  • the anode terminal of the diode 103 is connected to a terminal side different from the terminal to which the input smoothing capacitor 2 of the reactor 101 is connected.
  • the second chopper circuit 200 has the same configuration as the first chopper circuit 100, and includes a reactor 201, a semiconductor switching element 202, a diode 203, a reactor current detector 204 that detects a reactor current IL2, and a reactor current detector 204.
  • a reactor current detector low-pass filter 205 for smoothing the output and removing the ripple current of the reactor current IL2 and inputting the ripple current to the control device 1000 is provided.
  • the difference between the output voltage target value Vout * of the output voltage value Vout and the output voltage value Vout_sense is obtained, and the deviation voltage value Vout_error is output.
  • the deviation voltage value Vout_error is input to the output voltage controller 1001, and the on-duty Dx is calculated by the output voltage control calculation. Is output.
  • the on-duty Dx calculated by the output voltage control is input to the output voltage control duty limiter 1003 and corrected to a value within the range determined by the limiter, and the on-duty Dy calculated by the output voltage control is output.
  • the difference between the current value IL2_sense obtained through the reactor current detector low-pass filter 105 of the first chopper circuit 100 and the current value IL1_sense obtained through the reactor current detector low-pass filter 205 of the second chopper circuit 200 is taken to obtain a deviation current value IL_error.
  • the deviation current value IL_error is input to the shunt controller 1002, and the on-duty D ′ by the shunt control calculation is output.
  • the on-duty D ′ resulting from the shunt control calculation is input to the shunt control duty limiter 1004 and is corrected to a value within the range determined by the shunt control duty limiter 1004.
  • a correction amount D1 ′ is output.
  • the on-duty D1 of the semiconductor switching element 102 and the on-duty D2 of the semiconductor switching element 202 are calculated by combining the on-duty Dy calculated by the output voltage control and the on-duty D ′ calculated by the shunt control.
  • the polarity of the on-duty correction amount D1 ′ of the semiconductor switching element 102 and the on-duty correction amount D2 ′ of the semiconductor switching element 202 by calculation of shunt control are reversed and added to the on-duty D by calculation of output voltage control.
  • the sum of the on-duty correction amounts output by the shunt control becomes zero.
  • the on-duty D1 of the semiconductor switching element 102 and the on-duty D2 of the semiconductor switching element 202 output so far are input to the gate signal generator 1010 and are generated inside the gate signal generator 1010 as shown in FIG. Compared with the carrier wave CW, the gate signal generator 1010 outputs gate signals Vgs_Q102 and Vgs_Q202.
  • the control device 1000 can be configured by an analog circuit, but in the present embodiment, an element capable of digital calculation such as a microcomputer is assumed. Further, although the contents of the output voltage control and the shunt control have been described, when the voltage is not boosted, the output voltage control and the shunt control are set not to be performed, and the semiconductor switching element 101 and the semiconductor switching element 201 are turned off.
  • the reactor current detector low-pass filter 105 and the reactor current detector low-pass filter 205 set the cutoff frequency of the reactor current detector low-pass filter to 1/10 or less of the switching frequency 1 / Tsw of the chopper circuit.
  • the ripple current of the reactor current is removed to 1/10 or less regardless of the order.
  • the cut-off frequency of the low-pass filter for the reactor current detection means is large and sampling is performed twice or less per switching cycle, the sampling timing is shifted from the DC value timing of the reactor current.
  • the shunt controller 1002 if the cutoff frequency of the low-pass filter for the reactor current detection means is set to 1/10 or less, it is necessary to lower the gain of the shunt controller 1002 by the amount by which the cut-off frequency is lowered. If the phase is advanced by a differential element using a PID (Proportional-Integral-Differential) controller, it becomes possible to maintain the responsiveness of the shunt control with the same gain as before the cut-off frequency is lowered.
  • PID Proportional-Integral-Differential
  • the gain of the entire shunt control is changed by the inductance value of the reactor 101 and the reactor 201 being changed by the influence of the direct current superposition characteristics of the reactor due to the current, and the reactor is changed by the input / output voltage. Since the voltage applied to the current changes, the gain of the entire shunt control changes. In this case, by making the gain of the shunt controller 1002 variable according to the change of the inductance value or the applied voltage, it becomes possible to keep the responsiveness of the shunt control constant regardless of the current value of the reactor. .
  • the on-duty correction amount D2 ′ of the semiconductor switching element 202 by the calculation of the shunt control is not a value whose absolute value is smaller than the difference between the on-duty Dy by the calculation of the output voltage control and the upper and lower limit values of the output voltage control limiter 003.
  • the on-duty correction amount D1 ′ of the semiconductor switching element 102 based on the shunt control calculation and the on-duty correction amount D2 ′ of the semiconductor switching element 202 based on the shunt control calculation are the output voltage control.
  • On-duty by calculation Upper and lower limits are set so that the absolute value is equal to or smaller than the difference between y and the upper limit value of output voltage control limiter 003 or the difference between on-duty Dy calculated by output voltage control and the upper limit value of output voltage control limiter 003
  • the sum of the correction amounts by the shunt control can be zero regardless of the values of the on-duty D ′ by the shunt control and the on-duty Dy by the output voltage control.
  • the reactor current IL1 and the reactor current IL2 are controlled to be equal in the chopper circuits connected in parallel without causing the output voltage control and the shunt control to interfere with each other. It becomes possible.
  • an element capable of digital computation such as a microcomputer as the control device 1000, a smaller and lower cost power conversion device can be provided.
  • the reactor current detecting means low-pass filter 105 and the reactor current detecting means low-pass filter 205 are divided by setting the cutoff frequency of the reactor current detecting means low-pass filter to 1/10 or less of the switching frequency 1 / Tsw of the chopper circuit.
  • the current value IL1_sense and current value IL2_sense used for control are input to the control device 1000 in a state where the ripple currents of the reactor current IL1 and the reactor current IL2 are removed, so that the accuracy of the shunt control can be improved.
  • a small and low-cost power conversion device can be provided.
  • a power converter having a configuration in which two chopper circuits are connected in parallel will be described as a chopper circuit.
  • the operation waveform in the power conversion device having the configuration shown in FIG. 1 is as shown in FIG.
  • the slope of reactor current IL1 during the ON period of semiconductor switching element 102 (for example, period T4, period T5, and period T6 in FIG. 2) is obtained by equation (1).
  • the slope of reactor current IL1 during the off period of semiconductor switching element 102 (for example, period T7 in FIG. 2) is obtained by equation (2).
  • the overall slope of the reactor current IL1 can be obtained by Expression (3).
  • the slope of the reactor current IL2 during the ON period of the semiconductor switching element 202 (for example, the period T2, the period T3, and the period T4 in FIG. 2) is obtained by Expression (4).
  • the slope of reactor current IL2 in the off period (for example, period T5 in FIG. 2) of semiconductor switching element 202 is obtained by equation (5).
  • the overall slope of the reactor current IL2 can be obtained by the equation (6).
  • Expression (7) is established.
  • the output voltage value Vout changes when the average value of the on-duty of the semiconductor switching element 102 and the on-duty of the semiconductor switching element 202 changes. That is, if the shunt control outputs individual correction amounts and the average of the on-duty of the semiconductor switching element 102 and the on-duty of the semiconductor switching element 202 changes, the shunt control affects the output voltage control.
  • FIG. FIG. 3 shows a configuration diagram of the power conversion device described in the second embodiment.
  • FIG. 2 shows operation waveforms of the power conversion device described in the second embodiment.
  • the difference between the power conversion device in the second embodiment and the power conversion device in the first embodiment is that the configuration from the reactor current detector until the detected value of the reactor current is taken into the control device 1000 (hereinafter, the reactor current detector and its surroundings) And the control device 1000.
  • the configuration around the reactor current detector 104 of the first chopper circuit 100 in the second embodiment is such that the reactor current detector 104 that detects the reactor current IL1 and the output of the reactor current detector 104 are smoothed and the ripple current of the reactor current IL1.
  • the reactor current detector low-pass filter 106 has a larger time constant than the filter 105.
  • the configuration of the second chopper circuit 200 around the reactor current detector 204 is controlled by smoothing the output of the reactor current detector 204 that detects the reactor current IL2 and the reactor current detector 204, and removing the ripple current of the reactor current IL2.
  • Reactor current detector low-pass filter 205 that is input to device 1000
  • reactor current detector low-pass filter 205 that is input to control device 1000 after smoothing the output of reactor current detector 204 and removing the ripple current of reactor current IL2
  • the control device 1000 takes the difference between the output voltage target value Vout * of the output voltage value Vout and the output voltage value Vout_sense, and outputs a deviation output voltage value Vout_error, and the deviation output voltage value Vout_error is output to the output voltage controller 1001.
  • the difference between the current values IL1_sense and IL * is calculated and the deviation current value IL1_error is output.
  • the current value IL1_error is input to the shunt controller 005, and the shunt controller 005 outputs the first on-duty D1_1 of the semiconductor switching element 102.
  • the difference between the current values IL1_sense_slow and IL * is calculated and the deviation current value IL1_error_slow is output.
  • the deviation current value IL1_error is input to the shunt controller 006, and the shunt controller 006 outputs the second on-duty D1_2 of the semiconductor switching element 102.
  • the first on-duty D1_1 of the semiconductor switching element 102 and the second on-duty D1_2 of the semiconductor switching element 102 are added to obtain the on-duty D1 of the semiconductor switching element 102.
  • the difference between the current values IL2_sense and IL * is calculated and the deviation current value IL2_error is output.
  • the current value IL2_error is input to the third shunt controller 1007, and the fourth shunt controller 1008 sets the first on-duty D2_1 of the semiconductor switching element 202. Output.
  • the difference between the current values IL2_sense_slow and IL * is taken to output a deviation current value IL2_error_slow, and the current value IL2_error is input to the fourth shunt controller 1008.
  • the fourth shunt controller 1008 receives the second on-duty D2_2 of the semiconductor switching element 202. Is output.
  • the first on-duty D2_1 of the semiconductor switching element 202 and the second on-duty D2_2 of the semiconductor switching element 202 are added to obtain the on-duty D2 of the semiconductor switching element 202.
  • the difference between the first shunt controller 1005 and the second shunt controller 1006 is the order of the controller, and the first shunt controller 1005 has a higher order than the second shunt controller 1006.
  • the current value IL1_sense input to the first shunt controller 1005 and the current value IL1_sense_slow input to the second shunt controller 1006 differ in the time constant of the reactor current detector low-pass filter 105 in the previous stage, and the current value IL1_sense is the time This is because the output of the low-pass filter 105 for the reactor current detector with a small constant has a small waveform delay and a large ripple in the waveform due to the ripple current of the reactor current IL1, which is for high-speed response.
  • the second shunt controller 1006 includes an integral element regardless of the order. Since the current value IL1_sense_slow is an output of the low-pass filter 106 for the reactor current detector having a large time constant, the waveform delay is large and the ripple of the waveform due to the ripple current of the reactor current IL1 is small. This is because it is suitable for increasing, and since the integral element adds values until the deviation becomes zero, the deviation can be reduced to zero.
  • the difference between the third shunt controller 1007 and the fourth shunt controller 1008 is the same.
  • control device has an integrator that uses the output of a low-pass filter with a time constant that can remove the ripple current of the reactor current and a proportional device that uses the output of a low-pass filter with a time constant that cannot remove the ripple current of the reactor current. It becomes composition.
  • the on-duty D1 of the semiconductor switching element 102 and the on-duty D2 of the semiconductor switching element 102 thus output are input to the gate signal generator 1010, and the carrier wave generated inside the gate signal generator 1010 as shown in FIG. Compared with CW, the gate signal generator 1010 outputs gate signals Vgs_Q102 and Vgs_Q202. According to the power conversion device of the second embodiment described above, it is possible to control the reactor current IL1 and the reactor current IL2 to be equal in a plurality of chopper circuits connected in parallel.
  • a more compact and low-cost power conversion device can be provided. Further, by having the reactor current detector low-pass filter 105 and the reactor current detector low-pass filter 106 having different time constants in the subsequent stage of the reactor current detector 104, the accuracy can be improved without impairing the response of the shunt control. A smaller and lower cost power conversion device can be provided.
  • Embodiment 3 The configuration of the power conversion device of the third embodiment is the same as that of the first embodiment and is the configuration shown in FIG.
  • a digitally operable element such as a microcomputer is used for the control device 1000.
  • the input voltage value Vin_sense, the output voltage value Vout_sense, the current value IL1_sense, and the current value IL2_sense are not continuous waveforms but discrete waveforms. This is input to the control device 1000.
  • the power conversion device described in the third embodiment samples at least four times per one switching cycle.
  • FIG. 4 and FIG. 5 show waveforms in the case of capturing twice as a discrete waveform in order to explain the reason for increasing sampling.
  • sampling is performed twice per switching period, and a delay element is added to the gate signals Vgs_Q102 and Vgs_Q202.
  • the delay elements of the gate signals Vgs_Q102 and Vgs_Q202 are not shown in FIG. 1, they are caused by the propagation delay of the gate signal generator circuit between the control device 1000 and the semiconductor switching element. Due to the delay of the gate signal (indicated by an arrow in the figure), other waveforms such as the reactor current are also delayed.
  • the delay of each waveform due to the delay of the gate signal is referred to as a waveform delay.
  • Sampling timing (timing indicated by black triangles in the figure) is performed in the valleys of the carrier wave CW.
  • the average value of the reactor current sampling value will be If the absolute value of the slope when the gate is turned on is smaller than the absolute value of the slope when the gate is turned off, the average value of the reactor current sampling value is larger than the direct current value of the reactor current.
  • the time constant of the low-pass filter for the reactor current detector is set to a certain value or more as in the first and second embodiments, the difference between the average value of the sampling value of the reactor current and the DC value due to the delay is eliminated, but the low-pass for the reactor current detector
  • the time constant of the filter cannot be increased beyond a certain value, the difference between the average value of the reactor current sampling values and the direct current value of the reactor current can be suppressed by increasing the number of samplings, particularly by increasing the number to four or more.
  • the accuracy of shunt control can be increased in a plurality of chopper circuits connected in parallel, and a smaller and lower cost power conversion device can be provided.
  • FIG. 1 shows a configuration diagram of a power conversion device described in a fourth embodiment.
  • FIG. 5 shows waveforms for explaining the principle of the power conversion device described in the fourth embodiment.
  • the configuration of the power conversion device described in the fourth embodiment is the same as that of the first embodiment.
  • Reactor 101 and reactor 201 have DC superimposition characteristics, and the inductance value decreases as the absolute value of the flowing current increases.
  • a digitally operable element such as a microcomputer is used for the control device 1000
  • the input voltage value Vin_sense, the output voltage value Vout_sense, the current value IL1_sense, and the current value IL2_sense are input to the control device 1000 in a discrete waveform instead of a continuous waveform. .
  • the number of samplings per switching cycle is 2 or less. As described in the third embodiment, when the number of samplings is two or less and the inductance values of the reactor 101 and the reactor 201 are different, a phenomenon occurs in which the DC value of the reactor current and the average value of the detected value of the reactor current are shifted.
  • the direct current value of the reactor current and the reactor due to the difference between the reactor current detection value generated by the reactor current detector and the reactor current detector low-pass filter
  • the deviation of the average value of the detected value of the current is utilized. Reduce.
  • an error occurs in the reactor current detector and the reactor current detector low-pass filter with respect to the current value IL1_sense and the current value IL2_sense which are the reactor current detection values, and the current value IL1_sense is the current when the reactor current IL1 and the current value IL2 are equal. It is assumed that the detected value is smaller than the value IL2_sense. Then, since the current value IL1_sense and the current value IL2_sense are controlled to be equal to each other by the shunt control, the DC value of the current value IL1 becomes larger than the DC value of the current value IL2.
  • the difference between the direct current value of the current value IL1 and the direct current value of the current value IL2 causes a difference in inductance due to the direct current superposition characteristics of the reactor 101 and the reactor 201. Since the inductance value decreases as the direct current value of the reactor current increases, the inductance value of the reactor 101 becomes smaller than the inductance value of the reactor 201.
  • a semiconductor switching element, a diode, and a reactor such as a step-down chopper method as shown in FIG. 6 and a coupled reactor method as shown in FIG.
  • Any power conversion device having a plurality of chopper circuits that control the input / output voltage ratio with the on-duty of the semiconductor switching element can be applied.
  • the power conversion device has a semiconductor switching element and a reactor connected in series and has a plurality of bidirectional chopper circuits that control the input / output voltage ratio by the on-duty of the semiconductor switching element, Applicable to anything.
  • the bi-directional chopper circuit in FIG. 8 is a step-up chopper method, but is also applicable to a power conversion apparatus having a plurality of other bi-directional chopper circuits such as a step-down chopper method as shown in FIG. 6 and a coupled reactor method as shown in FIG. it can.
  • the control device 1000 includes a processor 500 and a storage device 501 as shown in FIG. 9 as an example of hardware.
  • the storage device 501 includes a volatile storage device such as a random access memory and a nonvolatile auxiliary storage device such as a flash memory. Further, an auxiliary storage device of a hard disk may be provided instead of the flash memory.
  • the processor 500 executes the program input from the storage device 501. In this case, a program is input from the auxiliary storage device to the processor 500 via the volatile storage device. Further, the processor 500 may output data such as a calculation result to the volatile storage device of the storage device 501, or may store the data in the auxiliary storage device via the volatile storage device.
  • 1 DC power supply 2 input smoothing capacitor, 3 output smoothing capacitor, 4 load, 5 input voltage detector, 6 output voltage detector, 100 1st chopper circuit, 200 2nd chopper circuit, 101, 201 reactor, 102, 202 semiconductor Switching element, 103, 203 diode, 104, 204 reactor current detector, 105, 106, 205, 206 low pass filter for reactor current detector, 500 processor, 501 storage device, 1000 control device, 1001 output voltage controller, 1002 shunt control 1003, output voltage control duty limiter, 1004 shunt control duty limiter, 1005 first shunt controller, 1006 second shunt controller, 1007 third Flow controller, 1008 a fourth shunt regulator,

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)

Abstract

複数のチョッパ回路１００，２００はそれぞれの半導体スイッチング素子１０２、２０２のオンデューティの平均値によって出力電圧が制御されるので、複数のチョッパ回路１００、２００のそれぞれのリアクトル電流を検出し、検出されたリアクトル電流に基づいて分流制御を行う分流制御器１００２と検出された出力電圧に基づいて電圧制御を行う電圧制御器１００１を有し、半導体スイッチング素子１０２、２０２のオンデューティの平均値が分流制御によって変化しないように複数の前記チョッパ回路１００、２００のリアクトル電流が等しくなるように制御装置１０００によって出力電圧を制御するようにした。

Description

電力変換装置
　本願は、直流電圧を所定の電圧に変換する電力変換装置に関するもので、特に複数のチョッパ回路を並列に接続した電力変換装置に関するものである。
　電力変換装置は、小型軽量化の要求に対応するため、複数のチョッパ回路を並列に接続して動作させることが行われており、この場合の複数のチョッパ回路間の電流バランスをとることが必要であった。
　この電流バランスをとることのできる制御方法として、特許文献１では、入力された直流電圧を所定の直流電圧に変換するチョッパ回路を複数台並列接続していて、それぞれのチョッパ回路の所定位置からそれぞれの電流をチョッパ電流として取り出して、それぞれのチョッパ電流の平均値と前記チョッパ回路のチョッパ電流との電流偏差を検出し、これらの偏差量を補正量としてチョッパ回路の制御系に割り込ませて、チョッパ回路の出力電圧を制御することが行われている。この特許文献１に示された技術によって、並列接続された複数のチョッパ回路の出力する電流値の差が小さくなるように（できるだけ同じ電流値になるように）制御することによって、チョッパ回路を構成するスイッチング素子の最大損失が小さくなり、より小型低コストの電力変換装置を提供できていた。以下、複数のチョッパ回路の電流が等しくなるように制御する制御方法を分流制御と記述し、複数のチョッパ回路の出力電流値の平均値に対して、それぞれのチョッパ回路の想定される出力電流値の差の最大値が小さいことを、分流制御の精度が高いとして説明する。
特開昭６１―１４２９６１号公報
　しかし、特許文献１の構成では、複数のチョッパ回路に個別に分流制御の補正量を出力することによってそれぞれのチョッパ回路のチョッパ電流の平均値が変化することになる。特に、昇圧しない動作領域あるいは最大昇圧の動作領域においては、出力電圧制御と分流制御が干渉して、分流制御を行うことによって、出力電圧制御が円滑に行われないという問題があった。
　本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、分流制御が出力電圧制御に影響を及ぼすことの無い電力変換装置を提供することを目的とする。
　本願の電力変換装置は、並列に接続された複数台のチョッパ回路、それぞれのチョッパ回路のリアクトル電流を検出するリアクトル電流検出器、出力電圧を検出する出力電圧検出器、および検出されたリアクトル電流に基づいて分流制御を行う分流制御器と検出された出力電圧に基づいて電圧制御を行う電圧制御器を有し、複数の前記チョッパ回路のリアクトル電流が等しくなるように前記チョッパ回路の出力電圧を制御する制御装置を備えたものである。
　本願によれば、出力電圧制御と分流制御が干渉しないように分流制御を行うことによって、小型の電力変換装置を提供できる。
本願の実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示した構成図である。 本願の実施の形態１、２に係る電力変換装置における動作波形を示す図である。 本願の実施の形態２に係る電力変換装置の構成を示した構成図である。 本願の実施の形態１、３、４に係る電力変換装置における動作波形を示す図である。 本願の実施の形態３、４に係る電力変換装置における動作波形を示す図である。 本願の実施の形態１から４に係る電力変換装置の別の構成を示した構成図である。 本願の実施の形態１から４に係る電力変換装置の別の構成を示した構成図である。 本願の実施の形態１から４に係る電力変換装置の別の構成を示した構成図である。 本願の制御装置のハードウエアの構成例を示す構成図である。
実施の形態１．
　図１に実施の形態１の電力変換装置の構成図を示す。図２および図４に実施の形態１の電力変換装置における動作波形を示す。
　実施の形態１の電力変換装置は、直流電源１と、負荷４との間に設けられ、直流電源１と並列に接続された入力平滑コンデンサ２と、入力平滑コンデンサ２の正極側にリアクトル１０１が接続された第１チョッパ回路１００と、第１チョッパ回路１００と並列に接続された第２チョッパ回路２００と、第１チョッパ回路１００のダイオード１０３のカソード端子と第２チョッパ回路のダイオード２０３のカソード端子と正極側が接続された出力平滑コンデンサ３と、入力平滑コンデンサ２の入力電圧Ｖｉｎを検出する入力電圧検出器５と、出力平滑コンデンサ３の出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧検出器６と、入力電圧検出器５より検出された入力電圧値Ｖｉｎ＿ｓｅｎｓｅと出力電圧検出器６より検出された出力電圧値Ｖｏｕｔ＿ｓｅｎｓｅと、第１チョッパ回路１００内のリアクトル電流検出器１０４およびリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０５より検出された電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅと後述の第２チョッパ回路２００内のリアクトル電流検出器２０４およびリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ２０５より検出された電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅを用いて第１チョッパ回路１００内の半導体スイッチング素子１０２のゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ１０２と半導体スイッチング素子２０２のゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ２０２を出力する制御装置１０００を備えている。
　第１チョッパ回路１００は、リアクトル１０１と、半導体スイッチング素子１０２と、ダイオード１０３と、リアクトル電流ＩＬ１を検出するリアクトル電流検出器１０４と、リアクトル電流検出器１０４の出力を平滑しリアクトル電流ＩＬ１のリップル電流を除去して制御装置１０００に入力するリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０５とを備えており、半導体スイッチング素子１０２のドレイン端子は、リアクトル１０１の入力平滑コンデンサ２が接続された端子とは異なる端子側に接続され、同様に、ダイオード１０３のアノード端子が、リアクトル１０１の入力平滑コンデンサ２が接続された端子とは異なる端子側に接続されている。
　第２チョッパ回路２００は、第１チョッパ回路１００と同じ構成で、リアクトル２０１と、半導体スイッチング素子２０２と、ダイオード２０３と、リアクトル電流ＩＬ２を検出するリアクトル電流検出器２０４と、リアクトル電流検出器２０４の出力を平滑しリアクトル電流ＩＬ２のリップル電流を除去して制御装置１０００に入力するリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ２０５とを備えている。
　制御装置１０００において、出力電圧値Ｖｏｕｔの出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧値Ｖｏｕｔ＿ｓｅｎｓｅの差をとり偏差電圧値Ｖｏｕｔ＿ｅｒｒｏｒを出力し、出力電圧制御器１００１に入力し出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｘを出力する。
　出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｘは、出力電圧制御デューティリミッタ１００３に入力されリミッタによって決められた範囲内の値に補正され出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙが出力される。
　第１チョッパ回路１００のリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０５を通じて得られる電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅと、第２チョッパ回路２００のリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ２０５を通じて得られる電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅとの差をとり、偏差電流値ＩＬ＿ｅｒｒｏｒを出力し、偏差電流値ＩＬ＿ｅｒｒｏｒを分流制御器１００２に入力し、分流制御の演算によるオンデューティＤ’が出力される。
　分流制御の演算によるオンデューティＤ’は、分流制御デューティリミッタ１００４に入力され、分流制御デューティリミッタ１００４によって決められた範囲内の値に補正され、分流制御の演算による半導体スイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ１’が出力される。
　出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙと分流制御の演算によるオンデューティＤ’を組み合わせて半導体スイッチング素子１０２のオンデューティＤ１と半導体スイッチング素子２０２のオンデューティＤ２を算出するが、このとき分流制御の演算による半導体スイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ１’と分流制御の演算による半導体スイッチング素子２０２のオンデューティの補正量Ｄ２’の極性を逆転させて出力電圧制御の演算によるオンデューティＤに加算させることによって、分流制御によって出力されるオンデューティの補正量の合計が０となる。
　ここまで出力された半導体スイッチング素子１０２のオンデューティＤ１と半導体スイッチング素子２０２のオンデューティＤ２は、ゲート信号生成器１０１０に入力され、図２に示すようにゲート信号生成器１０１０の内部において生成されるキャリア波ＣＷと比較され、ゲート信号生成器１０１０は、ゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ１０２とＶｇｓ＿Ｑ２０２を出力する。
　なお、制御装置１０００は、アナログ回路でも構成することが可能だが、本実施の形態ではマイコンなどのデジタル演算可能な素子を想定している。また、出力電圧制御と分流制御の内容を説明したが、昇圧しない場合には、出力電圧制御と分流制御をしないように設定し、半導体スイッチング素子１０１と半導体スイッチング素子２０１をオフにする。
　リアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０５とリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ２０５は、リアクトル電流検出器用ローパスフィルタのカットオフ周波数をチョッパ回路のスイッチング周波数１／Ｔｓｗの１／１０以下に設定することにより、ローパスフィルタの次数によらずリアクトル電流のリップル電流を１／１０以下に除去する。図４に示すように、リアクトル電流検出手段用ローパスフィルタのカットオフ周波数が大きく１スイッチング周期あたり２回以下のサンプリングの場合、サンプリングのタイミングがリアクトル電流の直流値のタイミングとずれるため、リアクトル電流検出手段用ローパスフィルタのカットオフ周波数をチョッパ回路のスイッチング周波数１／Ｔｓｗの１／１０以下に設定することで、リップル電流を除去し、リアクトル電流の直流値を検出できるようにする。
　分流制御器１００２において、リアクトル電流検出手段用ローパスフィルタのカットオフ周波数を１／１０以下に設定するとカットオフ周波数を下げた分だけ分流制御器１００２のゲインを下げる必要があるが、分流制御器１００２にＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ-Ｉｎｔｅｇｒａｌ-Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）制御器を用いて微分要素により位相を進めると、カットオフ周波数を下げる前と同等のゲインで分流制御の応答性を保つことが可能となる。
　また、分流制御器１００２において、電流によりリアクトルの直流重畳特性の影響でリアクトル１０１とリアクトル２０１のインダクタンス値が変化することで分流制御全体のゲインが変化することになり、また、入出力電圧によってリアクトルに印加される電圧が変化するため分流制御全体のゲインが変化する。この場合には、分流制御器１００２のゲインをインダクタンス値の変化もしくは印加電圧に対応して可変にすることによって、リアクトルの電流値によらず分流制御の応答性を一定に保つことが可能となる。
　分流制御リミッタ１００４では、半導体スイッチング素子１０２のオンデューティＤ１と半導体スイッチング素子２０２のオンデューティＤ２が、ともに０以上の値となるので分流制御の演算による半導体スイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ１’と分流制御の演算による半導体スイッチング素子２０２のオンデューティの補正量Ｄ２’は、出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙと出力電圧制御リミッタ００３の上下限値の差より絶対値が小さい値でなければ補正量の合計が０とならないため、分流制御の演算による半導体スイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ１’と分流制御の演算による半導体スイッチング素子２０２のオンデューティの補正量Ｄ２’が出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙと出力電圧制御リミッタ００３の上限値の差もしくは出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙと出力電圧制御リミッタ００３の上限値の差より絶対値が等しいか、もしくは小さくなるように上下限を設けて、分流制御の演算によるオンデューティＤ’と出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙの値によらず分流制御による補正量の合計が０とすることを可能にしている。
　以上説明した実施の形態１の電力変換装置によれば、複数台並列接続されたチョッパ回路において出力電圧制御と分流制御が干渉することなく、リアクトル電流ＩＬ１とリアクトル電流ＩＬ２が等しくなるように制御することが可能となる。
　とくに、制御装置１０００をマイコンなどのデジタル演算可能な素子を使用することによってより小型で低コストの電力変換装置を提供できる。
　リアクトル電流検出手段用ローパスフィルタ１０５とリアクトル電流検出手段用ローパスフィルタ２０５はリアクトル電流検出手段用ローパスフィルタのカットオフ周波数をチョッパ回路のスイッチング周波数１／Ｔｓｗの１／１０以下に設定することにより、分流制御に使用する電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅと電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅがリアクトル電流ＩＬ１とリアクトル電流ＩＬ２のリップル電流が除去された状態で制御装置１０００に入力されることになり、分流制御の精度を高めることができ、より小型低コストの電力変換装置を提供できる。
　ここで、本願が設定した新たな課題について詳細に説明する。ここでは、チョッパ回路として２台のチョッパ回路を並列に接続した構成の電力変換装置を取り上げて具体的に説明する。図１の構成の電力変換装置における動作波形は、図２に示すようになる。ここで、半導体スイッチング素子１０２のオン期間（たとえば図２の期間Ｔ４、期間Ｔ５、期間Ｔ６）のリアクトル電流ＩＬ１の傾きは式（１）で求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　半導体スイッチング素子１０２のオフ期間（たとえば図２の期間Ｔ７）のリアクトル電流ＩＬ１の傾きは式（２）で求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　リアクトル電流ＩＬ１の全体の傾きは式（３）で求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　半導体スイッチング素子２０２のオン期間（たとえば図２の期間Ｔ２、期間Ｔ３、期間Ｔ４）のリアクトル電流ＩＬ２の傾きは式（４）で求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　半導体スイッチング素子２０２のオフ期間（たとえば図２の期間Ｔ５）のリアクトル電流ＩＬ２の傾きは式（５）で求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　リアクトル電流ＩＬ２の全体の傾きは式（６）で求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　ここで、入力電流が変化しないとすると式（７）が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　式（３）、式（６）、式（７）の連立方程式をＬ＿１=Ｌ＿２とおいて解くと式（８）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 　式（８）より、半導体スイッチング素子１０２のオンデューティと半導体スイッチング素子２０２のオンデューティの平均値が変化すると出力電圧値Ｖｏｕｔが変化することがわかる。すなわち、分流制御が個別の補正量を出力し、半導体スイッチング素子１０２のオンデューティと半導体スイッチング素子２０２のオンデューティの平均が変化すると分流制御が出力電圧制御に影響を与えるということになる。
実施の形態２．
　図３に実施の形態２で説明する電力変換装置の構成図を示す。図２に実施の形態２で説明する電力変換装置の動作波形を示す。
　実施の形態２における電力変換装置について、実施の形態１における電力変換装置との違いは、リアクトル電流検出器から制御装置１０００にリアクトル電流の検出値を取り込むまでの構成（以後、リアクトル電流検出器周りの構成と呼ぶ）と制御装置１０００である。
　実施の形態２における第１チョッパ回路１００のリアクトル電流検出器１０４周りの構成は、リアクトル電流ＩＬ１を検出するリアクトル電流検出器１０４と、リアクトル電流検出器１０４の出力を平滑しリアクトル電流ＩＬ１のリップル電流を除去して制御装置１０００に入力するリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０５と、リアクトル電流検出器１０４の出力を平滑しリアクトル電流ＩＬ１のリップル電流を除去して制御装置１０００に入力するリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０５より時定数の大きいリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０６とで構成される。
　第２チョッパ回路２００のリアクトル電流検出器２０４周りの構成は、リアクトル電流ＩＬ２を検出するリアクトル電流検出器２０４と、リアクトル電流検出器２０４の出力を平滑しリアクトル電流ＩＬ２のリップル電流を除去して制御装置１０００に入力するリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ２０５と、リアクトル電流検出器２０４の出力を平滑しリアクトル電流ＩＬ２のリップル電流を除去して制御装置１０００に入力するリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ２０５より時定数の大きいリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ２０６とで構成される。
　実施の形態２における制御装置１０００は、出力電圧値Ｖｏｕｔの出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧値Ｖｏｕｔ＿ｓｅｎｓｅの差をとり偏差出力電圧値Ｖｏｕｔ＿ｅｒｒｏｒを出力し、偏差出力電圧値Ｖｏｕｔ＿ｅｒｒｏｒを出力電圧制御器１００１に入力しリアクトル電流目標値ＩＬ＊を出力するように構成されている。
　電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅとＩＬ＊の差をとり偏差電流値ＩＬ１＿ｅｒｒｏｒを出力し、電流値ＩＬ１＿ｅｒｒｏｒを分流制御器００５に入力し、分流制御器００５は半導体スイッチング素子１０２の第１オンデューティＤ１＿１を出力する。電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅ＿ｓｌｏｗとＩＬ＊の差をとり偏差電流値ＩＬ１＿ｅｒｒｏｒ＿ｓｌｏｗを出力し、偏差電流値ＩＬ１＿ｅｒｒｏｒを分流制御器００６に入力し、分流制御器００６は半導体スイッチング素子１０２の第２オンデューティＤ１＿２を出力する。半導体スイッチング素子１０２の第１オンデューティＤ１＿１と半導体スイッチング素子１０２の第２オンデューティＤ１＿２を加算して、半導体スイッチング素子１０２のオンデューティＤ１とする。
　電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅとＩＬ＊の差をとり偏差電流値ＩＬ２＿ｅｒｒｏｒを出力し、電流値ＩＬ２＿ｅｒｒｏｒを第３分流制御器１００７に入力し、第４分流制御器１００８は半導体スイッチング素子２０２の第１オンデューティＤ２＿１を出力する。電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅ＿ｓｌｏｗとＩＬ＊の差をとり偏差電流値ＩＬ２＿ｅｒｒｏｒ＿ｓｌｏｗを出力し、電流値ＩＬ２＿ｅｒｒｏｒを第４分流制御器１００８に入力し、第４分流制御器１００８は、半導体スイッチング素子２０２の第２オンデューティＤ２＿２を出力する。半導体スイッチング素子２０２の第１オンデューティＤ２＿１と半導体スイッチング素子２０２の第２オンデューティＤ２＿２を加算して、半導体スイッチング素子２０２のオンデューティＤ２とする。
　第１分流制御器１００５と第２分流制御器１００６の違いは、制御器の次数であり、第２分流制御器１００６に比べて第１分流制御器１００５の方が、次数が高い。第１分流制御器１００５に入力される電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅと第２分流制御器１００６に入力される電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅ＿ｓｌｏｗは、前段のリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０５の時定数が異なり、電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅは、時定数が小さいリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０５の出力なので、波形の遅れが少なくリアクトル電流ＩＬ１のリップル電流による波形のリップルが大きいため、高速応答向きのためである。そして、第２分流制御器１００６は、次数を問わないが積分要素を含んでいる。電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅ＿ｓｌｏｗは時定数が大きいリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０６の出力なので、波形の遅れが大きくリアクトル電流ＩＬ１のリップル電流による波形のリップルが小さいため、高速応答には向かないが分流制御の精度を高めるのには向いているためであり、積分要素は偏差が０になるまで値を加算するため、偏差を０にすることが可能となる。なお、第３分流制御器１００７と第４分流制御器１００８の違いも同様である。すなわち、制御装置として、リアクトル電流のリップル電流を除去できる時定数のローパスフィルタの出力を使用する積分器とリアクトル電流のリップル電流を除去できない時定数のローパスフィルタの出力を使用する比例器を合わせ持つ構成となる。
　ここまで出力された半導体スイッチング素子１０２のオンデューティＤ１と半導体スイッチング素子１０２のオンデューティＤ２はゲート信号生成器１０１０に入力され、図２に示すようにゲート信号生成器１０１０の内部生成されるキャリア波ＣＷと比較され、ゲート信号生成器１０１０はゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ１０２とＶｇｓ＿Ｑ２０２を出力する。
　以上説明した実施の形態２の電力変換装置によれば、複数台並列接続されたチョッパ回路において、リアクトル電流ＩＬ１とリアクトル電流ＩＬ２が等しくなるように制御することが可能となる。
　制御装置１０００をマイコンなどのデジタル演算可能な素子を使用することにより、より小型低コストの電力変換装置を提供できる。また、リアクトル電流検出器１０４の後段に時定数が異なるリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０５とリアクトル電流検出器用ローパスフィルタ１０６を持つことにより、分流制御の応答性を損なうことなく精度を高めることができ、より小型低コストの電力変換装置を提供することができる。
実施の形態３．
　実施の形態３の電力変換装置の構成は、実施の形態１と同じで、図１に示す構成となる。実施の形態３では、制御装置１０００にマイコンなどのデジタル演算可能な素子を使用するもので、入力電圧値Ｖｉｎ＿ｓｅｎｓｅ、出力電圧値Ｖｏｕｔ＿ｓｅｎｓｅ、電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅ、電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅを連続波形ではなく、離散波形で制御装置１０００に入力するものである。実施の形態３で説明する電力変換装置は、スイッチング周期１周期あたり４回以上サンプリングしている。
　図４および図５ではサンプリングを増やす理由を説明するために離散波形でスイッチング周期１周期あたり２回取り込む場合の波形を示している。図４では、スイッチング周期１周期につき２回サンプリングかつゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ１０２とＶｇｓ＿Ｑ２０２に遅延要素を加えている。図１においてはゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ１０２とＶｇｓ＿Ｑ２０２の遅延要素は図示していないが、制御装置１０００と半導体スイッチング素子との間にあるゲート信号生成器回路の伝播遅延よって発生する。ゲート信号の遅延（図中矢印にて示している）により、リアクトル電流などのほかの波形も遅れることになる。以後ゲート信号の遅延による各波形の遅延は、波形の遅延と呼ぶこととする。サンプリングのタイミング（図中黒三角にて示すタイミング）はキャリア波ＣＷの山谷で行っている。
　図４に示すように、リアクトル１０１とリアクトル２０１のインダクタンス値が等しい場合、ゲート信号の遅延によって、リアクトル電流のサンプリング値は、リアクトル電流の直流値と異なる値となるが、リアクトル電流のサンプリング値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅ（図中黒丸で示している）の平均値とリアクトル電流ＩＬ２のサンプリング値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅ（図中白丸で示している）の平均値が等しいため分流制御の精度が下がることはない。
　一方、図５で示すように、リアクトル１０１とリアクトル２０１のインダクタンス値が異なる場合、リアクトル電流のサンプリング値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅの平均値とリアクトル電流ＩＬ２のサンプリング値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅの平均値に差が発生するため、分流制御の精度が下がることになる。リアクトル電流のサンプリング値の平均値がリアクトル電流の直流値とずれる原理は、波形の遅延により、波形において直流値より手前をサンプリングすることになるためである。
　ゲートオン時にリアクトル電流が上昇、オフ時に下降するため、ゲート遅延時間が同じ場合、ゲートオン時の傾きの絶対値の方がゲートオフ時の傾きの絶対値より大きい場合はリアクトル電流サンプリング値の平均値がリアクトル電流の直流値より小さめに、ゲートオン時の傾きの絶対値の方がゲートオフ時の傾きの絶対値より小さい場合はリアクトル電流サンプリング値の平均値がリアクトル電流の直流値より大きめになる。
　実施の形態１、２のように、リアクトル電流検出器用ローパスフィルタの時定数を一定以上にすれば、遅延によるリアクトル電流のサンプリング値の平均値と直流値のずれはなくなるが、リアクトル電流検出器用ローパスフィルタの時定数を一定以上にできない場合は、サンプリングの回数を増やすことで、特に４回以上に増やすことでリアクトル電流サンプリング値の平均値とリアクトル電流の直流値のずれを抑制できる。
　以上説明した実施の形態１の電力変換装置によれば、複数台並列接続されたチョッパ回路において分流制御の精度を高めることができ、より小型低コストの電力変換装置を提供できる。
実施の形態４．
　図１に実施の形態４で説明する電力変換装置の構成図を示す。図５に実施の形態４で説明する電力変換装置の原理を説明するための波形を示す。
　実施の形態４で説明する電力変換装置は、構成は実施の形態１と同じである。リアクトル１０１とリアクトル２０１は、直流重畳特性をもち、流れる電流の絶対値が大きいほどインダクタンス値が小さくなるものとする。制御装置１０００にマイコンなどのデジタル演算可能な素子を使用すると入力電圧値Ｖｉｎ＿ｓｅｎｓｅ、出力電圧値Ｖｏｕｔ＿ｓｅｎｓｅ、電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅ、電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅを連続波形ではなく、離散波形で制御装置１０００に入力することになる。実施の形態４では、スイッチング周期１周期あたりのサンプリング回数を２回以下とする。実施の形態３で説明したとおり、サンプリング回数が２回以下でリアクトル１０１とリアクトル２０１のインダクタンス値が異なる場合、リアクトル電流の直流値とリアクトル電流の検出値の平均値がずれる現象が発生する。
　実施の形態４で説明する電力変換装置は、制御装置１０００にリアクトル電流を取り込む場合にリアクトル電流検出器とリアクトル電流検出器用ローパスフィルタによって発生するリアクトル電流検出値のずれによるリアクトル電流の直流値とリアクトル電流の検出値の平均値のずれを、サンプリング回数が２回以下でリアクトル１０１とリアクトル２０１のインダクタンス値が異なる場合、リアクトル電流の直流値とリアクトル電流の検出値の平均値がずれる現象を利用して軽減させる。
　まず、リアクトル電流検出値である電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅと電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅについて、リアクトル電流検出器とリアクトル電流検出器用ローパスフィルタによって誤差が発生し、リアクトル電流ＩＬ１と電流値ＩＬ２が等しい場合に電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅが電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅより小さく検出されるとする。そうすると分流制御により、電流値ＩＬ１＿ｓｅｎｓｅと電流値ＩＬ２＿ｓｅｎｓｅが等しくなるように制御されるため、電流値ＩＬ１の直流値が電流値ＩＬ２の直流値より大きくなる。電流値ＩＬ１の直流値が電流値ＩＬ２の直流値の違いがリアクトル１０１とリアクトル２０１の直流重畳特性によるインダクタンスの違いを生む。リアクトル電流の直流値が大きいほうがインダクタンス値が小さくなるため、リアクトル１０１のインダクタンス値がリアクトル２０１のインダクタンス値より小さくなる。
　また、実施の形態１から４について、図１や図２に示す昇圧チョッパ回路の他に、図６のような降圧チョッパ方式や、図７のような結合リアクトル方式など半導体スイッチング素子とダイオードとリアクトルを持ち、半導体スイッチング素子のオンデューティで入出力電圧比を制御するチョッパ回路を複数台持つ電力変換装置であれば、何にでも適用できる。　
また、図８に示すように、直列接続された半導体スイッチング素子とリアクトルを持ち、半導体スイッチング素子のオンデューティで入出力電圧比を制御する双方向チョッパ回路を複数台持つ電力変換装置であれば、何にでも適用できる。図８の双方向チョッパ回路は昇圧チョッパ方式だが、図６のような降圧チョッパ方式や、図７のような結合リアクトル方式などその他の方式の双方向チョッパ回路を複数台持つ電力変換装置にも適用できる。
　なお、制御装置１０００は、ハードウエアの一例を図９に示すように、プロセッサ５００と記憶装置５０１から構成される。記憶装置５０１の詳細は図示していないが、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを具備する。また、フラッシュメモリの代わりにハードディスクの補助記憶装置を具備してもよい。プロセッサ５００は、記憶装置５０１から入力されたプログラムを実行する。この場合、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプロセッサ５００にプログラムが入力される。また、プロセッサ５００は、演算結果等のデータを記憶装置５０１の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置にデータを保存してもよい。
　本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
１　直流電源、　２　入力平滑コンデンサ、　３　出力平滑コンデンサ、　４　負荷、　５　入力電圧検出器、　６　出力電圧検出器、　１００　第１チョッパ回路、　２００　第２チョッパ回路、　１０１，２０１　リアクトル、　１０２，２０２　半導体スイッチング素子、　１０３，２０３　ダイオード、　１０４，２０４　リアクトル電流検出器、　１０５，１０６，２０５，２０６　リアクトル電流検出器用ローパスフィルタ、　５００　プロセッサ、　５０１　記憶装置、　１０００　制御装置、　１００１　出力電圧制御器、　１００２　分流制御器、　１００３　出力電圧制御デューティリミッタ、　１００４　分流制御デューティリミッタ、　１００５　第１分流制御器、　１００６　第２分流制御器、　１００７　第３分流制御器、　１００８　第４分流制御器、

Claims (13)

  1. 　並列に接続された複数台のチョッパ回路、それぞれのチョッパ回路のリアクトル電流を検出するリアクトル電流検出器、出力電圧を検出する出力電圧検出器、および検出されたリアクトル電流に基づいて分流制御を行う分流制御器と検出された出力電圧に基づいて電圧制御を行う電圧制御器を有し、複数の前記チョッパ回路のリアクトル電流が等しくなるように前記チョッパ回路の出力電圧を制御する制御装置を備えた電力変換装置。
  2. 　前記チョッパ回路のゲート信号のデューティは、検出した出力電圧を目標値に追従させるための値と検出したそれぞれの前記チョッパ回路のリアクトル電流が等しくなるように制御するための値との和であって、前記チョッパ回路のリアクトル電流が等しくなるように制御するための値の和が０である請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記チョッパ回路のゲート信号のデューティは、検出した出力電圧を目標値に追従させるためにリアクトル電流の目標値として出力し、前記チョッパ回路のリアクトル電流がリアクトル電流の目標値の偏差を基に算出されている請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記チョッパ回路のリアクトルのうちの一部もしくはすべてが他のチョッパ回路のリアクトルと磁気結合している請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置
  5. 　前記制御装置がデジタル演算可能な素子である請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  6. 　前記リアクトル電流検出器がスイッチング周期１回当たり４回以上サンプリングする請求項１から５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  7. 　前記リアクトル電流検出器にチョッパ回路のスイッチング周波数の１／１０以下のカットオフ周波数のローパスフィルタを持つ請求項１から５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  8. 　前記リアクトル電流検出器の後段に時定数が異なる複数のローパスフィルタを備え、前記ローパスフィルタの出力を前記制御装置に入力するようにした請求項１から５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  9. 　前記チョッパ回路に動作範囲内でインダクタンス値が変化するリアクトルを使用していて、サンプリングのタイミングがリアクトル電流の直流値となるタイミングからずれているようにした請求項１から５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  10. 　前記分流制御器がＰＩＤ制御器である請求項７に記載の電力変換装置。
  11. 　前記制御装置がリアクトル電流のリップル電流を除去できる時定数のローパスフィルタの出力を使用する積分器とリアクトル電流のリップル電流を除去できない時定数のローパスフィルタの出力を使用する比例器を合わせ持つ請求項８に記載の電力変換装置。
  12. 　前記分流制御器が動作条件によりゲインを変更する請求項１から１１のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  13. 　分流制御デューティリミッタの値の絶対値が、出力電圧制御の演算によるオンデューティと出力電圧制御デューティリミッタの上限値との差、もしくは出力電圧制御の演算によるオンデューティと出力電圧制御デューティリミッタの下限値との差と等しいか小さい値である請求項２から１２のいずれか一項に記載の電力変換装置。
PCT/JP2018/016733 2018-04-25 2018-04-25 電力変換装置 WO2019207663A1 (ja)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2020515355A JP6980102B2 (ja) 2018-04-25 2018-04-25 電力変換装置
US16/982,767 US11476757B2 (en) 2018-04-25 2018-04-25 Power conversion apparatus with chopper circuits and output control
CN201880092439.8A CN112005479A (zh) 2018-04-25 2018-04-25 功率转换装置
DE112018007516.8T DE112018007516T5 (de) 2018-04-25 2018-04-25 Leistungsumwandlungsvorrichtung
PCT/JP2018/016733 WO2019207663A1 (ja) 2018-04-25 2018-04-25 電力変換装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2018/016733 WO2019207663A1 (ja) 2018-04-25 2018-04-25 電力変換装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2019207663A1 true WO2019207663A1 (ja) 2019-10-31

Family

ID=68294737

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2018/016733 WO2019207663A1 (ja) 2018-04-25 2018-04-25 電力変換装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US11476757B2 (ja)
JP (1) JP6980102B2 (ja)
CN (1) CN112005479A (ja)
DE (1) DE112018007516T5 (ja)
WO (1) WO2019207663A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2021111992A (ja) * 2020-01-07 2021-08-02 日立Astemo株式会社 電力変換装置

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE112019003059T5 (de) * 2018-06-18 2021-03-04 Keihin Corporation Umrichtervorrichtung
JP7452447B2 (ja) * 2021-01-14 2024-03-19 トヨタ自動車株式会社 電源ユニット
US12015350B2 (en) * 2022-07-25 2024-06-18 P-Duke Technology Co., Ltd. Multi-phase converter including a duty cycle limiter

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004304960A (ja) * 2003-03-31 2004-10-28 Tdk Corp 電源装置及びその制御装置
JP2014057521A (ja) * 2013-12-26 2014-03-27 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JP2015220976A (ja) * 2014-05-15 2015-12-07 現代自動車株式会社Ｈｙｕｎｄａｉｍｏｔｏｒ Ｃｏｍｐａｎｙ 多相インターリーブコンバータ及びその制御方法
JP2018061318A (ja) * 2016-10-03 2018-04-12 本田技研工業株式会社 変換装置、機器及び制御方法

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61142961A (ja) 1984-12-17 1986-06-30 Toshiba Corp チヨツパ装置の制御方法
DE3585508D1 (de) 1984-12-17 1992-04-09 Toshiba Kawasaki Kk Steuereinrichtung fuer zerhackervorrichtung.
US7615979B2 (en) * 2005-11-28 2009-11-10 David J. Caldwell Flexible power converter and simplified process controller
US8441241B2 (en) * 2010-05-03 2013-05-14 Intel Corporation Methods and systems to digitally balance currents of a multi-phase voltage regulator
US9847735B2 (en) * 2012-04-20 2017-12-19 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device, motor drive control apparatus including the power conversion device, air blower and compressor including the motor drive control apparatus, and air conditioner including the air blower or the compressor
JP6277246B1 (ja) * 2016-10-03 2018-02-07 本田技研工業株式会社 変換装置、機器及び制御方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004304960A (ja) * 2003-03-31 2004-10-28 Tdk Corp 電源装置及びその制御装置
JP2014057521A (ja) * 2013-12-26 2014-03-27 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JP2015220976A (ja) * 2014-05-15 2015-12-07 現代自動車株式会社Ｈｙｕｎｄａｉｍｏｔｏｒ Ｃｏｍｐａｎｙ 多相インターリーブコンバータ及びその制御方法
JP2018061318A (ja) * 2016-10-03 2018-04-12 本田技研工業株式会社 変換装置、機器及び制御方法

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2021111992A (ja) * 2020-01-07 2021-08-02 日立Astemo株式会社 電力変換装置
JP7213833B2 (ja) 2020-01-07 2023-01-27 日立Astemo株式会社 電力変換装置

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2019207663A1 (ja) 2021-02-12
US11476757B2 (en) 2022-10-18
CN112005479A (zh) 2020-11-27
US20210013803A1 (en) 2021-01-14
DE112018007516T5 (de) 2021-01-14
JP6980102B2 (ja) 2021-12-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2019207663A1 (ja) 電力変換装置
KR101840412B1 (ko) 벅 스위치 모드 파워 컨버터 큰 신호 천이 응답 최적화기
CN106849650B (zh) 用于减少dc-dc转换器中的瞬变的方法和系统
US8482271B2 (en) Switching power supply with inductor current detection storage
EP2218185B1 (en) Self tracking adc for digital power supply control systems
US6933709B2 (en) Digital control system and method for switched mode power supply
CN107276409B (zh) 控制dc-dc转换器的dc偏差的电路及方法
US8174250B2 (en) Fixed frequency ripple regulator
US8552702B2 (en) Digital control switching regulator having an input voltage detection circuit
TWI681613B (zh) 模擬電感電流控制的電壓轉換器
JP5239360B2 (ja) スイッチング電源回路
US20190181761A1 (en) Multi-phase dc-dc converter, recording medium and control method for multi-phase dc-dc converter
US20210143735A1 (en) Method and Apparatus for Regulating an Output Voltage of a Power Converter During a Load Transient
US11569748B2 (en) Interpolation control for balancing currents in interleaved power converters
US9118307B2 (en) Method for generating PWM signals and a pulse width modulation power converter
JP2018527870A (ja) インダクタ電流を処理する装置及び方法
TWI581550B (zh) 轉換器控制方法
JP2010200519A (ja) 昇圧チョッパ回路
JP6779339B1 (ja) 電力変換器
CN113746339B (zh) 一种dcdc变换器控制方法、装置及系统
US11183931B2 (en) Power converter including a feedback control system
TWI514728B (zh) 具電流平衡之多相電源轉換控制器
US20240048051A1 (en) Parameter conversion for stability of digitally controlled converter
CN117013791A (zh) 一种电感电流构建电路、构建方法及功率转换器
Ma et al. A high efficiency adaptive current mode step-up/step-down DC–DC converter with four modes for smooth transition

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 18916670

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2020515355

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 18916670

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1